放大電路中的反饋

1、放大電路中的反饋第1頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四61 反饋的基本概念及基本方程 611 什么是反饋 反謂反饋，就是將放大器的輸出量(電流或電壓)，通過一定的網(wǎng)絡(luò)，回送到放大器的輸入回路，并同輸入信號(hào)一起參與放大器的輸入控制作用，從而使放大器的某些性能獲得有效改善的過程。 第2頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 反饋電路我們并不陌生。在第二章，曾經(jīng)討論過的電流負(fù)反饋穩(wěn)定工作點(diǎn)偏置電路，就是一個(gè)很好的例子。如圖61所示. 第3頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖61負(fù)反饋穩(wěn)定工作點(diǎn)電路 第4頁，共114頁，2022年，

2、5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 612反饋放大器的基本框圖 為了使問題的討論更具普遍性，我們將反饋放大器抽象為如圖62所示的方框圖。圖中虛線表示反饋放大器，其輸入信號(hào)為 ，輸出信號(hào)為 。反饋放大器包含兩部分，即基本放大器和反饋網(wǎng)絡(luò)?；痉糯笃鞯膫鬏敺较?yàn)檩斎氲捷敵?；反饋網(wǎng)絡(luò)的傳輸方向?yàn)檩敵龅捷斎?圖中箭頭方向就是信號(hào)的傳輸方向)。 第5頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖62反饋放大器基本框圖 第6頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 613反饋放大器的基本方程 基本放大器的傳輸增益(也稱開環(huán)增益或開環(huán)放大倍數(shù)) (61) (62) (63) (

3、64) 反饋網(wǎng)絡(luò)的傳輸系數(shù)(也稱反饋系數(shù))環(huán)路增益(回歸比) 第7頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 現(xiàn)在，我們來推導(dǎo)閉環(huán)增益Af與開環(huán)增益以及反饋系數(shù)之間的關(guān)系。由圖6-2可見(6 5) (66)(67)(68)(69)第8頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四62 負(fù)反饋對(duì)放大器性能的影響 621負(fù)反饋使放大倍數(shù)穩(wěn)定度提高 負(fù)反饋穩(wěn)定放大器增益的原理是因?yàn)樨?fù)反饋有自動(dòng)調(diào)節(jié)作用。工作環(huán)境變化(如溫度、濕度)、器件更換或老化、電源電壓不穩(wěn)等諸因素會(huì)導(dǎo)致基本放大器的放大倍數(shù)不穩(wěn)定。 第9頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 通常用

4、放大倍數(shù)的相對(duì)變化量來衡量放大器的穩(wěn)定性。 開環(huán)放大倍數(shù)相對(duì)穩(wěn)定度為 閉環(huán)放大倍數(shù)相對(duì)穩(wěn)定度為 (613) (614) 第10頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 例1設(shè)計(jì)一個(gè)負(fù)反饋放大器，要求閉環(huán)放大倍數(shù)Af=100,當(dāng)開環(huán)放大倍數(shù)A變化10%時(shí)，Af的相對(duì)變化量在0.5%以內(nèi)，試確定開環(huán)放大倍數(shù)A及反饋系數(shù)F值。 解 因?yàn)?所以，反饋深度D必須滿足因?yàn)?第11頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四所以 因?yàn)?第12頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 622負(fù)反饋使放大器通頻帶展寬，線性失真減小 簡單的數(shù)學(xué)分析將告訴我們，頻帶

5、展寬的程度與反饋深度有關(guān)。設(shè)開環(huán)增益的高頻響應(yīng)具有一階極點(diǎn)，即 (615 ) (616) (617) 第13頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(618a )(618b) (619) 第14頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 顯然，AIf是閉環(huán)中頻放大倍數(shù)，它比開環(huán)中頻放大倍數(shù)減小了(1+FAI)倍。fHf是閉環(huán)放大倍數(shù)的上限頻率，它比開環(huán)上限頻率展寬了(1+FAI)倍。定義增益頻帶積為中頻增益與上限頻率的乘積，即有(620) (621) 第15頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖63負(fù)反饋改善放大器頻率響應(yīng)的示意圖 第1

