10kW直流開關電源設計

本科生畢業(yè)設計〔論文〕PAGEIII摘要開關電源具有效率高、體積小、重量輕等顯著特點。目前世界各國都有廣泛的應用，特別是對大容量高頻開關電源的研究和開發(fā)已成為當今電力電子學的主要研究領域，并派生了很多新的研究方向。本設計的題目為10kW直流開關電源的設計，直流開關電源的工作原理：電網(wǎng)輸送來的交流電經(jīng)整流濾波電路變?yōu)橹绷?，?jīng)過高頻逆變電路變?yōu)楦哳l交流，通過高頻變壓器將高頻交流電變壓，然后高頻交流電經(jīng)單相橋式整流濾波電路變?yōu)橹绷?。根?jù)直流開關電源的工作原理確定設計方案，選擇三相橋式不控整流濾波電路作為主電路的輸入級電路，通過分析比較各種變化器的優(yōu)缺點，選用移相式全橋變換器，設計了高頻變壓器，選擇單相橋式整流電路作為主電路的輸出級電路，在電壓調節(jié)環(huán)節(jié)上，詳細分析了基于UC3825控制芯片的PWM控制電路。并根據(jù)任務要求完成了IGBT驅動電路、系統(tǒng)反響電路的、保護電路、輔助電源以及均流電路的設計。本次設計的10kW直流開關電源具有輸出電壓可調、輸出電流大、紋波小等特點。實驗結果說明它根本到達設計要求，從而驗證了理論分析的正確性，具有廣闊的應用前景。關鍵詞：變換器；開關電源；高頻變壓器；PWM控制AbstractSwitchingpowersupplywithhighefficiency,smallsize,lightweightandothersignificantcharacteristics.Atpresent,allthecountriesintheworldhaveawiderangeofapplications,especiallyintheresearchanddevelopmentoflargecapacityandhighfrequencyswitchingpowersupplyhasbecomeamainresearchfieldofmodernpowerelectronics,andderivealotofnewresearchdirections.Thesubjectofthisdesignisthedesignof10kWDCswitchingpowersupply,theworkingprincipleofDCswitchingpowersupply:thegridtotheACrectifiedfiltercircuitintoaDC,afterhighfrequencyinvertercircuitintoahigh-frequencyalternatingcurrent,highfrequencyalternatingcurrenttransformerbyhigh-frequencytransformerwill,thenhighfrequencyACsingle-phasebridgerectifierfiltercircuitfordc.AccordingtothedesignschemetodeterminetheworkingprincipleofDCswitchingpowersupply,selectionofthree-phaseuncontrolledrectifierfiltercircuitastheinputcircuitofmaincircuit,comparingtheadvantagesanddisadvantagesofvariouschangesthroughtheanalysis,selectionofphase-shiftfullbridgeconverter,highfrequencytransformerdesign,selectionofsinglephasebridgerectifiercircuitasoutputcircuitofthemaincircuit,onthevoltageregulationpart,adetailedanalysisoftheUC3825controlchipcontrolcircuitbasedonPWM.AndtheIGBTdrivecircuit,feedbackcircuit,protectioncircuit,auxiliarypowersupplyandaflowequalizationcircuitisdesignedaccordingtotherequirementofthetask.Thedesignof10kWDCswitchingpowersupplyhasthecharacteristicsofadjustableoutputvoltage,outputcurrent,lowripple.Theexperimentalresultsshowthatitmeetsthedesignrequirement,whichverifiesthecorrectnessofthetheoreticalanalysis,hasabroadapplicationprospect.Keywords:converter；Switchingpowersupply；high-frequencytransformer；PWMcontrol目錄TOC\o"1-3"\f\h\z第1章緒論11.1開關電源的簡介11.2開關電源的開展及國外現(xiàn)狀11.3國內開關電源的開展及現(xiàn)狀3第2章系統(tǒng)分析和設計方案確定52.1系統(tǒng)整體概述52.2變換器的選擇62.3控制電路的實現(xiàn)62.4整流濾波電路的選擇82.4.1輸入整流濾波回路82.4.2輸出整流濾波回路8第3章開關電源主電路的設計93.1開關電源的設計要求93.2主電路組成框圖93.2.1輸入整流濾波電路10移相式全橋變換器的設計123.2.3輸出整流濾波電路16第4章控制電路的設計194.1PWM集成控制器的根本原理194.2高速脈寬調制器UC3825194.2.1主要特點214.2.2極限參數(shù)214.2.3內部電路工作原理224.3UC3825的調試244.4反響電路的設計25第5章保護電路的設計285.1軟啟動電路的設計285.2過流過壓保護29第6章輔助電源設計32第7章均流電路設計347.1均流電路概述347.2開關電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法34第8章結論37參考文獻38致謝39附錄140附錄241PAGE43第1章緒論開關電源的簡介開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，一般由脈沖寬度調制〔PWM〕控制IC和MOSFET構成。隨著電力電子技術的開展和創(chuàng)新，使得開關電源技術也在不斷地創(chuàng)新。目前，開關電源以小型、輕量和高效率的特點被廣泛應用幾乎所有的電子設備，是當今電子信息產業(yè)飛速開展不可缺少的一種電源方式。電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速開展。開關電源和線性電源相比，二者的本錢都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源本錢在某一輸出功率點上，反而高于開關電源。隨著電力電子技術的開展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一本錢反轉點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的開展空間。