河南移動培訓(xùn)ppt課件

1、參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)1/18 以下圖示出了參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)框圖。其任務(wù)過程為：輸入的二進制信息比特d(k)首先經(jīng)過串并變換(s/p)變?yōu)镹路并行比特流，各支路上的信息比特數(shù)可根據(jù)信道的頻譜特性進展優(yōu)化，然后各支路上的信息比特根據(jù)各自的調(diào)制方式(如BPSK或QAM等)分別進展星座映射，得到信號空間中的復(fù)數(shù)坐標xk，然后經(jīng)過逆快速傅里葉變換(IFFT)，參與循環(huán)前綴(CP)，再經(jīng)過并/串變換(ps)和數(shù)模變換(DA)，送入信道進展傳送。.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)2/18在接納端，信號首先經(jīng)過模數(shù)變換和串/并變換，去除循環(huán)前綴，然后經(jīng)快速傅立葉變換，得到每個支路上的接納信號y

2、k，然后經(jīng)星座逆映射，得到每個支路上的接納比特，再經(jīng)并串變換，得到串行的接納比特流 。圖中，L表示循環(huán)前綴的樣點數(shù)。.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)3/18.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)4/18 假定用Ts表示發(fā)送端DA變換之前的離散信號s(n)的樣值間隔，那么包含循環(huán)前綴的一個OFDM符號的周期為 其中，T表示不包含循環(huán)前綴的OFDM符號的有效長度，T=NTs；Tg表示循環(huán)前綴的長度，Tg=LTs。假定信道的最大多徑時延擴展為max，為了消除ICI，Tg應(yīng)滿足Tg max 、或者LTs max 。思索到L為整數(shù)，L的選取應(yīng)滿足以下關(guān)系式：.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)5/18上式中符號 表示取

3、大于等于x的最大整數(shù)。在一個OFDM符號中，循環(huán)前綴部分不攜帶任何信息，它的運用會帶來功率和信息速率的損失，定義功率損失為.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)6/18 定義信息速率的損失為 從以上兩式可以看到，當維護間隔占到OFDM符號周期的20時，功率損失不到1dB，但是帶來的信息速率損失達20。但是插入維護間隔可以消除多徑所呵斥的ICI的影響，因此這個代價是值得的。.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)7/18 為了分析循環(huán)前線對OFDM系統(tǒng)的影響，我們引入延續(xù)時間系統(tǒng)的離散時間等效的概念。在圖2-8中，發(fā)送端的模擬信號s(t)與接納端的模擬信號r(t)之間的關(guān)系可以表示為.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)

4、8/18 其中，n(t)表示信道上的加性高斯白噪聲(AWGN)，h(t,)表示t時辰信道的沖激呼應(yīng)。假定h(t,)在時間0,vTs內(nèi)取值，Ts為前述取樣周期，v為整數(shù)，滿足vTsmax。假設(shè)在圖2-8的接納端進展模數(shù)變換時的取樣速率足夠高，不存在混疊效應(yīng)，那么有.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)9/18上式可以簡寫為.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)10/18 上式表示離散時間序列sk經(jīng)過沖激呼應(yīng)為hk的離散信道傳輸，在接納端得到的呼應(yīng)為rk，其中sk和rk也分別是圖2-8中發(fā)送端DA變換前和接納端A/D變換后的信號(不思索且化誤差)。式(2-13)是式(2-11)中所示模擬卷積關(guān)系的離散時間等效，圖

5、2-9示出了這種等效關(guān)系，圖中的q(t)表示在接納機中單位增益的抗混疊(anti-alias)濾波器。.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)11/18.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)12/18 當OFDM系統(tǒng)中不加CP時，輸入輸出關(guān)系用矩陣方式，可以表示為.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)13/18 或者，可以更緊湊地表示為 上式中，H表示Nx(N+v)的信道矩陣，s，r分別表示輸入和輸出信號的列矩陣，n為加性白色高斯噪聲矩陣。由式(2-14)可以看出，由于多徑信道時延擴展所引入的記憶特性，使得當前符號塊的輸出信號rk,rk-1,rk-N+1不僅與當前符號塊的輸入信號sk,sk-1,sk-N+1有關(guān)，而且與

