模擬電子技術(shù)基礎(chǔ)第4章課件

1、4.1 概述4.2 集成運(yùn)放運(yùn)算電路4.3 模擬乘法器及其應(yīng)用4.4 有源濾波器（Active filter） 4.5 集成運(yùn)算放大器的非線性應(yīng)用4.6 集成運(yùn)放使用常識(shí)與應(yīng)用示例 第四章 集成運(yùn)算放大器的應(yīng)用 4.1 概述4.1.1 運(yùn)算放大器非理想特性和主要參數(shù)集成運(yùn)放開環(huán)情況下的傳輸特性如圖4.1.1所示， 圖4.1.1 集成運(yùn)放傳輸特性它分為兩個(gè)工作區(qū):一是飽和區(qū)（稱為非線性區(qū)）,放由雙電源供電時(shí)輸出飽和值不是Uom 就是Uom ;二是放大區(qū)（又稱線性區(qū)）,曲線的斜率為電壓放大倍數(shù),理想運(yùn)放Aod，在放大區(qū)的曲線與縱坐標(biāo)重合。但實(shí)際情況如圖中虛線所示。 集成運(yùn)放主要參數(shù)就是它的非理想特

2、性的客觀反映。1、開環(huán)差模電壓增益Aod 集成運(yùn)放的開環(huán)差模電壓增益(Open-Loop differential voltage gain)是指集成運(yùn)放工作在線性區(qū)，接人規(guī)定負(fù)載而無負(fù)反饋情況下的直流差模電壓增益。 Aod與輸出電壓U0的大小有關(guān)，通常是在規(guī)定的輸出電壓幅值時(shí)（如U0 =+10V）測(cè)得的值。通常用分貝數(shù)dB表示，則為 一般情況希望Aod越大越好， Aod越大，構(gòu)成的電路性能越穩(wěn)定，運(yùn)算精度越高。 Aod一般可達(dá)100dB,最高可達(dá)140dB以上。 如果集成運(yùn)放差動(dòng)輸入級(jí)非常對(duì)稱，當(dāng)輸入電壓為零時(shí)，輸出電壓也應(yīng)為零（不加調(diào)零裝置）。但實(shí)際上它的差動(dòng)輸入級(jí)很難達(dá)到對(duì)稱，通常在室溫

3、25下，為了使輸入電壓為零時(shí)輸出電壓為零，在輸入端加的補(bǔ)償電壓叫做輸入失調(diào)電壓UIO。UIO的大小反映了運(yùn)放輸入級(jí)電路的不對(duì)稱程度。UIO越小越好，一般為（110）mV。2、輸入失調(diào)電壓UIO及其溫漂 dUIO/dT 另外，輸入失調(diào)電壓的大小還隨溫度，電源電壓的變化而變化。通常輸入失調(diào)電壓UIO對(duì)溫度的變化率稱之為輸入電壓的溫度漂移（簡(jiǎn)稱輸入失調(diào)電壓溫漂）用 dUIO/dT表示,一般為(1020)V/. 注意：dUIO/dT不能用外接調(diào)零裝置來補(bǔ)償，在要求溫漂低的場(chǎng)合，要選用低溫漂的運(yùn)放。3、輸入失調(diào)電流IIO及其溫漂dIIO/dT 在常溫下，輸入信號(hào)為零時(shí)，放大器的兩個(gè)輸入端的基極靜態(tài)電流之

4、差稱之為輸入失調(diào)電流IIO，有IIO=IB1IB2，它反應(yīng)了輸入級(jí)兩管輸入電流的不對(duì)稱情況，IIO越小越好，一般為1nA0.1A。4、輸入偏置電流IIB 輸入偏置電流(Input bias current)是指集成運(yùn)放輸出電壓為零時(shí)，兩個(gè)輸入端偏置電流的平均值，即IIB=（IB1+IB2）/2，IIB越小越好，一般為10nA10A。 IIO隨溫度的變化而變化，IIO隨溫度的變化率稱之為輸入失調(diào)電流溫漂，用d IIO /dT表示，單位為nA/。5、開環(huán)差模輸入電阻Rid 差模輸入電阻是指集成運(yùn)放的兩個(gè)輸入端之間的動(dòng)態(tài)電阻。它反映輸入端向差動(dòng)信號(hào)源索取電流的能力。其值越大越好，一般為幾兆歐姆。MO

5、S集成運(yùn)放Rid 高達(dá)106M以上。6、開環(huán)差模輸出電阻Rod 集成運(yùn)放開環(huán)時(shí)，從輸出端看進(jìn)去的等效電阻，稱之為輸出電阻。它反映集成 運(yùn)放輸出時(shí)的負(fù)載能力 ，其值越小越好。一般Rod小于幾十歐姆。7、共模抑制比KCMR 共模抑制比為開環(huán)差模電壓增益Aod與共模電壓增益Aoc之比的絕對(duì)值：KCMR=Aud/Auc，它表示集成運(yùn)放對(duì)共模信號(hào)抑制能力，其值越大越好，一般KCMR為60130dB之間。 8、最大差模和共模輸入電壓Uidmax,、Uicmax Uidmax是指集成運(yùn)放兩個(gè)輸入端所允許加的最大差模電壓，超過此電壓，將會(huì)使集成運(yùn)放輸入級(jí)某一側(cè)三極管發(fā)射結(jié)反向擊穿。 Uicmax是指集成運(yùn)放兩