開關電源產品廣泛應用于工業(yè)自動化控制、軍工設備、科研設備、LED照明、工控設備、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫(yī)療設備、半導體制冷制熱、空氣凈化器，電子冰箱，液晶顯示器，LED燈具，通訊設備，視聽產品，安防監(jiān)控，LED燈袋，電腦機箱，數(shù)碼產品和儀器類等領域。現(xiàn)代開關電源有兩種：一種是直流開關電源；另一種是交流開關電源。這里主要介紹的只是直流開關電源，其功能是將電能質量較差的電源〔粗電〕，如市電電源或蓄電池電源，轉換成滿足設備要求的質量較高的直流電壓〔精電〕。直流開關電源的核心是DC/DC轉換器。因此直流開關電源的分類是依賴DC/DC轉換器分類的。也就是說，直流開關電源的分類與DC/DC轉換器的分類是根本相同的，DC/DC轉換器的分類根本上就是直流開關電源的分類。開關電源的開展及國外現(xiàn)狀自1957年第一只可控硅(SCR)問世后，可控硅取代了笨重而且效率低下的硒或氧化亞銅整流器件，可控硅整流器就作為通信設備的一次電源使用。在隨后的20年內，由于半導體工藝的進步，可控硅的電壓、電流額定值及其它特性參數(shù)得到了不斷提高和改進，滿足了通信設備不斷開展的需要，因此，直到70年代，興旺國家還一直將可控硅整流器作為大多數(shù)通信設備的一次電源使用。雖然可控硅整流器工作穩(wěn)定，能滿足通信設備的要求，但它是相控電源，工作于工頻，有龐大笨重的電源變壓器、電感線圈、濾波電容，噪聲大，效率低，功率因數(shù)低，穩(wěn)壓精度也較低。因此，自1947年肖克萊創(chuàng)造晶體管，并在隨后的幾年內對晶體管的質量和性能不斷完善提高后，人們就著力研究利用晶體管進行高頻變換的方案。1955年美國羅耶(GH·Roger)創(chuàng)造的自激振蕩推挽晶體管單變壓器直流變換器，是實現(xiàn)高頻轉換電路的開始,1957年美國查賽(JJ·JenSen)又創(chuàng)造了自激式推挽雙變壓器變換器電路。在此根底上，1964年，美國科學家提出了取消工頻變壓器的串聯(lián)開關電源的設想，并在NEC雜志上發(fā)表了“脈寬調制應用于電源小型化〞等文章，為使電源實現(xiàn)體積和重量的大幅下降提供了一條根本途徑。隨著大功率硅晶體管的耐壓提高和二極管反向恢復時間的縮短等元器件性能的改善，1969年終于做成了25kHz的開關電源。電源界把開關電源的頻率提高到20kHz以上稱為電源技術的“20kHz革命〞。經(jīng)過幾年的努力，從開關電源的電路拓撲型式到相配套的元器件等研究都取得了相當大的進展。在電路拓撲型式上開發(fā)出了單端貯能式反激電路、雙反激電路、單端正激式電路、雙正激電路、推挽電路、半橋電路、全橋電路，以適應不同應用場合、不同功率檔次的需要；在元器件方面，功率晶體管和整流二極管的性能也有了較大的提高。1976年美國硅通用公司第一個做出了型號為SG1524的脈寬調制(PWM,PulseWidthModulation)控制芯片，極大地提高了開關電源的可靠性，并進一步減小了體積。在隨后的幾年中，大功率晶體管(GTR)和功率場效應管(MOSFET)相繼被研制出來，其電壓、電流額定值大為提高，工作頻率也提高較多，可靠性也顯著增加。到80年代中后期，絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)已研制出來并投入了市場，各種通信設備所需的一次電源大多采取PWM集成控制芯片、雙極型晶體管、場效應管、絕緣柵雙極晶體管。隨著微電子學的開展和元器件生產技術的提高，相繼開發(fā)出了耐壓高的功率場效應管(VMOS管)和高電壓、大電流的絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)，具有軟恢復特性的大功率高頻整流管，各種用途的集成脈寬調制控制器和高性能的鐵氧體磁芯，高頻用的電解電容器，低功耗的聚丙烯電容等。主要元器件技術性能的提高，為高頻開關電源向大功率、高效率、高可靠性方向開展奠定了良好根底。隨著通信用開關電源技術的廣泛應用和不斷深入，實際工作中人們對開關電源提出了更高的要求，提出了應用技術的高頻化、硬件結構的模塊化、軟件控制的數(shù)字化、產品性能的綠色化、新一代電源的技術含量大大提高，使之更加可靠、穩(wěn)定、高效、小型、平安。在高頻化方面，為提高開關頻率并克服一般的PWM和準諧振、多諧振變換器的缺點，又開發(fā)了相移脈寬調制零電壓開關諧振變換器，這種電路克服了PWM方式硬開關造成的較大的開關損耗的缺點，又實現(xiàn)了恒頻工作，克服了準諧振和多諧振變換器工作頻率變化及電壓、電流幅度大的缺點。采用這種工作原理，大大減小了開關管的損耗，不但提高了效率也提高了工作頻率，減小了體積，更重要的是降低了變換電路對分布參數(shù)的敏感性，拓寬了開關器件的平安工作區(qū)，在一定程度上降低了對器件的要求，從而顯著提高了開關電源的可靠性。國內開關電源的開展及現(xiàn)狀建國初期，我國郵電部門的科研技術人員開發(fā)了以國產大功率電動發(fā)電機組為主的成套設備作為開關電源用于通信。在引進原民主德國FGD系列和前蘇聯(lián)BCC51系列自動化硒整流器根底上，借鑒國外先進技術，與工廠共同研制成功國產XZL系列自動化硒整流器，并在武漢通信電源廠批量生產，開始用硒整流器裝備通信局(站)，替換原有的電動發(fā)電機組，這標志著我國國產開關電源設備躍到一個新的水平。但后來，我國的開關電源開展相當緩慢。1963年開始研制和采用可控硅(SCR)整流器,1965年著手研制逆變器和晶體管直流—直流(DC/DC)變換器，當時與興旺國家相比只落后五六年.后由于十年動亂，研制工作一直停滯不前，除了可控硅整流器于1967年在武漢通信電源廠開始形成系列化生產，供通信設備作一次電源使用，并不斷得到改進，性能和質量逐步提高外，其它方面進展十分緩慢。一直到80年代才開始生產20kHzDC/DC變換器，但由于受元器件性能的影響，質量很不穩(wěn)定，無法作為通信設備的一次電源使用。只是作為通信設備的二次電源使用(二次電源對元器件的耐壓及電流要求較低)。直到上世紀90年代初，我國大多數(shù)通信設備所用的一次電源仍然是可控硅整流器。這種電源工作于工頻50Hz，有龐大的工頻變壓器、電感線圈、電解電容等，笨重龐大、效率低、噪聲大、性能指標低，不易實現(xiàn)集中監(jiān)控。由于通信事業(yè)開展的需要，八十年代后期，郵電部加強了開關電源技術開展的各項工作，制訂了“通信根底電源系統(tǒng)設備系列暫行規(guī)定〞，“通信局(站)電源系統(tǒng)總技術要求〞和電源設備行業(yè)標準等文件，屢次派代表參加國際電信能源會議，并在八十年代后期才第一批引進了澳大利亞生產的48V/50A(開關頻率為40kHz)和48V/100A(開關頻率為20kHz)的高頻開關電源，在吸收國外先進技術的根底上，投入較大的力量，開始研制自己的開關電源。郵電部武漢電源廠、通信儀表廠等廠家開發(fā)出了自己的以PWM方式工作的開關電源,并推向電信行業(yè)應用，取得了較好的效果.隨后郵電部對電源提出了更新?lián)Q代和實現(xiàn)監(jiān)控(包括遠程監(jiān)控)的要求，眾多廠家都投入力量研制開發(fā)，推出了采用PWM技術的高頻開關電源，有些廠家還推出了實現(xiàn)遠程監(jiān)控的解決方案，短短幾年后，電信部門所用的一次通信電源幾乎都更換成了采用PWM集成控制芯片、大功率晶體管、功率場效應管、絕緣柵雙極晶體管的半橋或全橋電路，其開關頻率為幾十～100kH總的說來，開關電源的開展趨勢為:繼續(xù)向高頻、高效、高可靠、高密度化、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化開展。