6、6頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖64引起頻率失真的因素必須包含在反饋環(huán)之內(nèi) 第17頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 623負(fù)反饋使非線性失真減小，輸入動(dòng)態(tài)范圍展寬 負(fù)反饋減小非線性失真的原理可以用圖65簡要說明。若輸入信號(hào) 為單一頻率的正弦波，由于放大器內(nèi)部器件(如晶體管)的非線性，使輸出信號(hào)產(chǎn)生了非線性失真，如圖65(a)所示，將輸出信號(hào)形象地描述為“上長下短”的非正弦波。引入負(fù)反饋后(如圖65(b) 第18頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖65負(fù)反饋改善非線性失真的工作原理示意圖(a)無反饋；(b)負(fù)反饋使非

7、線性失真減小 第19頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(622) (623) (624) (625) 第20頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 624 負(fù)反饋可以減小放大器內(nèi)部產(chǎn)生的噪聲與干擾的影響 利用負(fù)反饋抑制放大器內(nèi)部噪聲及干擾的機(jī)理與減小非線性失真是一樣的。負(fù)反饋輸出噪聲下降(1+AF)倍。如果輸入信號(hào)本身不攜帶噪聲和干擾，且其幅度可以增大，輸出信號(hào)分量保持不變，那么放大器的信噪比將提高(1+AF)倍。 第21頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 綜上所述，負(fù)反饋有以下特點(diǎn)： (1)負(fù)反饋使放大器的放大倍數(shù)下降，但增

8、益穩(wěn)定度提高,頻帶展寬，非線性失真減小，內(nèi)部噪聲干擾得到抑制，且所有性能改善的程度均與反饋深度(1+AF)有關(guān)。 (2)被改善的對(duì)象就是被取樣的對(duì)象。例如，反饋取樣的是輸出電流，則有關(guān)輸出電流的性能得到改善；反之，取樣對(duì)象是輸出電壓，則有關(guān)輸出電壓的性能得到改善。 (3)負(fù)反饋只能改善包含在負(fù)反饋環(huán)節(jié)以內(nèi)的放大器性能，對(duì)反饋環(huán)以外的，與輸入信號(hào)一起進(jìn)來的失真、干擾、噪聲及其它不穩(wěn)定因素是無能為力的。 第22頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四63 反饋放大器的分類及對(duì)輸入、輸出阻抗的影響 631電壓反饋與電流反饋 按反饋網(wǎng)絡(luò)與基本放大器輸出端的連接方式不同，反饋分為電壓反

9、饋和電流反饋兩種類型。 如圖66(a)所示，反饋網(wǎng)絡(luò)與基本放大器輸出端并聯(lián)連接，反饋信號(hào)直接取自于輸出電壓，且與輸出電壓成正比。若令 ，則反饋信號(hào) 立即為零，我們將這種反饋稱之為電壓反饋。 第23頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖66電壓反饋和電流反饋 第24頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 632電壓反饋和電流反饋對(duì)輸出電阻的影響 電壓反饋與電流反饋對(duì)放大器輸出電阻的影響極為不同，電壓負(fù)反饋使輸出電阻減小，電流負(fù)反饋使輸出電阻增大。圖67給出分析電壓負(fù)反饋輸出電阻的等效電路。其中，Ro為基本放大器的輸出電阻(即開環(huán)輸出電阻)， 為等效路電壓

10、(A0為不計(jì)負(fù)載時(shí)的放大倍數(shù))。反饋放大器的輸出電阻定義為 第25頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖67 電壓負(fù)反饋放大器輸出電阻的計(jì)算 第26頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(626) (627) (628) 第27頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 式(628)表明，電壓負(fù)反饋使放大器輸出電阻減少了(1+A0F)倍。輸出電阻減小，意味著負(fù)載RL變化時(shí)，輸出電壓 的穩(wěn)定度提高了。這與上一節(jié)的分析結(jié)果是完全一致的。 對(duì)于電流負(fù)反饋，由于反饋信號(hào) 與輸出電流成正比，所以我們采用恒流源等效電路，如圖68所示。輸出電阻Ro