6、個(gè)輸入端所允許加的共模最大電壓，超過此電壓，集成運(yùn)放的共模抑制比將明顯下降。9、最大輸出電壓Uom 在給定負(fù)載上，最大不失真輸出電壓的峰峰值稱為最大輸出電壓。 10、轉(zhuǎn)換速率SR(Slew rate) SR是指集成運(yùn)放在閉環(huán)狀態(tài)下，輸入大信號(hào)時(shí)輸出電壓隨時(shí)間的最大變化率，SR越大越好。 11、小信號(hào)頻率參數(shù) 集成運(yùn)放(741)工作于小信號(hào)狀態(tài)幅頻特性如圖4.1.2所示。 圖中Aod(dB)為直流差模增益，fH為上限頻率。（1）開環(huán)帶寬BW BW為運(yùn)放開環(huán)差模電壓增益值比直流增益下降了3dB所對(duì)應(yīng)的信號(hào)頻率。 例如：741的fH =7Hz 圖4.1.2 集成運(yùn)放(741)幅頻特性 BWfH（2）

7、單位增益帶寬BWG BWG為運(yùn)放開環(huán)電壓增益頻率特性曲線上其增益下降到Aod=1(Aod為0dB)時(shí)的頻率。 集成運(yùn)放閉環(huán)應(yīng)用時(shí)，BWG就是反饋放大電路的增益帶寬積。741運(yùn)放Aod=2105時(shí)，fT=21057HZ=1.4MHZ。4.1.2 典型的雙運(yùn)放、四運(yùn)放簡(jiǎn)介 雙運(yùn)放F353引腳排列圖如圖4.1.3所示，該器件是一種高速JFET輸入運(yùn)算放大器。 四運(yùn)放LM324引腳排列圖如圖4.1.4所示。它是通用型單片高增益運(yùn)算放大器，它既可以單電源使用，也可雙電源使用。 圖4.1.3 雙運(yùn)放F353 圖4.1.4 四運(yùn)放LM3244.1.3 集成運(yùn)放理想化條件和線性應(yīng)用條件 一、集成運(yùn)放理想化條件

8、 滿足理想化的集成運(yùn)放應(yīng)具有無限大的差模輸入電阻，趨于零的輸出電阻，無限大的差模電壓增益和共模抑制比，無限大的頻帶寬度以及趨于零的失調(diào)和漂移。 在低頻情況下的實(shí)際使用和分析集成運(yùn)放電路時(shí)，可以近似地把它看成為理想集成運(yùn)算放大器 (Ideal operational amplifier)。 二、集成運(yùn)放線性應(yīng)用條件及其特性 把集成運(yùn)放接成負(fù)反饋組態(tài)（Negative freed back configration）是集成運(yùn)放線性應(yīng)用的必要條件。 理想集成運(yùn)放線性應(yīng)用時(shí)具有以下兩個(gè)特性，即 1.虛短(Virtual short circuit)： u+=u- 2.虛斷(Virtual open c

9、ircuit) ： i+=i-=0 4.2 集成運(yùn)放運(yùn)算電路 4.2.1 反相輸入放大電路 反相輸入放大電路(Inverting proportional circuit) 如圖4.2.1所示。 圖4.2.1 反相輸入放大電路 圖中，Rf為反饋電阻，構(gòu)成電壓并聯(lián)負(fù)反饋組態(tài)；電阻RP稱為直流平衡電阻 。 Ro=0 4.2.2 同相輸入放大電路 同相輸入放大電路如圖4.2.2所示，輸入信號(hào)ui經(jīng)電阻R2送到同相輸入端，Rf與R1使運(yùn)放構(gòu)成電壓串聯(lián)負(fù)反饋電路。 圖4.2.2 同相輸入放大電路 放大電路的輸入電阻Ri放大電路的輸出電阻Ro=0 圖4.2.3 電壓跟隨器 4.2.3 差動(dòng)輸入(Diffe

10、rential input)放大電路 圖4.2.5所示為差動(dòng)輸入放大電路，它的兩個(gè)輸入端都有信號(hào)輸入。 ui1通過R1接至運(yùn)放的反相輸入端，ui2通過R2、R3分壓后接至同相輸入端，而uo通過Rf、R1反饋到反相輸入端。 圖4.2.5 差動(dòng)輸入放大電路 當(dāng)取R1=R2和Rf=R3時(shí),則上式為 例4.2.1 兩運(yùn)放組成的抗共模噪聲電路如圖4.2.6所示，求Auf。 圖4.2.6 兩運(yùn)放抗共模噪聲電路 解題分析： 在分析多個(gè)運(yùn)放組成電路時(shí)，應(yīng)把輸入輸出關(guān)系搞清楚，然后應(yīng)用虛短、虛斷概念和疊加定理求解。 本例中A1的輸出為A2的輸入。A1組成同相比例放大器，A2組成差動(dòng)放大組態(tài)。 該電路具有很高的輸