第2章系統(tǒng)分析和設計方案確定本章從整體上對開關電源的各種功能模塊進行了介紹，主要闡述了各模塊的結構、功能以及相互之間的關系，其中重點介紹了主變換器和控制電路，對當前開關電源常用的變換器的結構、優(yōu)缺點、適用范圍等進行了分析，在此根底上，結合本文的實際情況，選擇了適宜的變換器結構；在控制電路局部，介紹了開關電源控制電路各控制單元的功能以及實現(xiàn)方法。最后對開關電源整流濾波電路進行了簡單介紹。2.1系統(tǒng)整體概述按照各局部的功能劃分，從大的方面講，開關電源可分成：電源主電路和電源控制電路兩局部。電源的主電路是負責進行功率轉換的局部，通過適當?shù)目刂齐娐房梢詫⑹须娹D換為所需的直流輸出電壓。而控制電路那么根據(jù)實際的需要產生主電路所需的控制脈沖和提供各種保護功能。開關電源的結構框圖可如圖2.1所示。EMI濾波器EMI濾波器整流濾波高頻變換器高頻變壓器高頻整流濾波輸出輔助電源PWM調節(jié)器誤差比較放大器電壓電流取樣電路基準電壓保護電路控制電路ACDC圖2.1開關電源的結構框圖從圖中可以看出，這幾局部是相輔相成的統(tǒng)一整體。在電源的研制和開發(fā)過程中必須對每一局部都進行認真的分析和研究，才能使所研制的開關電源滿足設計要求。電源主電路通過輸入整流濾波、DC-DC變換、輸市出整流濾波將電轉為所需要的直流電壓。開關電源的主回路可以分為:輸入整流濾波回路、功率開關橋、輸出整流濾波三局部。輸入整流濾波回路將交流電通過整流模塊變換成含有脈動成分的直流電，然后通過輸入濾波電容使得脈動直流電變?yōu)檩^平滑的直流電。功率開關橋將濾波得到的直流電變換為高頻的方波電壓，通過高頻變壓器傳送到輸出側。最后，由輸出整流濾波回路將高頻方波電壓濾波成為所需要的直流電壓或電流，主回路進行正常的功率變換所需的觸發(fā)脈沖由控制電路提供?？刂齐娐肥钦麄€電源的大腦，它控制整個裝置工作并實現(xiàn)相應的保護功能。一般控制電路應具有以下功能:控制脈沖產生電路、驅動電路、電壓反響控制電路、各種保護電路、輔助電源電路。為了使開關電源設備正常的工作，使電源的各個組成局部都能發(fā)揮其最大的效能，就必須讓電源的各個組成局部相互協(xié)調、相互協(xié)作、在電源的研制與設計過程中應對這方面的問題給予足夠的重視。2.2變換器的選擇近年來，移相控制全橋變換器由于具有恒頻軟開關運行、移相控制實現(xiàn)方便、電流和電壓應力小、巧妙利用寄生元件等一系列突出優(yōu)點，倍受各方的廣泛關注.移相控制方式作為全橋變換器特有的-種控制方式，它是指保持每個開關管的導通時間不變，同一橋臂兩只管子相位相差180度。對全橋變換器來說，只有對角線上兩只開關管同時導通時，變換器才輸出功率，所以可通過調節(jié)對角線上的兩只開關管導通重合角的寬度來實現(xiàn)穩(wěn)壓控制，而在功率器件環(huán)流期間，它又利用變壓器的漏感、功率半導體器件的結電容或外加的附加電感電容的諧振來實現(xiàn)零電壓或零電流的開關換流。本文根據(jù)實際技術要求開發(fā)的開關電源的主電路，應該采用移相式全橋變換器的拓撲結構。2.3控制電路的實現(xiàn)控制電路是開關電源系統(tǒng)的另一重要局部。DC-DC變換器需要控制電路提供適當?shù)尿寗用}沖，才能有效的工作。如果控制電路不完善，主電路設計得再好也無法發(fā)揮其自身的功能，例如:如果控制電路輸出的觸發(fā)信號不穩(wěn)定，或者出現(xiàn)誤觸發(fā)，有可能引起開關橋的直通，導致短路，從而損壞開關元件。根據(jù)電路功能的分工可將控制電路分為幾大局部:脈沖產生電路、觸發(fā)電路、電壓反響控制電路、軟啟動電路、保護電路、輔助電源電路等，具體控制電路如圖2.2所示。從圖2.2可以看出，脈沖產生電路是控制電路的核心。脈沖產生電路根據(jù)電壓反響控制電路、保護電路以及軟啟動電路等提供的控制信號產生出所需的脈沖信號，然后該脈沖信號經(jīng)過觸發(fā)電路的放大后去驅動開關元件，使開關管導通或關斷。電源主電路電源主電路觸發(fā)電路保護電路電壓反響控制電路脈沖產生電路軟啟動電路輔助電源圖2.2電源控制電路框圖電壓反響控制電路通過檢測電壓的大小，對輸出電壓進行采樣，然后將采樣電壓和參考電壓相比較得出誤差信號，反響控制電路將誤差信號進行PI處理后得到一控制電壓。最后，反響控制電路將該控制電壓送給脈沖產生電路，進而調節(jié)輸出脈沖的脈寬到達調節(jié)輸出電壓的目的。控制電路輸出的PWM信號，電平幅值和功率能力均缺乏以驅動大功率開關元件，因此選擇適宜的驅動電路是必須的。驅動電路是將控制電路輸出PWM脈沖信號經(jīng)過電隔離后進行功率放大和電壓調整再去驅動大功率開關管，由于所提供的脈沖幅度以及波形關系到開關管的開關過程，直接影響到損耗，所以，應該合理設計驅動電路，實現(xiàn)開關管的最正確開通與關斷。電源的輸出濾波電容較大，輸出電壓的突然建立將會形成非常大的電容充電電流，疊加在負載電流上，它不僅使開關管的負擔過重而可能損壞，而且，由于持續(xù)時間長，往往會引起過流保護電路發(fā)生誤動作。假設為了防止由此引起的誤動作而將保護電路搞得非常遲鈍，這將會增加過流保護的不平安性。輸出電壓在合閘時容易出現(xiàn)過沖，這種過沖，合閘時可能發(fā)生，在關閉電源時也可能產生，只要到達足夠的幅度將會給負載造成損害，而且，反復的大電流沖擊對電容器本身也不利，同時還會引起干擾，因此，開關電源必須具備輸出電源軟啟動的功能。軟啟動電路在電源合閘和重新啟動時提供一個逐漸上升的電壓信號給脈沖產生電路，從而使控制電路的輸出脈沖有一個逐漸建立的過程。保護電路是控制電路的一個重要組成局部，為了提高電源的可靠性必須不斷完善保護電路的功能。當前開關電源電路的主要保護功能有:過流保護、過壓保護、欠壓保護、溫度保護。過流保護和過壓保護是為了保護負載和電源兩者而設置的，而欠壓保護和溫度保護是為了電源本身而設置的。輔助電源電路的功能是為控制電路供電。輔助電源的類型有很多種，既可以采用串聯(lián)線性調整型電源，也可以采用開關電源。輔助電源也可以通過高頻變壓器獲得輸出后反響提供，輔助電源本身作為開關電源的一組負載。選取輔助電源電路形式時，只要該電源能滿足控制電路的要求即可。2.4整流濾波電路的選擇整流濾波回路是開關電源的重要組成局部，它可以提高電壓、電流的穩(wěn)定度，減小干擾。開關電源中分別存在輸入和輸出整流濾波回路。輸入整流濾波回路本課題研究的電源額定工作狀態(tài)的技術要求為:輸出電壓220V，輸出電流50A，輸出功率為10kW，屬于大功率電源。為了保持三相交流電源的對稱性和減小電源的輸入濾波電容等原因，大功率電源一般采用三相電源作為供電電源。因此，本設計采用三相橋式整流濾波電路作為輸入級電路。輸出整流濾波回路在大功率電源中，常用的輸出整流電路有橋式整流電路和全波整流電路。因為本文實驗要求輸出電壓為220V。橋式整流電路適用于輸出電壓較高的場合，還可以使變壓器結構簡單，降低整流管的電壓定額，所以我們采用橋式整流電路作為輸出整流電路。輸出濾波電路一般可采用一級濾波也可采用兩級濾波。輸出濾波電路的作用是濾除二次側整流電路輸出的脈動直流中的交流成分，得到平滑的直流輸出。第3章開關電源主電路的設計開關電源最重要的兩局部就是主電路和控制電路。本章將根據(jù)大功率直流開關電源的要求對主電路各局部進行性能分析并計算各項參數(shù)，根據(jù)計算所得的數(shù)據(jù)結果選擇各元器件，設計出各個獨立模塊，最后組裝成開關電源的主電路。