11、f為 第28頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖68電流負(fù)反饋放大器輸出電阻的計(jì)算 第29頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(630) (629) 第30頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 式(630)表明，電流負(fù)反饋使放大器的輸出電阻增大為Ro的(1+AF)倍。輸出電阻增大，意味著負(fù)載變化時(shí)，輸出電流穩(wěn)定。這一點(diǎn)和上一節(jié)的分析結(jié)果也是完全一致的。 第31頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 633串聯(lián)反饋與并聯(lián)反饋 根據(jù)反饋網(wǎng)絡(luò)和基本放大器輸入端的連接方式不同，反饋有串聯(lián)反饋和并聯(lián)反饋之分。如圖69

12、(a)所示，反饋網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)在基本放大器的輸入回路中，輸入信號(hào)支路與反饋支路不接在同一節(jié)點(diǎn)上，控制端的凈輸入電壓 等于輸入電壓 和反饋電壓 的矢量和。如果是負(fù)反饋，則有 (631) 第32頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖69串聯(lián)反饋和并聯(lián)反饋框圖 (a)串聯(lián)反饋；(b)并聯(lián)反饋 第33頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖69(b)所示電路中，反饋網(wǎng)絡(luò)直接并聯(lián)在基本放大器的輸入端，輸入信號(hào)支路與反饋信號(hào)支路接到基本放大器的同一節(jié)點(diǎn)上。在這種反饋方式中，用節(jié)點(diǎn)電流描述較為方便、直觀，即放大器的凈輸入電流 等于輸入電流 和反饋電流 的矢量和。如果是負(fù)

13、反饋，則有(632) 第34頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖610放大器輸入回路中引入串聯(lián)反饋和并聯(lián)反饋 (a)串聯(lián)反饋；(b)并聯(lián)反饋 反饋輸入端信號(hào)輸入端信號(hào)輸入端反饋輸入端第35頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖611差分放大器中引入串聯(lián)反饋和并聯(lián)反饋 (a)串聯(lián)反饋；(b)并聯(lián)反饋 第36頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 634串聯(lián)負(fù)反饋和并聯(lián)負(fù)反饋對(duì)放大器輸入電阻的影響 串聯(lián)負(fù)反饋使輸入電阻增大，并聯(lián)負(fù)反饋使輸入電阻減小。 如圖69(a)所示，輸入電阻Rif為(633) 第37頁，共114頁，2022年，

14、5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(634) (635) (636) (637) 第38頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖612四種典型的負(fù)反饋組態(tài)電路(a)串聯(lián)電壓負(fù)反饋；(b)串聯(lián)電流負(fù)反饋；(c)并聯(lián)電壓負(fù)反饋；(d)并聯(lián)電流負(fù)反饋 第39頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四64 反饋放大器的分析和近似計(jì)算 641四種組態(tài)反饋放大器增益和反饋系數(shù)的定義及近似計(jì)算 為了分析計(jì)算公式的一致性和反映四種反饋組態(tài)的特點(diǎn)，定義不同的增益和反饋系數(shù)。 一、串聯(lián)電壓負(fù)反饋 如圖612(a)所示，串聯(lián)電壓負(fù)反饋的增益和反饋系數(shù)的定義為 第40頁，共114頁，

15、2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 二、串聯(lián)電流負(fù)反饋 如圖612(b)所示，電流反饋的反饋信號(hào)正比于輸出電流，故串聯(lián)電流負(fù)反饋的增益和反饋系數(shù)的定義為 (638) 第41頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(639) 第42頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 三、并聯(lián)電壓負(fù)反饋 如圖612(c)所示，并聯(lián)反饋的輸入量取電流，反饋量也為電流，而輸出量是電壓，故并聯(lián)電壓負(fù)反饋的增益和反饋系數(shù)的定義 (640) 第43頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 四、并聯(lián)電流負(fù)反饋 如圖612(d)所示，并聯(lián)電流負(fù)反饋的輸入量、反

16、饋量及輸出量均取電流，故增益和反饋系數(shù)定義為(641) 可見，Ai、Aif及Fi都是無量綱的。 (642) (643) 第44頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 642集成運(yùn)算放大器的兩種基本反饋?zhàn)钁B(tài) 一、集成運(yùn)算放大器的開環(huán)傳輸特性 集成運(yùn)算放大器是高增益的直接耦合放大器。在集成運(yùn)算放大器中施加深度負(fù)反饋，就可以得到性能十分優(yōu)異的放大電路。 集成運(yùn)算放大器有兩個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端，輸出電壓正比于兩個(gè)輸入電壓之差。 第45頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖613集成運(yùn)算放大器開環(huán)傳輸特性 (a)運(yùn)算符號(hào)；(b)開環(huán)傳輸特性 第46頁，共114頁