11、入電阻可達(dá)幾十 兆歐。為提高抑制共模信號(hào)的能力，要求A1、A2具有較高的共模抑制比。 4.2.4 求和運(yùn)算電路一、反相加法器 反相加法器如圖4.2.7所示，兩個(gè)輸入信號(hào)ui1、ui2分別通過R1、R2接至反相輸入端。Rf為反饋電阻，R3為直流平衡電阻。 圖4.2.7 反相加法器 當(dāng)取R1=R2=R時(shí) 當(dāng)取R=Rf時(shí) 二、 同相加法器 同相加法器如圖4.2.8所示，輸入信號(hào)ui1、ui2都加到同相輸入端，而反相輸入端通過電阻R3接地。 圖4.2.8 同相加法器 應(yīng)用疊加定理進(jìn)行分析 設(shè)ui1單獨(dú)作用，ui2=0 設(shè)ui2單獨(dú)作用，ui1=0 二者迭加得 若取：R1=R2 、R3=Rf ,則 4.

12、2.5 積分和微分電路 一、積分電路 積分運(yùn)算(Integratial operation)電路如圖4.2.10所示。輸入信號(hào)ui通過電阻R接至反相輸入端，電容C為反饋元件。 圖4.2.10 積分電路 若C上起始電壓為零，則 若C上起始電壓不為零，則 圖4.2.11 不同輸入情況下的積分電路電壓波形（a) 輸入為階躍信號(hào) （b) 輸入為方波 （c) 輸入為正弦波 二、 微分電路 將圖4.2.10中反相輸入端的電阻R和反饋電容C位置互換，便構(gòu)成基本微分運(yùn)算電路（Differentiatial operation）,如圖4.2.12所示。 圖4.2.12 基本微分運(yùn)算電路 4.3 模擬乘法器及其應(yīng)

13、用 4.3.1模擬乘法器的基本特性、電路符號(hào) 模擬乘法器（Analog multiplier）與運(yùn)算放大器組合，可實(shí)現(xiàn)除法、乘方、開方、倍頻等各種運(yùn)算電路，還可以實(shí)現(xiàn)檢波、調(diào)制、解調(diào)以及構(gòu)成各種函數(shù)發(fā)生器及鎖相環(huán)電路等。圖4.3.1 模擬乘法器的符號(hào) uo=KuXuY ， K稱為模擬乘法器的增益系數(shù) 模擬乘法器的電路符號(hào)如圖4.3.1所示，通常有兩個(gè)輸入端uX和uY及一個(gè)輸出端uo，其輸出電壓正比于兩個(gè)輸入電壓之乘積。 *4.3.2 變跨導(dǎo)模擬乘法工作原理 變跨導(dǎo)模擬乘法器原理圖如圖4.3.2所示，V1、V2組成差動(dòng)電路。圖4.3.2 模擬乘法器原理圖 圖4.3.2所示差動(dòng)電路具有乘法功能，它

14、的輸出電壓與輸入電壓ux、uy的乘積成正比，比例系數(shù)在室溫下為常數(shù) ux可正可負(fù)，而uy必須大于零，該電路才能正常工作，該電路屬于二象限乘法器。 4.3.3、模擬乘法器的幾種典型應(yīng)用電路 一、除法電路 將乘法器放在反相放大器的反饋支路中便構(gòu)成除法運(yùn)算電路，如圖4.3.3所示。 圖4.3.3 除法運(yùn)算電路 uz=KuXuY =Kui2uo 圖4.3.3所示電路，只有當(dāng)ui2為正極性時(shí)，才能保證集成運(yùn)放處于負(fù)反饋工作狀態(tài)，電路才能正常工作，而ui1可正、可負(fù)，故電路屬二象限除法器。 二、平方運(yùn)算 平方運(yùn)算是模擬量的自乘運(yùn)算，因此將輸入信號(hào)ui同時(shí)加到乘法器的兩個(gè)輸入端即可完成平方運(yùn)算，電路如圖4.