3.1開關電源的設計要求本文設計的大功率直流開關電源主要應用于電力系統(tǒng)的高頻開關電源，確定技術指標如下:1.輸入電壓:380V20%2.電網(wǎng)頻率:50Hz10%3.功率因數(shù):>0.934.輸入過壓告警:437V5V5.輸入欠壓告警:320V5V6.輸出標稱電壓:220VDC7.輸出電壓范圍:176-286VDC8.輸出紋波電壓:10mV9.輸出額定電流:510.輸出過壓保護:325V5V11.輸出欠壓保護:195V5V12.便于生產和維護在本設計的研究過程中，主要對開關直流電源的工作原理、電路的拓撲結構和運行模式進行了深入研究，并結合系統(tǒng)的技術參數(shù)，確定系統(tǒng)主電路的拓撲，設計出主電路，即分別設計出濾波、整流、DC-DC變換器、軟啟動和保護控制等局部。下面就對電源主電路的設計進行詳細說明。3.2主電路組成框圖根據(jù)需要設計大功率開關電源的技術要求，本文進行了方案的驗證與比較，設計如圖3.1所示的軟開關直流開關電源的主電路框圖。虛線以上是主電路，主電路主要分為輸入整流濾波、逆變開關電路、逆變變壓器和輸出整流濾波；虛線以下為控制回路，控制回路主要包括信息檢測電路、控制和保護單元、監(jiān)控單元和輔助電源。高頻逆變整流濾波直流輸出輔助電源控制和保護單元反響監(jiān)控單元圖3.1直流開關電源的主電路框圖本電源采用ZVZCS-PWM拓撲，原邊加箝位二極管，三相交流輸入整流后，加LC濾波，以提高輸入功率因數(shù)，主功率管選用IGBT，控制電路采用UC3825移相控制專用集成芯片，電流電壓雙閉環(huán)控制。輸入整流濾波電路三相交流電經(jīng)電源內部EMI濾波后，加到整流濾波模塊。EMI濾波器的作用是濾除功率管開關產生的電壓電流尖峰和毛刺，減小電源內部對電網(wǎng)的干擾，同時又能減小其他用電設備通過電網(wǎng)傳向電源的干擾。濾波電路采用LC濾波，電感的作用是拓開電流導通時間，限制電流峰值，可以提高電源的輸入功率因數(shù)。濾波電容采用四個電解電容，兩個串聯(lián)后并聯(lián)使用，滿足三相整流后的高壓要求。電阻、是平衡串聯(lián)電容上的電壓，高頻電容與電解電容并聯(lián)使用，濾除高頻諧波，彌補電解電容高頻特性差的缺陷。如圖3.2即為輸入整流濾波電路。圖3.2輸入整流濾波電路輸入整流濾波電路同一般大功率PWM型開關電源的輸入整流濾波電路相似。主要包括兩局部組成:整流橋和輸入濾波電路。工作頻率為50Hz，輸入為三相交流電壓380V，采用三相整流橋。最大輸入電壓：=〔1+20%〕=380×1.2=456V整流二極管的峰值電壓為：=×456=640V取50%的裕量：640×(1+50%)=960V根據(jù)整流橋的實際電壓等級，我們選擇整流橋的耐壓為1200V。因為電源的輸入功率隨效率變化，所以應取電源效率最差時的數(shù)值。在此，我們按一般開關電源的效率取值，取效率為80%。電源的輸入功率:P==220×50/0.8=13750W因最大輸入電流是在交流輸入電壓下限時，所以，=380V×80%=304V,最大輸入線電流:===26.1A取整流橋的額定電流為100輸入電容器決定于輸出保持時間和直流輸入電壓的紋波電壓的大小，而且要在計算流入電容器的紋波電流是否完全到達電容器的容許值的根底上進行設計。E為電網(wǎng)電壓最低時輸入三相橋式整流電路的輸出平均電壓，為交流輸入線電壓:E=(3-1)即：E=1.35×380×(1－20%)=410V通過直流輸入電路的平均電流為：===33.5A計算單相全波整流電路濾波電容的經(jīng)驗公式為:=400～600(3-2)由于三相全波整流電路的基波頻率為單向電路的3倍，因此計算三相電路濾波電路的公式為:=133～200(3-3)所以：=200×33.5=6700uF根據(jù)計算結果，在實際電路中，我們選用10000uF/400V的電解電容4只兩兩串聯(lián)后再并聯(lián)組成濾波電容組。電感中最大電流為交流輸入電壓下限時通過直流輸入電路的平均電流=33.5A。理論上輸入濾波電感越大，電流脈動越小，輸入功率因素越高，但受體積重量和價格的限制，并根據(jù)繞制廠家的現(xiàn)有工藝水平，選用C15×32×l05硅鋼片鐵心，線徑為1.6毫米，電感量為18mH的工頻電感。電感量確實定較難精確計算，可通過實驗確定。移相式全橋變換器的設計移相式全橋變換電路如圖3.3所示。圖3.3移相式全橋變換電路單相逆變橋采用IGBT，以滿足高壓、高功率的要求。無感電容(、)并聯(lián)在兩橋臂之間，降低兩橋臂之間電壓尖峰的干擾，諧波電感，隔直電容、、防止變壓器的直流偏磁，原邊箝位二極管減輕副邊振蕩，主變壓器起到原、副邊的隔離、耦合作用，原、副邊各一副繞組，以滿足副邊采用全橋整流的要求，原邊加交流互感器，檢測原邊電流作保護用?？紤]到開關管的參數(shù)、控制電路及主電路的特性等因素，選取開關橋的工作頻率為30kHz。高頻變壓器的計算：(1)選擇工作磁通密度B磁芯選用MX0-200鐵氧體材料。選取工作磁通密度B=900GS.(2)計算磁芯規(guī)格并計算副邊繞組匝數(shù)根據(jù)電源所用高頻變壓器的設計經(jīng)驗，磁芯采用環(huán)形磁芯。磁芯規(guī)格:D×d×h=120×60×20mmD為環(huán)形磁芯的外直徑，d為環(huán)形磁芯的內直徑，h為環(huán)形磁芯的厚度。根據(jù)設計高頻變壓器的總結公式:=100〔3-4〕式中，應取最大值。電路工作頻率為30kHz，T=33.4uS，為導通時間，根據(jù)計算的占空比，我們暫取11uS，為施加在原變繞組上的電壓幅值，其最大值為電網(wǎng)電壓最大時的三相整流濾波輸出值:即為：380×(1+20%)×=640V。為磁芯截面積:=600=6cm所以，計算所得高頻變壓器副邊繞組匝數(shù)為:65.2取整數(shù)為65T。(3)計算原邊繞組匝數(shù)按設計要求，輸出電壓最大值為286V，考慮從電源輸出端到負載之間傳輸線的壓降(取壓降<0.3V)，因此，該電源的最高輸出電壓為:=325+0.3=325.3V輸出整流二極管的壓降取2V；濾波電感的壓降取0.6V；我們暫取開關橋的最大占空比=0.66；因此，最高輸出電壓、額定負載時高頻變壓器副邊繞組最低電壓幅值為:=(325.3+2+0.6)/0.66=496.8V因為:(3-5)其中=380×(1-20%)×1.35=410V得到原邊繞組匝數(shù):==78.8因此，變壓器原邊繞組的匝數(shù)應取整數(shù)79T。(4)計算實際占空比在輸入電壓最低，輸出電壓最高時有最大占空比=380×(1-20%)×1.35=410V=/=79×410/65=498V==0.658在輸入電壓最高，輸出電壓最低的時候有最小占空比=×/=79×640/65=777V設此時=1V==0.252相應的導通脈寬:T/2=0.658×33.4/2=10.98uST/2=0.252×33.4/2=4.2uS(5)選擇繞組導線線徑取負載電流為額定負載電流的105%，那么流過輸出電感的電流平均值為50×120%=52.流過副邊繞組的電流幅值即為流過電感的電流幅值，即為=52.5A/=52.5/0.658=7其平均值=52.其有效值=52考慮到存在集膚效應，根據(jù)相關文獻，30kHz時的穿透深度為0.3815mm，因此，選用的導線線徑不得大于0.763mm。為繞制方便，選用線徑為0.75mm的銅導線。取電流密度J=3A/mm，單根導線載流量為1.3253A。