17、，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四二、并聯(lián)電壓負(fù)反饋反相比例放大器如圖614(a)所示 第47頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖614并聯(lián)電壓負(fù)反饋反相比例放大器 (a)電路；(b)閉環(huán)傳輸特性 第48頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四1. 閉環(huán)增益Auf根據(jù)深反饋條件 (644) (645) 第49頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 2.閉環(huán)輸入電阻Rif 由圖614(a)可見，反饋電阻R2跨接在運(yùn)放的輸入端和輸出端，應(yīng)用密勒定理，將R2等效到運(yùn)放的輸入端，則等效阻抗Z1為(646） (647) 第50頁，共

18、114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖615反相比例放大器的輸入電阻 第51頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 3. 閉環(huán)輸出電阻Rof 因?yàn)槔硐脒\(yùn)算放大器的輸出電阻Ro0，施加電壓負(fù)反饋后的輸出電阻進(jìn)一步減小，所以(648) 第52頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四三、串聯(lián)電壓負(fù)反饋同相比例放大器如圖616(a)所示 (649) (650) (651) 第53頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖6-16 串聯(lián)電壓負(fù)反饋同相比例放大器 （a) 電路 （b) 閉環(huán)傳輸特性第54頁，共114頁，2022年，5月

19、20日，0點(diǎn)51分，星期四圖6-16 串聯(lián)電壓負(fù)反饋同相比例放大器 （a) 電路 （b) 閉環(huán)傳輸特性第55頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖617 運(yùn)放構(gòu)成的電壓跟隨器 第56頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 理想運(yùn)算放大器開環(huán)輸入阻抗Ri,輸出電阻Ro0,串聯(lián)電壓負(fù)反饋又使輸入阻抗增大，輸出電阻減小,所以，閉環(huán)輸入電阻Rif=,閉環(huán)輸出電阻Rof=0。第57頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 643分立元件負(fù)反饋放大器的分析計(jì)算 一、單級(jí)負(fù)反饋放大器電路 圖618給出了三個(gè)單級(jí)放大器電路。這三個(gè)電路是大家十分熟識(shí)

20、的電路，其放大倍數(shù)、輸入電阻、輸出電阻在第二章用等效電路方法已經(jīng)計(jì)算過，這里我們僅從負(fù)反饋的角度進(jìn)一步認(rèn)識(shí)它們。 第58頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四1. 單級(jí)串聯(lián)電壓負(fù)反饋電路圖618(a)為共集放大器，即射極跟隨器。 第59頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖618三種不同反饋組態(tài)的單級(jí)放大器第60頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖618三種不同反饋組態(tài)的單級(jí)放大器第61頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 2. 單級(jí)串聯(lián)電流負(fù)反饋電路 圖618(b)電路是一個(gè)基極輸入、集電極輸出的共射放大

21、器。 (655) (656) 第62頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 該電路的輸出電阻可視為集電極負(fù)載電阻RC與管子支路的等效輸出電阻Rof并聯(lián)。因?yàn)殡娏鞣答伿构茏又返妮敵鲭娮柙龃罅?，所以總的輸出電阻Rof為(657)第63頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四3. 單級(jí)并聯(lián)電壓負(fù)反饋電路圖618(c)電路得(658) (659a) (659b) (659c) (660) 第64頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 二、多級(jí)反饋放大器電路 1. 串聯(lián)電壓負(fù)反饋對(duì) 圖619給出一個(gè)二級(jí)級(jí)聯(lián)的共射共射放大電路。觀察該電路，發(fā)現(xiàn)R

22、4將輸出電壓 反饋到第一級(jí)發(fā)射極，所以R4和R3組成兩級(jí)間的大閉環(huán)反饋網(wǎng)絡(luò)。 (661) 第65頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖619串聯(lián)電壓負(fù)反饋對(duì) 第66頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖620等效到第一級(jí)射極的反饋電壓(a)輸入回路等效；(b)戴文寧等效電路 第67頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(662) (663) 第68頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 2. 并聯(lián)電流負(fù)反饋對(duì) 如圖621所示，R6將第二級(jí)射極和第一級(jí)基極連在一起，R1、 R6和R5構(gòu)成了兩級(jí)間的反饋網(wǎng)絡(luò)。 (