15、3.4所示。其輸出電壓為 圖4.3.4 平方運(yùn)算電路 在實(shí)際使用時(shí)，可以利用平方運(yùn)算實(shí)現(xiàn)倍頻功能，若輸入信號(hào)為正弦信號(hào)，即 ui =Umsint 則輸出電壓為 在輸出端接入一個(gè)隔直電容將直流隔開，則可得到二倍頻的余弦波輸出電壓，實(shí)現(xiàn)倍頻作用。 三、開方運(yùn)算 平方根運(yùn)算電路如圖4.3.5 所示，與圖4.3.2所示的除法電路比較可知，它是上述除法電路的一個(gè)特例，如將除法電路中乘法器的兩個(gè)輸入端都接到運(yùn)放的輸出端，就組成了平方根運(yùn)算電路。 圖4.3.5 平方根運(yùn)算電路 4.4 有源濾波器 4.4.1 濾波器的功能及其分類 濾波器是從輸入信號(hào)中選出有用頻率信號(hào)并使其順利通過，而將無用的或干擾的頻率信號(hào)

16、加以抑制的電路。 只用無源器件R、L、C 組成的濾波器稱為無源濾波器,采用有源器件和R、C元件組成的濾波器稱為有源濾波器。 同無源濾波器相比，有源濾波器具有一定的信號(hào)放大和帶負(fù)載能力可很方便的改變其特性參數(shù)等優(yōu)點(diǎn)； 此外，因其不使用電感和大電容元件，故體積小，重量輕。但是由于集成運(yùn)放的帶寬有限，因此有源濾波器的工作頻率較低，一般在幾千赫茲以下，而在頻率較高的場(chǎng)所，采用LC無源濾波器或固態(tài)濾波器效果較好。 按照功能（或幅頻特性）的不同，濾波器分為低通濾波器（Low-pass filter,簡(jiǎn)寫LPF）、高通濾波器(High-pass filter簡(jiǎn)寫HPF)、帶通濾波器（Band-pass fi

17、lter簡(jiǎn)寫B(tài)PF）和帶阻濾波器（Band-elimination filter簡(jiǎn)寫B(tài)EF）。其理想的幅頻特性如圖4.4.1所示。 圖4.4.1 各種濾波器的理想幅頻特性a)低通濾波器 b)高通濾波器 c)帶通濾波器 d)帶阻濾波器 4.4.2 一階低通濾波器 一階低通濾波器電路如圖4.4.2所示，它是由運(yùn)放和RC網(wǎng)絡(luò)組成。由電路可得其頻率特性 圖4.4.2 一階有源低通濾波器 特征頻率：通帶增益：當(dāng)f=0時(shí)， 4.4.3 一階低通濾波器的幅頻特性 當(dāng)f=f0時(shí) 當(dāng)f=10f0時(shí)衰減斜率為-20dB/十倍頻 4.4.3 一階高通濾波器 把圖4.4.2中的R、C的位置互換，則可以得到如圖4.4.

18、4所示的一階有源高通濾波器，同樣可得到它的特征頻率和通帶電壓放大倍數(shù)分別為： 圖4.4.4 一階高通濾波器 圖4.4.5 一階高通濾波器的幅頻特性 4.4.4 二階有源濾波器 一、二階低通濾波器 一階LPF電路雖然簡(jiǎn)單，但幅頻特性衰減斜率僅為-20dB/十倍頻，與理想的幅頻特性相差甚遠(yuǎn)，故選擇性較差，若在圖4.4.2的基礎(chǔ)上再增加一節(jié)RC低通網(wǎng)絡(luò)，就構(gòu)成了二階LPF。圖4.4.6為目前使用較多的是二階壓控電壓源LPF，其中運(yùn)放、R1、Rf組成電壓控制的電壓源，并因此而得名。 圖4.4.6 二階低通濾波器 圖4.4.7 二階低通濾波器的幅頻特性 經(jīng)推導(dǎo)，該電路的頻率特性為： 式中，為通帶增益 f

19、0為特征頻率Q為品質(zhì)因數(shù)，令 則電壓放大倍數(shù)為 當(dāng)Q=0.707時(shí)，幅頻特性響應(yīng)曲線較平坦。而當(dāng)Q0.707時(shí)，高頻端將出現(xiàn)升峰，一般這是我們不希望的。 二、二階高通濾波器 將圖4.4.6中的 R C 低通網(wǎng)絡(luò)中的 R 與 C 對(duì)換，即組成圖4.4.8a所示的二階壓控電壓源高通濾波器。該電路的頻率特性為 圖4.4.8 二階高通濾波器的幅頻響應(yīng) 其中 4.4.5 帶通濾波器和帶阻濾波器 若將低通濾波器和高通濾波器進(jìn)行適當(dāng)?shù)慕M合，即可構(gòu)成帶通濾波器和帶阻濾波器。 一、帶通濾波器 帶通濾波器可由高通和低通濾波器串聯(lián)而成，兩者同時(shí)覆蓋的同一頻段形成一個(gè)通頻段，即構(gòu)成帶通濾波器。其原理框圖和幅頻特性如圖