因此需用52.5/1.3253=39.61根，因而選用40根線徑為0.75mm絞合而成。原邊繞組流過的電流為雙向電流，其寬度為，折算到輸出電感電流增量以及勵磁電流等三局部組成，前兩者也如副邊平均幅值電流那樣取平均折算電流幅值，即：A設勵磁電流幅值為折算副邊電流幅值的8%，即:A它是鋸齒形電流，我們將其轉換成平均值在疊加到副邊電流上。的平均值：A因此，原邊繞組等效矩形波電流幅值為：=52.5+2.1=54其有效值為:==44.原邊線徑仍取0.75mm，電流密度J=3A/mm，單根導線載流量為1.3253A。因而需用44.3/1.3253=33.426根，因而選用34根線徑為(6)校核窗口面積120×60×20磁芯窗口面積為:==2826mm副邊繞組占有的標稱面積為:=原邊繞組占有的標稱面積為:=占空系統(tǒng)為:=(+)/=(1149+1187)/2826=0.8266可見窗口面積綽綽有余。選用高壓開關管：(1)耐壓根據(jù)相關文獻可以查到，全橋功率轉換電路高壓開關管上施加的最高電壓為=E，對應于最高輸入電網(wǎng)電壓的輸入整流電路的直流輸出電壓:==640V考慮各種因素的影響取50%的裕量640×(l+50%)=960V(2)開關電流在一些參數(shù)尚不知道的情況下，我們需要估算開關管的電流，以便選擇開關管和計算輸出濾波電路。在高頻變壓器的計算中，我們估算了實際占空比為0.658，為0.252。輸入整流濾波電路的最大輸出電流平均值:A此時，=0.658，峰值電流為33/0.658=50.輸入整流濾波電路的最小輸出電流值:=A此時，=0.252峰值電流為22.3/0.252=88.49所以，開關管估算最大電流值為88.49根據(jù)計算所得的結果分析，我們選取三菱電機公司第三代IGBT單管CM60HSA24作為高壓開關管，其耐壓為1200V，電流容許值為60A。在第二章中，我們對主電路的工作模式進行了分析，對電路的重要參數(shù)之間的關系進行了推導，得出了如下關系式:(3-6)式中:為初級電流下降的時間；為變壓器的漏感；為占空比；變壓器的漏感與繞線工藝及磁芯形狀等有關，繞制好的變壓器漏感根本不變。在前面，我們設定電路的工作頻率為30kHz，計算得到的最大占空比=0.658，并且我們假設初級電流下降的時間為4uS，所以：==4.7uF輸出整流濾波電路輸出整流濾波電路是通過快恢復整流二極管的整流和濾波電感及濾波電容將高頻變壓器輸出的高頻交變電壓或電流編程要求的輸出電壓或電流。因為輸出電壓比較高(220V)，所以高頻變壓器的副邊選用橋式整流，以提高平安可靠性，如圖3.4所示。采用全橋整流滿足高壓的要求，高頻濾波電感，電解電容(、、)，高頻電容(，)濾除高頻諧波分量，共模電感()，電容(、)，抑制共模分量，電流采樣電阻、，輸出二極管，防止電流反灌。下面對輸出整流電路的各局部進行一下分析與計算。輸出整流二極管:因為輸出二極管工作于高頻狀態(tài)(30kHz)，所以應選用快恢復二極管。圖3.4輸出整流電路(1)輸出整流二極管的耐壓高頻變壓器副邊的輸出最高電壓峰值為:V所以加在輸出整流二極管上最高的反壓為530.51V。(2)輸出整流二極管的電流輸出整流二極管流出的電流即為流過輸出濾波電感的電流，所以其有效值為52根據(jù)以上分析，同時考慮一定的裕量，選取IN5398作為輸出二極管。該二極管的耐壓為800V，額定電流為50A輸出濾波電感：根據(jù)相關文獻的公式可以得到:(3-7)選為額定負載電流的5%，即：=50×5%=2.T=1/=1/30×10=33.3uSuS=783.6V此時的電感電流增量不得大于2，所以H所以選取濾波電感為0.494×10H輸出濾波電容：(1)根據(jù)輸出紋波電壓來計算濾波電容的大小:C==116.610F(2)根據(jù)輸出電壓動態(tài)幅度來求出濾波電容的大小(3-8)其中，為輸出電流的最大值取50A，為電源從滿載突變到空載時輸出電壓的上沖幅度，取該值為221V。因此，輸出濾波電容為:33400uF取以上兩者最大值，并考慮一定裕量，最后取C=0.5F控制電路的設計4.1PWM集成控制器的根本原理PWM集成控制器通常分為電壓型控制器和電流型控制器兩種。電壓型控制器只有電壓反響控制，可滿足穩(wěn)定電壓的要求，電流型控制器增加了電流反響控制，除了穩(wěn)定輸出電壓外，還有以下優(yōu)點:1.當流過開關管的電流到達給定值時，開關自動關斷；2.自動消除工頻輸入電壓經(jīng)整流后的紋波電壓，并開關電源輸出端300Hz以下的紋波電壓很低，因此可減小輸出濾波電容的容量；3.多臺開關電源并聯(lián)工作時，PWM開關控制器具有內在的均流能力；4.具有更快的負載動態(tài)響應；常用的脈寬調制(PWM)型集成控制器如圖4.1所示的幾個局部組成?；鶞孰妷汉筒蓸臃错懶盘柾ㄟ^誤差放大器比較放大后，輸出的差值信號和鋸齒波(或三角波)比較，從而改變輸出脈沖的寬度，以實現(xiàn)穩(wěn)壓。有些控制器僅有一個輸出端，而多數(shù)控制器都設有用觸發(fā)器和“與〞門電路組成的相位別離器，用它來將單一圖4.1脈寬調制集成控制器脈沖變換成交替變化的二路脈沖輸出，用于供驅動推挽和橋式變換器中的功率開關管，此時變換器的工作頻率等于控制器內部鋸齒波振蕩器振蕩頻率的一半。當然也可將控制器的兩路輸出并聯(lián)起來去驅動單端變換器或串聯(lián)調整型開關穩(wěn)壓電源中的功率開關管。4.2高速脈寬調制器UC3825根據(jù)設計的要求，我們選用的PWM集成控制器為UC3825。UC3825的封裝形式與引腳圖如圖4.2所示，下面介紹各引腳的功能：圖4.2UC3825的封裝與引腳圖引腳1〔INV〕：閉環(huán)系統(tǒng)中接反響信號，為誤差放大器反相輸入端，用于形成電壓比較電路。引腳2(NV)：此腳為與INV端行比較的誤差放大器同相輸入端。通常是設置的基準電壓。引腳〔3E/AOut〕：與INV端構成比例積分反響電路的誤差放大器的輸出端。引腳4〔Clock〕：兩片PWM芯片鏈接運行時，提供給芯片同步時鐘信號的時鐘輸出端。輸出與震蕩頻率一致的時鐘信號。引腳5和引腳6(CT和RT)：這兩腳設置芯片的工作時鐘，通過接不同的電容和電阻，形成不同的鋸齒波信號。引腳7〔Ramp〕：此腳為斜坡補償端。引腳8(SoftStart)：此引腳接一個電容，在整個電路上電時可以抑制電路的沖擊電流，為軟啟動端，有保護功率元件的作用。引腳9(ILIM/SD)：此引腳具有過流保護的功能，只要將輸出電流反響至此端，當電源輸出短路情況或者輸出電流過大出時，即一旦超過內部設定值，芯片可以迅速封鎖輸出，讓整個電路處于關閉狀態(tài)。引腳10，引腳13和引腳15〔Gnd，PwrGnd和Vcc〕：這些腳分別接信號地，功率地，和電源電壓。引腳11和引腳14〔OutA和OutB〕：這兩腳輸出互補的上下驅動脈沖信號。引腳13和引腳16(Vc和Vref)：引腳13是為了能夠獲得足夠的驅動能力或者配合不同的驅動電壓等級設置的驅動電路的電壓輸入端，設計者可以隨意調整。引腳16為穩(wěn)定的5.1V基準電壓輸出端。UC3825是一款針對開關電源的高頻率高效率PWM控制芯片，它使用電壓控制模式，其最高工作頻率可達1MHz，帶有基準電壓輸出、軟啟動和過流保護模塊。其脈寬比較器的輸入端可以用負載輸出的電壓信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。使用UC3825的開關電源的電壓調整率、負載調整率和瞬態(tài)響應特性都較高。因此UC3825是比較理想的PWM控制芯片。下面將詳細介紹此芯片的主要特點、工作原理和應用及調試。