23、664)(665) (666) 第69頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖621 并聯(lián)電流負(fù)反饋對(duì) 第70頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 3.串聯(lián)電流負(fù)反饋電路 圖622是一個(gè)三級(jí)串聯(lián)電流負(fù)反饋放大器。其中，R8將V3射極電壓反饋到V1的射極，信號(hào)從V3集電極輸出，所以該電路是一個(gè)三級(jí)串聯(lián)電流反饋電路。 第71頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖622 串聯(lián)電流負(fù)反饋電路 第72頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(667) (668) (669)第73頁，共114頁，2022年，5月20日，

24、0點(diǎn)51分，星期四 4.并聯(lián)電壓負(fù)反饋電路 圖623是一個(gè)三級(jí)并聯(lián)電壓負(fù)反饋放大器。 第74頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖623 三級(jí)并聯(lián)電壓負(fù)反饋電路 第75頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(670) 第76頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 5. 串聯(lián)電流正反饋電路 前面討論的都是負(fù)反饋電路。但如果將第二級(jí)的射極電壓反饋到第一級(jí)源極，則電路將引進(jìn)正反饋。如圖624所示 。(671) 第77頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖624 串聯(lián)電流正反饋電路 第78頁，共114頁，2022年，5

25、月20日，0點(diǎn)51分，星期四 6.復(fù)反饋放大器 以上討論的電路，其反饋系數(shù)F都是常數(shù)，與頻率無關(guān)。所謂復(fù)反饋，就是反饋網(wǎng)絡(luò)引入電抗元件(電容或電感等)，以致于反饋系數(shù)F成為頻率的函數(shù)。如圖625(a)所示，圖626(a),(b)分別給出兩個(gè)單片集成寬帶放大器電路，其中圖(a)中的C1,C2就是高頻補(bǔ)償電容(即復(fù)反饋電容)，R4,R5,C1引入三級(jí)間的串聯(lián)電壓復(fù)反饋，R3,R6,C2引入了兩級(jí)間的并聯(lián)電流復(fù)反饋。 第79頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖625電流復(fù)反饋電路及高頻響應(yīng)的補(bǔ)償(a)電流復(fù)反饋電路；(b)復(fù)反饋補(bǔ)償電流高頻響應(yīng) 第80頁，共114頁，202

26、2年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖625電流復(fù)反饋電路及高頻響應(yīng)的補(bǔ)償(a)電流復(fù)反饋電路；(b)復(fù)反饋補(bǔ)償電流高頻響應(yīng) 第81頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖626單片集成寬帶放大器電路 第82頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖626單片集成寬帶放大器電路 第83頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 三、反饋放大器例題分析 例2電路如圖627所示。這是一個(gè)兩級(jí)放大器， 第一級(jí)為場效應(yīng)管差分放大器，第二級(jí)為運(yùn)放構(gòu)成的反相比例放大器。 (1)為進(jìn)一步提高輸出電壓穩(wěn)定度，試正確引入反饋。 (2)計(jì)算開環(huán)放大倍數(shù) (3

27、)計(jì)算引入反饋后的閉環(huán)放大倍數(shù)Auf=? (4)若一定要求引入并聯(lián)電壓負(fù)反饋，電路應(yīng)如何改接? 第84頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖627 例2電路 第85頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 解 (1)為進(jìn)一步提高輸出電壓穩(wěn)定度，必須引入電壓負(fù)反饋，如圖6-27虛線所示。這有兩種可能：一種是將反饋引至V1管柵極(開關(guān)Sb)構(gòu)成并聯(lián)反饋；另一種是將反饋引至V2柵極(開關(guān)Sa)構(gòu)成串聯(lián)反饋。問題的關(guān)鍵是哪一種能保證是“負(fù)反饋”。根據(jù)瞬時(shí)極性判別法，我們將各點(diǎn)信號(hào)的極性標(biāo)于圖6-27中。判斷結(jié)果，開關(guān)S接a點(diǎn)，構(gòu)成了串聯(lián)電壓負(fù)反饋，而接b點(diǎn)則為