20、4.4.9所示。二階壓控電壓源帶通濾波器電路如圖4.4.10所示。圖中R1、C1組成低通網(wǎng)絡(luò)，R2、C2組成高通網(wǎng)絡(luò)，兩者相串聯(lián)就組成了帶通濾波器。 圖4.4.9 帶通濾波器方框圖和幅頻特性 該電路的頻率特性為 圖4.4.10 二階壓控電壓源BPF 由圖中可以看出Q值越大，帶寬 BW 越窄，選頻特性越好。 二、帶阻濾波器 帶阻濾波器是用來抑制或衰減某一頻段內(nèi)的信號(hào)，而對(duì)此頻段外的信號(hào)允許通過，故也稱為陷波器。這種濾波器經(jīng)常用于電子系統(tǒng)抗干擾。 帶阻濾波器由低通和高通濾波器并聯(lián)而成，兩者對(duì)某一頻段均不覆蓋，形成帶阻頻段。其原理框圖和理想幅頻特性如圖4.4.11所示。 圖 4.4.11 帶阻濾波器

21、原理框圖與幅頻特性 （a)原理框圖 （b)幅頻特性 圖4.4.12所示為典型的雙T 帶阻濾波器。其低通和高通RC網(wǎng)絡(luò)并聯(lián)形成雙T網(wǎng)絡(luò)，與運(yùn)放和電阻R1、Rf形成二階壓控電壓源的BEF。 圖4.4.12 雙T二階壓控電壓源BEF（a)電路圖 （b)幅頻特性 由圖中可以看出Q值越大， BW越窄，選擇性越好。 4.4.6 開關(guān)電容濾波器（SCF） 前面討論的有源濾波器，由于通帶截止頻率一般都不高，因此要求RC大且精度高。在集成電路中制造大電容或大電阻需占用很大芯片面積，因此很難將整個(gè)RC有源濾波器實(shí)現(xiàn)集成化。 隨著MOS制造工藝的發(fā)展，用開關(guān)電容取代電阻的開關(guān)電容濾波器已于1975年實(shí)現(xiàn)了單片集成化

22、。這種濾波器由MOS開關(guān)電容和MOS運(yùn)放組成，由于制造容易、價(jià)廉和性能優(yōu)越，因此發(fā)展很快。 自70年代以來，國(guó)內(nèi)外已有大量的單片集成SCF問世。如美國(guó)的RETICON公司的SCBPF R5604、R5606；SCLPF R5609、SCHPF R6511，及可編程SCF5610等，MOTOROLA公司的MC14413-1-2和MC1414-1-2，清華大學(xué)研制的CF2932等，已經(jīng)廣泛用于PCM通信、語音信號(hào)處理等技術(shù)領(lǐng)域。 一、開關(guān)電容電路的基本原理 基本開關(guān)電容電路如圖4.4.13所示，圖中S1、S2是受時(shí)鐘信號(hào)、 控制的由MOS管構(gòu)成的模擬開關(guān)，它們?cè)跁r(shí)鐘控制下周期性的交替接通、斷開。當(dāng)

23、S1閉合時(shí)，電容C上所充電荷Q=CuI。當(dāng)S2閉合，S1斷開時(shí)，則有純電荷Q=C（UIUO）向輸出端傳送。若采樣時(shí)間為T，則一周期內(nèi)流向輸出端的平均電流為 圖4.4.13 基本開關(guān)電容電路 于是，輸入與輸出之間的等效電阻為 即開關(guān)電容電路可以作為一個(gè)電阻對(duì)待，其大小由時(shí)鐘周期和電容量決定。只要選擇合適的T和C就能得到很高阻值的等效電阻。例如，C=0.5pF,T=4s,則Req=4M。 二、開關(guān)電容濾波器 從原理上講用開關(guān)電容來取代有源濾波器中的電阻，就構(gòu)成了開關(guān)電容濾波器。但實(shí)際的開關(guān)電容濾波器，大都是根據(jù)狀態(tài)變量來設(shè)計(jì)的，其結(jié)構(gòu)形式和設(shè)計(jì)方法都很復(fù)雜。 下面僅以一階低通濾波器為例來說明利用開

24、關(guān)電容電路組成濾波器的方法。 由MOS開關(guān)電容電路所組成的一階低通濾波器如圖4.4.14所示。該電路的頻率特性為 式中，R1、R2分別是兩個(gè)MOS開關(guān)電容電路的等效電阻，其值分別為R1=T/C3、R2=T/C1，于是可得 圖4.4.14 一階開關(guān)電容濾波器 由此可見，濾波器的主要參數(shù)Aup、f0都由電容比來決定，而與電容的容量無關(guān)，因而在集成電路中可以做得十分準(zhǔn)確。 4.5 集成運(yùn)算放大器的非線性應(yīng)用 4.5.1 集成運(yùn)放非線性應(yīng)用條件 集成運(yùn)放有線性和非線性兩種工作狀態(tài)。在開環(huán)工作或加正反饋時(shí)，由于集成運(yùn)放的放大倍數(shù)很高，輸入信號(hào)即使很小，也足以使運(yùn)放工作在非線性工作狀態(tài)。集成運(yùn)放處于非線性