主要特點適用于電壓型或電流型開關電源電路；實際開關頻率可達1MHz；輸出脈沖最大傳輸延遲時間為50ns；具有兩路大電流推拉式輸出(峰值電流為2A)；內有寬頻帶誤差信號放大器；具有較高的頻率精度并可對死區(qū)進行控制，同時振蕩器放電電流也可調；帶有雙重抑制脈沖和全封閉邏輯；具有軟啟動控制；內有逐脈沖限流比較器；具有全周期再啟動的封鎖式過流比較器；啟動電流很小--(典型值為100mA):欠壓鎖定--16V∕10V(B型)在欠壓鎖定期間，輸出低電平；可調整的帶隙基準電壓；可調的上升沿封鎖閥值，可調低上升沿噪音。極限參數(shù)電源電壓(15，B腳)22V輸出腳電流(流出或流入)(11，14腳)直流0.5A脈沖(0.5ms)2.2A地線(12腳)-0.2V模擬輸入(l，2，7腳)-0.3～-7V(9，8腳)-0.3～-6V時鐘輸出電流(4腳)-5mA誤差放大器輸出電流(3腳)5mA軟啟動電流(8腳)20mA震蕩器充電電流(5腳)-5mA功耗(溫度60℃)1W儲存溫度范圍-65～-150℃焊接溫度(焊接時間為10s)300℃(注:所有電壓均以地線電壓為基準；流入管腳的電流為正值。)內部電路工作原理UC3825由振蕩器、PWM比較器、限流比較器、過流比較器、基準電壓源、故障鎖存器、軟啟動電路、欠壓鎖定、PWM鎖存器、輸出驅動器等組成。我們將詳細介紹各局部的情況，以理解芯片的工作原理。(1)振蕩器：引腳5接芯片內部3V的穩(wěn)定電壓，引腳6接芯片內部的一個恒流源。如果引腳5和對地端接上一個電阻，電阻上就會流過電流Ir，芯片內部經(jīng)過檢測引腳5上的電流而產生一個與之一樣的恒定充電電流Ic=Ir。如果在引腳6和對地端接一個電容，這個充電電流Ic就對電容C進行恒流充電，CT端電壓就會呈線性的斜坡增加，震蕩電路如圖4.3所示。由此可得：比較器輸出的上下電平時間是由誤差放大器的輸出電壓與鋸齒波電壓相比較決定的。假設誤差放大電壓越小，比較器輸出的高電平時間越長，反之越短。圖4.3振蕩電路UC3823A、B和UC3825A、B內部都有一個鋸齒波振蕩器。鋸齒波上升沿的斜率由、決定，確定、的方法是：首先根據(jù)要求的最大占空比、選擇，再根據(jù)要求的頻率以及和選擇。計算公式為:〔4-1〕〔4-2〕的最正確阻值應為1～10k之間，應大于70%。在實際的應用中，選為6.65k，選為2nf，工作頻率為200kHz。(2)上升沿封鎖：UC3825A、B采用固定頻率脈寬調制，UC3825A、B的兩個輸出端交替輸出脈沖，因此，每個輸出端輸出脈沖的頻率是振蕩器頻率的1/2，振蕩器的頻率為200kHz，所以輸出PWM脈沖的頻率為10OkHz，輸出脈沖占空比在0%～50%以內調整，實際橋式變換器的應用中一般達不到50%，因為橋式變換器在PWM脈沖的占空比為50%時，由于功率管截止時間的問題，使得橋臂容易短路，這在以后的局部將詳細介紹。為了限制最大占空比，在振蕩電容放電期間，內部時鐘脈沖對兩路輸出進行封鎖。在時鐘的下降沿，輸出端為高電平。輸出脈沖的下降沿由脈寬調制比較器、限流比較器和過流比較器聯(lián)合控制。通常，脈寬調制比較器檢測出斜坡電壓與控制電壓(誤差放大器輸出電壓)的交點，并且在該交點處，終止輸出脈沖。因為采用了上升沿封鎖，在脈沖前沿的一定時間內，脈寬調制比較器不起作用。這樣，開關電源的固有噪聲就能被有效的抑制。同時，由于采用了輸出脈沖上升沿封鎖，脈寬調制器的斜坡輸入就不需要再經(jīng)過濾波。為了調整上升沿封鎖時間，CLK/LEB腳應接入電容C，這樣，輸出脈沖前沿封鎖時間就由電容C和內部10k電阻確定的放電時間來決定。為了更準確控制前沿封鎖時間，可在外部并聯(lián)一個2k(2%)電阻R。前沿封鎖時間可由下式計算:=0.5×(R//10k)×C〔4-3〕式中，外接電阻R不能小于2k。(3)欠壓鎖定、軟啟動以及故障處理：軟啟動是通過軟啟動(SOFT,START)腳的外接電容實現(xiàn)的。接通電源后，軟啟動腳外接電容放電，該腳處于低電平，誤差放大器輸出低電平，開關電源無輸出電壓。當9uA的內部電流源給軟啟動腳外接電容充電時，誤差放大器輸出電壓逐漸升高，直到閉環(huán)調節(jié)功能開始工作，開關電源輸出電壓逐漸升高到額定值。一旦限流(ILIM)腳的電平超過1.2V，故障鎖存器置位，輸出腳變?yōu)榈碗娖?；同時，軟啟動腳外接電容以250uA的電流放電。在軟啟動電容放完電后，限流腳電平降到1.2V以下時，故障鎖存器就不輸出脈沖。這時，故障鎖存器復位，芯片開始軟啟動過程。在軟啟動期間，萬一故障鎖存器置位，輸出會立即中止。但是軟啟動腳外接電容在充足電之前不會放電。這樣，在故障連續(xù)出現(xiàn)的情況下，輸出就會出現(xiàn)一個間斷期。(4)大電流輸出電路：功率MOSFET驅動電路如圖4.4所示。UC3825推拉式輸出電路的每個輸出端都可輸出峰值為2A的電流。該輸出電流在20ns內可使1000pF電容兩端的電壓上升15V。采用獨立的集電極電源和功率地線PGND腳，能夠減小大功率門極驅動噪聲對集成電路內模擬電路的干擾。每個輸出端(OUT)到和PGND之間，都應參加一只3A的肖特基二極管(IN5120,USD245或相同性能的器件)，如圖4.4中，該二極管可將輸出電壓的幅值鉗位在電源電壓，這對任何電感性和電容性負載都是必要的。圖4.4功率MOSFET的驅動電路4.3UC3825的調試UC3825是控制電路的核心，通過前面的介紹，我們知道，這種PWM集成控制器集成了很多的功能，以前需要用分立單元完成的功能，現(xiàn)在都可以通過UC3825來完成，在我們設計的電路中的用途是供給線性光耦合器控制局部的電壓；和用來調節(jié)PWM的最大占空比和振蕩頻率；輸入是從端口2進入，OutA和OutB是PWM信號的輸出端口，信號的幅值由端口13的決定。OutA和OutB輸出的兩個PWM信號是相互之間有死區(qū)時間的互補信號。通過實驗我們測得端口2的數(shù)值范圍為:0.945V～2.132V，根據(jù)系統(tǒng)的具體情況，最大占空比我們設計為=40%。通過實驗可知，UC3825的2腳輸入和OutA、OutB輸出的PWM脈沖信號的占空比是滿足線性關系的。具體實驗數(shù)據(jù)如表4.1所示。從表中的數(shù)據(jù)可以看出，端口2的數(shù)值范圍為：0.945V～2.132V，而PWM脈沖信號的占空比在0%～40%之間變化，與上述的結論是吻合的。表4.1UC3825輸入與輸出占空比的關系0.9451.1661.3081.4291.5371.704D(%)0481216201.7431.8721.9722.0382.132D(%)24283236404.4反響電路的設計高頻開關電源是一個雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，內環(huán)是電流反響控制，外環(huán)是電壓反響控制。電流反響控制很簡單，只需在開關變換器和高頻變壓器之間加上一個檢測電流的互感器，將檢測值引入到UC3825的第9個管腳限流端(ILIM),系統(tǒng)就可以在負載過大的時候關斷輸出，這種情況在前面的局部已經(jīng)介紹；下面我們詳細介紹電壓反響控制。反響電壓從主電路輸出端直接實時采樣，與整定電壓比較后輸入到比例積分放大器，其輸出值經(jīng)過隔離后輸入到UC3825的第2個管腳，以控制PWM信號的占空比從而控制主電路輸出電壓的變化。其中隔離局部的具體電路如圖4.5所示。在圖4.5中，指的是一個精密線性光耦合，因為反響電壓是直接從主電路的輸出端采樣，由于主電路和控制電路是需要隔離的，所以光耦隔離是必不可少的，但是，一般光禍的輸出是不能反響輸入的大小的，我們選用線性光耦合器，即可以實現(xiàn)電氣隔離，又可以實現(xiàn)比例傳輸，為了實現(xiàn)精確地控制，我們選用了一種精密線性光禍合器。