6、前一符號塊的最后v個輸入信號sk-N,sk-N-1,sk-N-v+1有關(guān)，即產(chǎn)生了OFDM符號塊間的干擾(ISI)。.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)14/18 下面思索參與CP后OFDM系統(tǒng)的輸入輸出關(guān)系。CP的構(gòu)造方法如圖2-10所示，.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)15/18 取原符號塊的最后L(Lv)個信號放到原符號塊的前部，構(gòu)成一個長度為N+L的新序列。發(fā)送時，首先發(fā)送新加的L個信號，然后依次發(fā)送原序列。在接納端，將收到的每個長度為N+L的符號塊的前L個符號丟棄，僅保管剩余的N個符號。這種在每個傳送符號塊的前部參與CP的方法，使時域中原來發(fā)送信號與信道呼應(yīng)的線性卷積變?yōu)閳A卷積。 在OFDM

7、系統(tǒng)中參與CP后，式(2-14)所示的輸入輸出關(guān)系可重新表示為.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)16/18.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)17/18或者記為 由上式可以看出，當前符號塊的輸出僅與當前符號塊的輸入有關(guān)，而與先前符號塊的輸入無關(guān)，即經(jīng)過參與CP，消除了ISI的影響。.參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)18/18在式(2-17)或(2-18)中，對等式兩邊取DFT變換，得到： 上式中，Hk表示信道呼應(yīng)hk的DFT變換，yk和xk分別表示rk和sk的DFT變換，Nk仍為加性高斯白噪聲。這樣，經(jīng)過在OFDM符號塊中參與CP，不僅消除了ICI和ISI，而且把信道變成了N個獨立的并行子信道。圖2-11示

8、出了這種并行等效后的輸入輸出關(guān)系，圖中的xk和yk即為圖2-8中對應(yīng)的xk和yk 。普通情況下，當信道上的噪聲為高斯白噪聲時，圖2-11中各子信道上的噪聲仍為加性高斯白噪聲，且彼此獨立。由圖2-11，可以在每個子信道上根據(jù)詳細情況，選擇不同的調(diào)制方式，從而優(yōu)化系統(tǒng)性能。.加窗技術(shù)1/8 由式(2-1)或(2-2)所定義的OFDM信號存在的缺陷是功率譜的帶外衰減速度不夠快。圖2-12中示出了子載波數(shù)量分別為16、64和256時的OFDM信號的功率譜密度。由圖中可以看出，雖然隨著子載波數(shù)量的添加，OFDM信號功率譜的帶外衰減速度會加快，但是即使在256個子載波的情況中，其-40dB帶寬依然是-3d

9、B帶寬的4倍。 為了加快OFDM信號功率譜帶外部分的下降速度，可以對每個OFDM符號進展加窗處置，使符號周期邊緣的幅度值逐漸過渡到零。經(jīng)常采用的一類窗函數(shù)是下式定義的升余弦窗： .加窗技術(shù)2/8.加窗技術(shù)3/8其中，T為式(2-7)中所定義的OFDM符號長度，加窗后OFDM符號的長度應(yīng)該為(1+)T，從而允許在相鄰符號之間存在有相互覆蓋的區(qū)域。經(jīng)過加窗處置的OFDM符號如圖2-13所示。其中，Tprefix稱為前部維護間隔， Tpostfix稱為后部維護間隔。.加窗技術(shù)4/8.加窗技術(shù)5/8 在tts=kT處，采用了上述升余弦窗的OFDM符號，其表示式為.加窗技術(shù)6/8 在實踐系統(tǒng)中，經(jīng)過加窗

10、的OFDM符號的產(chǎn)生過程為：首先，在Nc個經(jīng)過數(shù)字調(diào)制的符號后面補零，構(gòu)成N個輸入樣值序列，然后進展IFFT運算。將IFFT輸出的最后繼續(xù)時間為Tprefix的樣值插入到OFDM符號的最前面，將IFFT輸出的最前面繼續(xù)時間為Tpostfix內(nèi)的樣值插入到OFDM符號的最后面。接下來，將OFDM符號與式(2-19)所定義的升余弦窗函數(shù)w(t)時域相乘。最后將經(jīng)過加窗的OFDM符號時延T，與前一個經(jīng)過加窗的OFDM符號相加。如圖2-13所示，由于加窗的影響，相鄰的兩個OFDM符號之間會存在寬度為T的重疊區(qū)，其中為升余弦窗的滾降因子。.加窗技術(shù)7/8 圖2-14中給出了采用64個子載波，不同值情況下