25、工作時(shí)的電路統(tǒng)稱為非線性應(yīng)用電路。這種電路大量地被用于信號(hào)比較、信號(hào)轉(zhuǎn)換和信號(hào)發(fā)生、以及自動(dòng)控制系統(tǒng)和測(cè)試系統(tǒng)中。 為了簡(jiǎn)化分析，同集成運(yùn)放的線性運(yùn)用一樣，仍然假設(shè)電路中的集成運(yùn)放為理想元件。 集成運(yùn)放開環(huán)工作狀態(tài)電路如圖4.5.1所示。 圖4.5.1 集成運(yùn)放開環(huán)工作狀態(tài)電路 u+為同相輸入電壓，u為反相輸入電壓，uid為差動(dòng)輸入電壓 uid=u+-u , uo=Aod(u+-u) 由于Aod,所以，當(dāng) uid=u+-u0 即 u+u 時(shí)，輸出電壓達(dá)到正向最大值,uo=+Uom，其值比正電源電壓低12V； 當(dāng)uid=u+-u 0即u+u 時(shí)，輸出電壓達(dá)到負(fù)向最大值,uo=-Uom，其值比負(fù)電

26、源電壓高12V。 由于集成運(yùn)放差模輸入電阻很大，在非線性應(yīng)用時(shí)，輸入電流約為零，仍有“虛斷”的特性。 4.5.2 電壓比較器（Voltage comparator） 一、單值電壓比較器 1單值電壓比較器工作原理 開環(huán)工作的運(yùn)算放大器是最基本的單值比較器，電路如圖4.5.2a所示。 4.5.2 單值電壓比較器及傳輸特性 a)電路圖 b)傳輸特性 在電路中，輸入信號(hào)ui與基準(zhǔn)電壓UREF進(jìn)行比較。當(dāng)uiUREF時(shí)，Uo=-Uom,在ui= UREF時(shí)，uo發(fā)生跳變。該電路理想傳輸特性如圖4.5.2b所示。 如果以地電位為基準(zhǔn)電壓，即同相輸入端通過電阻R接地，組成如圖4.5.3a所示電路，就形成一個(gè)

27、過零比較器(Zero crossing comparator)，則 當(dāng)ui0時(shí)， 則Uo=-Uom, 也就是說，每當(dāng)輸入信號(hào)過零點(diǎn)時(shí)，輸出信號(hào)就發(fā)生跳變。 在過零比較器的反相輸入端輸入正弦波信號(hào)可以將正弦波轉(zhuǎn)換成方波，波形圖如圖4.5.3b所示圖4.5.3 過零比較器（a)電路圖 （b)正弦波轉(zhuǎn)換成方波波形圖 2電壓比較器的閾值電壓(Threshold voltage) 由上述分析可知，電壓比較器翻轉(zhuǎn)的臨界條件是運(yùn)放的兩個(gè)輸入端電壓u+=u，對(duì)于圖4.5.2所示電路為ui與UREF比較，當(dāng)ui=UREF時(shí)（即u+=u時(shí)）電路狀態(tài)發(fā)生翻轉(zhuǎn)。 我們把比較器輸出電壓發(fā)生跳變時(shí)所對(duì)應(yīng)的輸入電壓值稱為閾

28、值電壓或門限電壓Uth。圖4.5.2所示電路的Uth=UREF, 過零比較器的Uth=0。 因?yàn)檫@種電路只有一個(gè)閾值電壓，故稱為單值電壓比較器。 圖4.5.3 過零比較器（a)電路圖 （b)正弦波轉(zhuǎn)換成方波波形圖二、遲滯比較器(Regenerative comparator) 單限比較器有一缺點(diǎn)，如果輸入信號(hào)在閾值電壓附近發(fā)生抖動(dòng)時(shí)或者受到干擾時(shí)，比較器的輸出電壓就會(huì)發(fā)生不應(yīng)有的跳變，就會(huì)使后續(xù)電路發(fā)生誤動(dòng)作。為了提高比較器的抗干擾能力，人們研制了一種具有滯回特性的比較器，亦稱遲滯比較器。遲滯比較器電路如圖4.5.4a所示。 圖4.5.4 遲滯比較器 （a) 電路 （b)傳輸特性 圖中輸入信號(hào)

29、通過平衡電阻R接到反相端，基準(zhǔn)電壓UREF通過R1接到同相輸入端，同時(shí)輸出電壓uo通過R2接到同相輸入端，構(gòu)成正反饋。 由圖4.5.4可知，i-=0，電阻R上的壓降為零，即u-=ui，而同時(shí)u+受UREF和uo的影響，當(dāng)uo=+Uom時(shí)，由疊加定理可求得 此時(shí)ui=u-，輸出電壓將保持-Uom值，但當(dāng)ui減少，使u-時(shí)，uo將再次由-Uom跳變到+Uom。其傳輸特性曲線如圖4.5.4b所示。 由以上分析可知遲滯比較器有兩個(gè)不同的門限電壓，我們把稱為上限門限電壓，用Uth1表示；把稱為下限門限電壓，用Uth2表示，它們的差值稱為門限寬度又稱回差電壓或遲滯寬度（Hystersis voltage）