圖4.5線性光耦隔離的電壓反響電路由圖4.5中可以看出，這個精密線性光耦合器是由一個紅外光LED照射分叉配置的一個隔離反響光二極管和一個輸出光二極管。反響光二極管吸收LED光通量的一局部而產生控制信號。該信號可用來調節(jié)LED的驅動電流，這種技術可用來補償LED的時間和溫度特性的非線性。輸出光二極管產生的輸出信號與LED發(fā)出的伺服光通量成線性比例。在應用中，我們用運放作為輸入以驅動LED，反響光二極管產生的電流流過,接到運放的反向輸入端。光電流的值滿足:=，此電流與LED的電流成正比，比例系數(shù)為反響傳輸增量，即=，運算放大器向LED提供足夠的電流以保持運放的正向和反向輸入。端等電壓。同理，我們得到：=/(4-4)表示正向增益，那么我們定義此電路的傳輸增益為，應滿足如下的關系：=/(4-5)可見，輸入與輸出滿足如下的關系:(4-6)在實際應用中，LED應工作在1-10mA左右，在此范圍內，傳輸增益為0.9～1.10之間的一個值，它的線性誤差為±0.25%。此電路的關鍵是線性光禍要工作在其線性范圍內，需要選擇適宜的前置運放和計算電路中的電阻值。選擇線性光耦合器能很好地完成隔離和比例傳輸?shù)墓δ?，此器件的選用和外圍參數(shù)的選擇都很成功，實驗效果滿意。下面我們將設計一個慣性環(huán)節(jié)。實質上，如果在應用中，直接將反響信號接入到輸入端，那么效果并不是很好，所以，我們設計時，在反響電路中，參加了一個慣性環(huán)節(jié)，以到達的對輸出的更好控制效果。用表示整定電壓，表示反響電壓，由主電路輸出直接通過比例系數(shù)K反響到慣性環(huán)節(jié)中，和C組成的比例積分電路構成了PI調節(jié)器，以減少系統(tǒng)的超調，降低系統(tǒng)的調節(jié)靈敏度。由運放的性質知:，中幾乎無電流，所以:=(4-7)可得如下的式子:(4-8)(4-9)由上兩式得:(4-10)整理化簡可得:(4-11)假設滿足：(4-12)那么上式可表示為:(4-13)其中：比例局部，積分局部。由前面的論述可知，在1.871V-4.680V之間變化，由此可以在實驗調試中調節(jié)各參數(shù)以使當為適當?shù)闹禃r，選擇的參數(shù)為:==3.3k，==10k，=12V。為1.871V-4.680V之間的一個值，由(4-13)的比例局部知靜態(tài)時，=-=12-，所以的范圍為：7.320V-10.129V，這樣反響比例系數(shù)就可以確定了。反響比例系數(shù)由電阻分壓構成，調節(jié)分壓電路中的電位器，我們可以改變系數(shù),使的主電路輸出在一個范圍之間可調。保護電路的設計軟啟動電路的設計軟啟動電路分為兩局部內容，其一是輸入電網(wǎng)分段啟動，在合閘時先接入限流電阻，將合閘浪涌電流限制在設定范圍內，待輸入電容充滿電后(一般充電時間為2-6秒)，再將該電阻短接。另一局部時穩(wěn)壓電源輸出電壓亦需要軟啟動，因為一般PWM型穩(wěn)壓電源的輸出濾波電容較大，輸出電壓的突然建立將會形成非常大的電容充電電流，疊加在負載電流上，它不僅會使高壓開關管負擔過重而可能損壞，而且由于持續(xù)時間長，往往會引起過流保護電路發(fā)生誤動作，假設為了防止由此引起的誤動作而將保護電路調的非常遲鈍，那么將會增加過流保護的不平安性，所以PWM型穩(wěn)壓電源必須具有輸出電壓軟啟動功能。這兩種軟啟動電路都是非常重要的，前一種可稱為硬控制，后-種可稱為軟控制。對于后一種軟啟動電路，我們在前面的章節(jié)己經(jīng)介紹過，如圖5.1中所示，只要在UC3825的第8管腳接入一個電容C,UC3825通過內部集成的電路就可以完成對軟啟動的控制，一般啟動時間為數(shù)百毫秒。圖5.1輸入電壓軟啟動原理圖圖5.1中，為一觸發(fā)器，為一光耦合器，表示觸發(fā)器的控制端，它將控制觸發(fā)器的開關是打向Jl還是打向J2，在啟動時，為一低電平，控制觸發(fā)器的開關在原始位J1，啟動電壓經(jīng)過限壓穩(wěn)流，光耦合器由于兩端的壓降而工作，使為低電平；同時，電容C2充電，使變?yōu)楦唠娖?，通過D觸發(fā)器控制變?yōu)楦唠娖剑刂朴|發(fā)器的開關打向J2，電路將繞過軟啟動電阻直接輸出到后級電路。輸出軟啟動和輸入軟啟動應結合起來考慮，理想的配合是輸入電容充電完畢，限流電阻被短接后，輸出電壓才由零逐漸增大到額定值，以防止限流電阻上承受極大的損耗。過流過壓保護(1)過電流保護開關電源通常設有電流保護電路，當負載電流超過設定值或發(fā)生短路時，對電源本身提供保護，系統(tǒng)的過流保護在系統(tǒng)的平安性方面占有重要的地位，過流保護我們采用了三重保護:一是在系統(tǒng)的輸入級的三相交流引入處安置熔斷保險管，在系統(tǒng)出現(xiàn)短路和其它意外重大故障的時候切斷外部電源的輸入以保護系統(tǒng)免受損壞；二是在用于控制軟啟動的觸發(fā)器后級安置熔斷保險管，以防止啟動浪涌電流的過大而破壞功率器件；三是系統(tǒng)的最主要的過流保護局部，通過對系統(tǒng)電流的檢測來控制PWM信號脈寬從而到達過流保護的目的，過流保護電路的型式有三種。下面將詳細介紹。切斷式保護：切斷式保護的原理框圖如圖5.2所示。電流信號電流信號電流檢測和I/V轉換電壓比較電路狀態(tài)保持電路控制電路失效圖5.2切斷式保護電路原理框圖電流檢測電路檢測電流信號，經(jīng)電流--電壓轉換電路轉換成電壓信號，再經(jīng)過比較電路進行比較，當負載電流到達某設定值時，信號電壓大于比較電壓，比較電路產生輸出觸發(fā)故障鎖存器，使控制電路失效，穩(wěn)壓電源輸出被切斷。限流式保護：限流式保護的原理框圖如圖5.3所示。電流信號電流信號電流檢測和I/V轉換電壓比較電路去V/W電路取代誤差放大器圖5.3限流式保護電路原理框圖限流式保護電路和切斷式保護電路的差異在于電壓比較電路的輸出不是使整個控制電路失效，而是取代誤差放大器控制V/W電路輸出的脈沖寬度。當負載電流到達設定值時，保護電路工作，使V/W電路輸出脈寬變窄，穩(wěn)壓電源輸出電壓便下降，以維持輸出電流在某設定的范圍內。限流—切斷式保護：限流—切斷式保護電路分兩個階段進行，當負載電流到達某設定值時，保護電路動作，輸出電壓下降，負載電流被限制；如果負載電流增大至第二個設定值時，保護電路進一步動作，將電源切斷。這是上述兩種保護方式相結合的產物。本系統(tǒng)采用的是第三種過流保護方式，設定了兩個整定值，1.0V和1.2V當電流檢測電路的輸出超過1.0V時，啟動限流保護方式，輸出脈沖終止，當電流檢測電路的輸出超過1.2V時，啟動切斷保護方式，故障鎖存器置位，系統(tǒng)重新軟啟動，這局部的功能全部由UC3825自動完成。外部電路只需完成電流檢測和I/V轉換，并將轉換的電壓信號輸入到UC3825的第9腳。電流檢測電路如圖5.4所示。圖5.4過流保護電流采樣電路圖5.4中，表示待檢測的電流，指的是高頻變壓器的原邊輸入電流，是用來檢測電流的類似于電流互感器的電流變壓器，因為是高頻變化的交流，所以變壓器的副邊要經(jīng)過整流，接到UC3825的第九個端口，通過UC3825來控制過流后的一系列動作。詳細情況在上面UC3825的電路分析中已經(jīng)說明。圖5.4中的電容C是噪音濾波電容器，用來濾掉干擾，以防止過流保護電路的誤動作。過電壓保護：為了保護負載，開關電源需要設計輸出過電壓保護電路，過電壓保護電路如圖5.5所示。