28、正反饋，所以電路應(yīng)將開關(guān)S接a點(diǎn)。 第86頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(2)開環(huán)增益。若將S接c點(diǎn)，則沒有引入反饋，此時(shí)其中: 第87頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 (3)引入串聯(lián)電壓負(fù)反饋后的閉環(huán)增益Auf為 (4)若一定要求引入并聯(lián)電壓負(fù)反饋，最簡單的辦法是將第一級(jí)輸出由V1管漏極改為V2管的漏極。 第88頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四65 反饋放大器穩(wěn)定性討論 651負(fù)反饋放大器穩(wěn)定工作的條件 負(fù)反饋放大器的基本方程如式(672)所示： (673a) (672)第89頁，共114頁，2022年，5月20

29、日，0點(diǎn)51分，星期四(673b) (673c) (674) 第90頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖628用環(huán)路增益來判斷穩(wěn)定性 第91頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 652利用開環(huán)增益的波特圖來判別放大器的穩(wěn)定性 如果反饋網(wǎng)絡(luò)F為常數(shù)，則我們可以用開環(huán)增益A(j)直接來判斷放大器是否能穩(wěn)定工作。我們以集成運(yùn)算放大器為例來說明該問題。某運(yùn)算放大器的開環(huán)特性A(j)為一個(gè)三極點(diǎn)放大器，即(675) 第92頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖629用開環(huán)特性波特圖來判斷放大器的穩(wěn)定性 第93頁，共114頁，2022年，

30、5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(676)(677) (678) 第94頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 653常用的消振方法相位補(bǔ)償法 一、電容滯后補(bǔ)償 這種補(bǔ)償方法是在放大器時(shí)常數(shù)最大的那一級(jí)里并接補(bǔ)償電容C，以高頻增益下降更多來換取穩(wěn)定工作之目的。如圖630所示。 第95頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖630電容滯后補(bǔ)償?shù)拈_環(huán)頻率特性波特圖 第96頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 二、零極點(diǎn)對(duì)消RC滯后補(bǔ)償 與單純的電容滯后補(bǔ)償不同，RC滯后補(bǔ)償可在A(j)中引入一個(gè)零點(diǎn)。 (679) 第97頁，共114頁，2

31、022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖631零極點(diǎn)相消RC滯后補(bǔ)償(a)RC串聯(lián)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)電路；(b)輸出等效電路；(c)簡化等效電路 第98頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四(680) (681) (682) (683) (684) 第99頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖632零極點(diǎn)相消RC滯后補(bǔ)償?shù)拈_環(huán)頻率響應(yīng)波特圖 第100頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 三、密勒效應(yīng)補(bǔ)償 利用密勒效應(yīng)進(jìn)行補(bǔ)償，可大大減小補(bǔ)償電容的容量。如圖633所示. (685) 若C=30pF，|A2|=1000,則C=30000pF。

32、密勒效應(yīng)補(bǔ)償在集成電路中有著廣泛的應(yīng)用。因?yàn)榧呻娐饭に嚥灰酥谱鞔笕萘侩娙?，密勒效?yīng)補(bǔ)償使小電容發(fā)揮大電容的作用。 第101頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四圖633 密勒電容補(bǔ)償 第102頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 四、導(dǎo)前補(bǔ)償 負(fù)反饋?zhàn)约ふ袷幍臈l件為環(huán)路增益|A(j)F(j)|=1,相移=A+F=-180。前面分析中，我們?cè)O(shè)F不是頻率的函數(shù)，用校正和補(bǔ)償A(j)的辦法來消振。如果我們?cè)O(shè)計(jì)成F是頻率的函數(shù)，而且在F(j)的表達(dá)式中引入一“導(dǎo)前相移”，與A(j)的“滯后相移”相抵消，而使總相移小于-180，那么，同樣可以達(dá)到消振的目的(如圖634所示)。(686) 第103頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四 圖6-34 導(dǎo)前補(bǔ)償電路第104頁，共114頁，2022年，5月20日，0點(diǎn)51分，星期四式中，R=R1Rf。記 (687) 第105頁，共114頁，20