30、，用Uth表示，即Uth =Uth2-Uth1。 此時(shí)，ui=u10MHZ）和較高的轉(zhuǎn)換速率（一般要求SR30V/s）。它們主要用于D/A轉(zhuǎn)換和A/D轉(zhuǎn)換、有源濾波器、鎖相環(huán)、高速采樣和保持電路以及視頻放大器等要求輸出對(duì)輸入響應(yīng)迅速的地方。國(guó)產(chǎn)超高速運(yùn)放F3554的SR=1000V/s、BWG=1.7GHZ。 四、低功耗型 低功耗型一般用于遙感、遙測(cè)、生物醫(yī)學(xué)和空間技術(shù)研究等要求能源消耗有限制的場(chǎng)所。如UA735、UPC253等。 五、高壓型 一般用于獲取較高的輸出電壓的場(chǎng)合，如典型的3583型，電源電壓達(dá)150V，UOmax=+140V。 六、大功率型 用于輸出功率要求大的場(chǎng)合，如LM12，

31、輸出電流達(dá)10A。 4.6.2 集成儀器放大器、隔離放大器及其應(yīng)用 一、集成儀器放大器及其應(yīng)用 集成儀器放大器在理想情況下僅放大兩輸入端間的電壓差，當(dāng)輸入電壓差為零時(shí)，輸出將精確為零。儀器放大器可分為固定增益、引腳可編程增益、數(shù)字控制儀器放大器等。增益固定儀器放大器是由三運(yùn)放組成的測(cè)量放大器的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的，測(cè)量放大電路（Instrumental AMp）如圖4.6.1所示。 圖4.6.1 測(cè)量放大電路 測(cè)量放大電路又稱精密放大電路或儀用放大電路，圖中所有電阻均采用精密電阻。 由于A1、A2采用高輸入阻抗的同相輸入放大電路的形式。根據(jù)虛短的概念，uN1=ui1，uN2=ui2，根據(jù)虛斷的概念

32、，流過R1、RP和R2為同一電流iR1，且iR1=（ui1-ui2）/RP。因此運(yùn)放A1和A2輸出電壓之差為運(yùn)放A3為減法運(yùn)算電路，有 上式表明，輸入電壓與輸出電壓的差值成正比。該電路的放大倍數(shù)Au（即差模電壓放大倍數(shù)）為 調(diào)節(jié)RP就可方便地改變放大倍數(shù)，且RP接在運(yùn)放A1、A2的反相輸入端之間，它的阻值改變不會(huì)影響電路的對(duì)稱性。 該電路具有很高的共模抑制比。只要A3的兩輸入端所接的電阻對(duì)稱，uo1和uo2共模成分則可以互相抵消。 鮑爾勃朗公司生產(chǎn)的INA104固定增益儀器放大器基本電路，如圖4.5.2所示。圖中A4是緩沖級(jí)，A1、A2、A3組成測(cè)量放大電路，RG是外接電阻，分析可得 。 圖4

33、.6.2INA104基本電路 如果ui1、ui2有一共模信號(hào)UCM，則A4就起作用，這時(shí)引腳接到引腳，引腳和引腳相連并接到ui1、ui2信號(hào)電纜的外屏蔽層，以減少分布電容效應(yīng)，使交流系統(tǒng)的共模抑制性能得到改善。 二、集成隔離放大器及其應(yīng)用 在遠(yuǎn)距離信號(hào)傳播過程中，常因強(qiáng)干擾的引入使放大電路的輸出有很強(qiáng)的干擾而使系統(tǒng)無法正常工作。將電路的輸入側(cè)和輸出側(cè)在電氣上完全隔離的放大電路稱為隔離放大器。它切斷了輸入、輸出側(cè)電路間的直接聯(lián)系，避免干擾信號(hào)混入輸出信號(hào)，而有用信號(hào)能正常放大輸出。 集成隔離放大器根據(jù)隔離模式劃分可分為兩口隔離和三口隔離，兩口隔離是指輸入部分和輸出部分歐姆隔離，三口隔離是信號(hào)輸入

34、部分、輸出部分和功率供給部分相互歐姆隔離。 根據(jù)隔離方式不同可分為：變壓器隔離放大器，如兩口隔離的AD204、三口隔離的AD210等；電容隔離放大器，如ISO106；光電隔離放大器，本節(jié)僅對(duì)光電隔離放大器作簡(jiǎn)單介紹，隔離放大器詳情參閱參考文獻(xiàn)18。 光電隔離放大器ISO100如圖4.6.3所示。它由A1、A2兩個(gè)運(yùn)放和IREF1、IREF2兩個(gè)恒流源以及一個(gè)光電耦合器組成。光電耦合器由發(fā)光二級(jí)管LED和光電二極管VD1、VD2組成，對(duì)輸入側(cè)、輸出側(cè)起隔離作用。兩側(cè)電路電源與地均相互獨(dú)立。 圖4.6.3ISO100光電耦合放大器 圖中A1為單位增益電流放大器，（電流放大倍數(shù)為）A2則起電流電壓轉(zhuǎn)