圖中表示光耦合器，選用TIL117，表示一個可編程的精密電壓基準43IL，主電路的輸出電壓過、、、分壓后參加到精密電壓基準的基準(R)端，的陰極接到光耦合器的3端，從圖5.5中可以知道，當基準電壓到達2.5V時，陰極電流突然增大，使得光耦合器工作，變?yōu)榈碗娖剑B接到UC3825的輸入啟動端(SS)，這樣迫使啟動電容放電，系統(tǒng)重新軟啟動，實現(xiàn)過壓保護的目的，保護負載的平安。圖5.5過壓保護電路輔助電源設計輔助電源是給控制局部供電的，分為兩局部:一局部是UC3825以及其它控制局部的電源，另一局部是電壓反響環(huán)節(jié)的電源。因為反響環(huán)節(jié)和控制局部是通過線性光禍合器隔離的，所以工作電源也是兩個不共地的電源。第一局部電源是從三相電源中取線電壓經(jīng)過工頻變壓器變壓后全波整流，然后由摩托羅拉公司的專用DC-to-DC變換器控制電路芯片MC33063A提供+12V的直流工作電源供給控制電路。具體電路如圖6.1所示。圖6.1輔助電源電路圖(控制局部)MC33063A是一系列單片控制電路，包含直流到直流變換器所要求的主要功能，這些器件由一內部溫度補償基準、比較器、帶鼓勵電流限制電路的控制占空比振蕩器、驅動器及大電流輸出開關組成。有如下的特點:3.0V到40V輸入作業(yè)低備用電流電流限制輸出開關電流1.5A輸出電壓可調100kHz工作頻率基準精度2%第二局部的電源是由UC3825的CLK端經(jīng)過觸發(fā)以后，通過高頻變壓器隔離變壓后整流輸出，如圖6.2所示。由圖可知，此電源因為有高頻變壓器的隔離，所以和UC3825是隔離的，與第一局部的電源不共地。圖中的CLK由UC3825的時鐘提供，+12V是控制局部的輔助電源，如圖6.2中的，電壓反響電路的電源為圖6.2中的。圖6.2輔助電源電路圖(反響局部)均流電路設計均流電路概述大功率電源系統(tǒng)需要采用假設干臺開關電源并聯(lián)，以滿足負載功率的要求，并聯(lián)系統(tǒng)中，每個變換器只處理較小的功率，降低了應力，還可以應用冗余技術，提高了系統(tǒng)的可靠性。由于大功率負載需求和分布式電源系統(tǒng)的開展，開關電源并聯(lián)技術的重要性日益增加。但是并聯(lián)的開關變換器模塊間需要采用均流(Currentsharing)措施，它是實現(xiàn)大功率電源系統(tǒng)的關鍵。用以保證模塊間電流應力和熱應力的均勻分配，防止一臺或多臺模塊運行在電流極限(限流)狀態(tài)。對假設干個開關變換器模塊并聯(lián)的電源系統(tǒng)，根本要求是:(1)各模塊承受的電流能自動平衡，實現(xiàn)均流；(2)為提高系統(tǒng)的可靠性，盡可能不增加外部均流控制的措施，并使均流與冗余技術結合。(3)當輸入電壓或負載電流變化時，應保持輸出電壓穩(wěn)定，并且均流的瞬態(tài)響應好。開關電源并聯(lián)系統(tǒng)常用的均流方法開關電源并聯(lián)系統(tǒng)的均流方法很多，常用的有:(1)輸出阻抗法調節(jié)開關變換器的外特性傾斜度(即調節(jié)輸出阻抗)，以到達并聯(lián)模塊接近均流的目的。有的文獻中稱為電壓調整率法，國外文獻中稱為Droop法。這種方法是最簡單的實現(xiàn)均流的方法，本質上屬于開環(huán)控制，在小電流時電流分配特性差。其缺點是:電壓調整率下降，為到達均流，每個模塊個別調整；對于不同額定功率的并聯(lián)模塊，難以實現(xiàn)均流。所以一般在電壓調整率要求高的電源系統(tǒng)中不能應用。(2)主從設置法這一方法適用于有電流型控制的并聯(lián)開關系統(tǒng)中。它是在并聯(lián)的n個變換器模塊中，人為指定其中一個為“主模塊〞(MasterModule)，而其余各模塊跟從主模塊分配分配電流，稱為從模塊(SlaveModules)。用主從設置法的均流的主要缺點是：①主從模塊間必需有通訊聯(lián)系，使系統(tǒng)復雜。②如果主模塊失效，那么整個電源系統(tǒng)不能工作，因此這種方法不適用于冗余并聯(lián)系統(tǒng)。③電壓環(huán)的帶寬大，容易受外界噪聲干擾。(3)按平均電流值自動均流法應用這一方法，要求并聯(lián)各模塊的電流放大器輸出端通過一個電阻R接到一條公用母線上，稱為均流母線(ShareBus)。通過電阻R上的電壓差，由均流控制器產生均流控制電壓,與基準電壓綜合后再與反響電壓進行比較放大后，產生電壓誤差，控制PWM及驅動器。平均電流法可以精確的實現(xiàn)均流，但具體應用時，會出現(xiàn)一些特殊問題。例如，當均流母線發(fā)生短路，或接在母線上的任一個模塊不能工作時，母線電壓下降，將促使各模塊電壓下調，甚至到達其下限，結果造成故障。〔4〕最大電流法自動均流這是一種自動設定主模塊和從模塊的方法，即在個并聯(lián)的模塊中，輸出電流最大的模塊，將自動成為主模塊，而其余的模塊那么成為從模塊，它們的電壓誤差依次被整定，以校正負載電流分配的不平衡。這種方法現(xiàn)在技術比較成熟，效果比較好，是本系統(tǒng)擬采用的方法。這種方法的原理如圖7.1所示。圖7.1最大電流法自動均流法電路原理圖由于二極管D的作用，均流母線上的電壓反映的是并聯(lián)各模塊的中的最大值。由于二極管的單向性，只有對電流最大的模塊，二極管才導通，a點方能通過它與均流母線相連。設正常情況下，各模塊分配的電流是均衡的，如果某個模塊電流突然增大，成為n個模塊中最大的一個，于是，上升，該模塊自動成為主模塊，其它模塊為從模塊，這時=，而各從模塊的與=比較，通過調整放大器調整基準電壓，自動實現(xiàn)均流。但是，由于二極管的正向壓降總是存在的，所以主模塊的均流會有誤差。為了減少主模塊的這種誤差，根據(jù)最大電流法自動均流的原理，UnitrodeIC公司開發(fā)的“均流控制器集成電路〞UC3907設計了一個單向緩沖器代替二極管。UC3825根據(jù)對模塊電流的監(jiān)控，由均流母線電壓確定哪個模塊的輸出電流最大，指定它為主模塊，主模塊狀態(tài)指示器工作，而其余均為從模塊，它們的電流跟隨主模塊的輸出電流，誤差在2.5%之內。這種均流方法，均流母線開路或短路都不會影響各電源模塊的獨立工作。結論本設計的題目是10kW直流開關電源設計，開關電源具有效率高、體積小、重量輕等顯著特點?，F(xiàn)代許多工業(yè)自動化控制、通訊設備、電力設備、儀器儀表、醫(yī)療設備以及通訊設備等都離不開穩(wěn)定的直流開關電源，本文的主要內容就是研制一種高性能、大功率直流開關電源。經(jīng)過查閱相關資料，本設計詳細分析了高性能、大功率直流開關電源的工作原理，根據(jù)任務要求確定了主電路和控制電路的詳細設計方案。主電路利用三相橋式不控整流濾波電路作為主電路的輸入及電路，移相式全橋變換器作為功率轉換單元，高頻變壓器與單相整流濾波電路作為主電路的輸出級電路。并結合設計要求設計了反響電路、控制電路、保護電路、均流電路以及輔助電源。其中輔助電源是給控制局部供電的，因為反響環(huán)節(jié)和控制局部是通過線性光禍合器隔離的，所以工作電源也是兩個不共地的電源，所以設計了兩個輔助電源，一個為控制電路供電，一個為反響電路供電。在電壓調節(jié)環(huán)節(jié)采用UC3825控制芯片，并詳細的分析了基于UC3825控制芯片的PWM控制電路。通過在實驗室實驗以及Matlab軟件仿真的結果說明輸出誤差在允許范圍之內，本文設計的10kW直流開關電源具有輸出電壓可調、輸出電流大、紋波小等特點，符合設計要求。參考文獻[1]劉勝利.現(xiàn)代高頻開關