35、換器作用，IREF1、IREF2為A1、A2提供基準(zhǔn)電流。 4.6.3集成運(yùn)放外接電阻的選用 外接電阻的選擇，對(duì)集成運(yùn)放放大電路的性能有重大的影響。由于一般集成運(yùn)放的最大輸出電流Iom為（510）mA，從圖4.2.1所示反相比例放大電路可知，流過反饋電阻Rf的電流if應(yīng)滿足下列要求： 而uo一般為伏級(jí)，故Rf至少取k以上的數(shù)量級(jí)。如果Rf和R1取值太小，會(huì)增加信號(hào)源的負(fù)載。如果取用M級(jí)，也不合適，其原因有二：其一，電阻是有誤差的，阻值越大，絕對(duì)誤差越大，且電阻會(huì)隨溫度和時(shí)間變化產(chǎn)生時(shí)效誤差，使阻值不穩(wěn)定，影響精度；其二，運(yùn)放的失調(diào)電流II0會(huì)在外接高阻值電阻時(shí)引起較大的誤差信號(hào)。綜合上述分析，

36、運(yùn)放的外接電阻值盡可能配用幾千歐至幾百千歐之間。另外還應(yīng)使反相和同相輸入端外接直流通路等效電阻平衡。如圖4.2.2中應(yīng)取R2=R1/Rf。 4.6.4 單電源交流放大器 有的集成運(yùn)放需正負(fù)兩組電源供電，且大都需要正負(fù)電源對(duì)稱。它們的電壓有一個(gè)允許范圍，使用前需查對(duì)清楚。單電源供電的集成運(yùn)放功能與雙電源供電的運(yùn)放功能大致相同。 在僅需用作放大交流信號(hào)的線性應(yīng)用電路中，為簡(jiǎn)化電路，可采用單電源（正電源或負(fù)電源）供電，因此要求集成運(yùn)放組成的交流放大器必須設(shè)計(jì)成單電源供電方式。當(dāng)然直接選用單電源供電集成運(yùn)放如LM324就更方便了。 將雙電源供電的集成運(yùn)放改成單電源供電時(shí)必須滿足： U+、U-、Uo三端

37、的直流電壓相等且等于電源電壓的一半。 圖4.6.5 單電源交流放大器 （a）反相交流放大器 （b）自舉式同相交流放大器 4.6.5 調(diào)零 為了消除集成運(yùn)放的失調(diào)電壓和失調(diào)電流引起的輸出誤差，以達(dá)到零輸入零輸出的要求，必須進(jìn)行調(diào)零。 對(duì)有外接調(diào)零端的集成運(yùn)放，可通過外接調(diào)零元件進(jìn)行調(diào)零。A741外接調(diào)零元件的調(diào)零電路如圖4.6.6所示。將輸入端接地，調(diào)節(jié)RP使輸出為零。 圖4.6.6 外接調(diào)零元件調(diào)零 當(dāng)集成運(yùn)放沒有調(diào)零端時(shí)，可采用外加補(bǔ)償電壓的方法進(jìn)行調(diào)零。 它的基本原理是： 在集成運(yùn)放輸入端施加一個(gè)補(bǔ)償電壓，以抵消失調(diào)電壓和失調(diào)電流的影響，從而使輸出為零。 4.6.6 集成運(yùn)放電路的消振與保

38、護(hù)電路 一、消振 由于集成運(yùn)放增益很高，易產(chǎn)生自激振蕩。消除自激振蕩是動(dòng)態(tài)調(diào)試的重要內(nèi)容。 運(yùn)放是高電壓增益的多級(jí)直接耦合放大器。在線性應(yīng)用時(shí)，外電路大多采用深度負(fù)反饋電路。由于內(nèi)部晶體管極間電容和分布電容的存在，信號(hào)傳輸過程中產(chǎn)生附加相移。因此在沒有輸入電壓的情況下，而有一定頻率、一定幅度的輸出電壓，這種現(xiàn)象稱為自激振蕩。消除自激振蕩的方法是外加電抗元件或RC移相網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行相位補(bǔ)償(Phase compensating)。高頻自振蕩波形如圖4.6.7所示。 圖4.6.7 高頻自激振蕩波形 一般需進(jìn)行相位補(bǔ)償?shù)倪\(yùn)放在其產(chǎn)品說明書中注明了補(bǔ)償端和補(bǔ)償元件參考數(shù)值。按說明接入相位補(bǔ)償元件或相移網(wǎng)絡(luò)即可消振(Oscillation elioninating)。但有一些需要進(jìn)行實(shí)際調(diào)試。如F004，其調(diào)試電路如圖4.6.8所示。 圖4.6.8 補(bǔ)償電容調(diào)試電路 首先將輸入端接地，用示波器可觀察輸出端的高頻振蕩波形。當(dāng)在5腳（補(bǔ)償端）接上補(bǔ)償元件后，自振蕩幅度將下降。將電容C由小到大