11、OFDM符號的功率譜密度。由圖中可以看出，滾降系數(shù)為0.025的升余弦窗函數(shù)可以大大地降低帶外輻射功率，而時域內(nèi)由于滾降系數(shù)所呵斥的信號疊加只占符號周期的25。從圖中還可以得知，值越大，帶外輻射功率下降得越快。但是值越大，也會同時降低OFDM符號對時延擴展的容忍程度。例如，即使時延信號的時延伸度沒有超越維護間隔長度Tg，但是由于滾降系數(shù)的存在，使得非恒定信號幅度部分有能夠落入到FFT的時間長度T之內(nèi)。如前所述，只需各個子載波的幅度以及相位在FFT周期T內(nèi)堅持恒定，才會保證子載波之間的正交性，所以滾降系數(shù)的存在能夠會帶來ICI和ISI，使得維護間隔的有效長度由原來的Tg減小Ts。.加窗技術(shù)8/8

12、.OFDM的參數(shù)選擇1/6 在OFDM系統(tǒng)中，我們需求確定以下參數(shù)：符號周期、維護間隔、子載波的數(shù)量。這些參數(shù)的選擇取決于給定信道的帶寬、時延擴展以及所要求的信息傳輸速率。普通按照以下步驟來確定OFDM系統(tǒng)的各參數(shù)： (1)確定維護間隔：根據(jù)閱歷，普通選擇維護間隔的時間長度為時延擴展均方根值的2到4倍。.OFDM的參數(shù)選擇2/6 (2)選擇符號周期：思索到維護間隔所帶來的信息傳輸效率的損失和系統(tǒng)的實現(xiàn)復(fù)雜度以及系統(tǒng)的峰值平均功率比等要素，在實踐系統(tǒng)中，普通選擇符號周期長度至少是維護間隔長度的5倍。 (3)確定子載波的數(shù)量：子載波的數(shù)量可以直接利用-3dB帶寬除以子載波間隔(即去掉維護間隔之后的

13、符號周期的倒數(shù))得到?；蛘撸梢岳盟蟮谋忍厮俾食悦總€子信道中的比特速率來確定子載波的數(shù)量。每個子信道中傳輸?shù)谋忍厮俾视烧{(diào)制類型、編碼速率以及符號速率來確定。.OFDM的參數(shù)選擇3/6 下面經(jīng)過一個實例，來闡明如何確定OFDM系統(tǒng)的參數(shù)，要求設(shè)計系統(tǒng)滿足如下條件：比特速率： 20Mbits信道的時延擴展： 200 ns帶寬： 15MHz 根據(jù)前述的設(shè)計步驟，由200ns的時延擴展可選擇維護間隔長度為800ns，選擇OFDM符號的周期為維護間隔的6倍，即6x 800ns4.8s，其中由維護間隔所呵斥的信噪比損耗小于1dB。子載波間隔取4.8-0.84s的倒數(shù)，即250kHz。.OFDM的參

14、數(shù)選擇4/6 為了判別所需求的子載波個數(shù)，需求察看所要求的比特速率與OFDM符號速率的比值，即每個OFDM符號需求傳送(20Mbit/s)/(1/4.8s)96bit。為了完成這一點，可以作如下兩種選擇：一是利用16QAM和碼率為1/2的編碼方法，這樣每個子載波可以攜帶2bit的有用信息，因此需求48個子載波來滿足每符號96bit的傳輸速率；另一種選擇是利用QPSK和碼率為34的編碼方法，這樣每個子載波可以攜帶1.5blt的有用信息，因此需求64個子載波來傳輸。.OFDM的參數(shù)選擇5/6 然而64個子載波就意味著帶寬為64x250kHz16MHz，大于給定的帶寬要求，因此為了滿足帶寬的要求，子

15、載波數(shù)量不能大于60，因此第一種采用16QAM和48個子載波的方法可以滿足上述的要求。而且還可以利用64點的FFTIFFT來實現(xiàn)，剩余的16個子載波補零，用于FFT/IFFT的過采樣。 在選定了以上參數(shù)之后，還要保證在FFTIFFT運算時間內(nèi)和符號間隔內(nèi)的采樣數(shù)量必需為整數(shù)。如不能滿足要求，可適當改動以上參數(shù)，以滿足采樣數(shù)量為整數(shù)的要求。.OFDM的參數(shù)選擇6/6 例如，在上述例子當中，希望在FFTIFFT間隔內(nèi)正好有64個樣值，以堅持子載波之間的正交性。這樣采樣速率就可以到達644s16MHz。然而在4.8s內(nèi)，這一給定的采樣速率不能保證采樣數(shù)量為整數(shù)，處理方法是略微改動上述參數(shù)，以滿足采樣

16、數(shù)量為整數(shù)的要求。例如每符號的采樣速率可以設(shè)定為78，即采樣速率為784.8s16.25MHz，這樣FFTIFFT運算時間長度就變?yōu)?416.25MHz=3.9385s因此維護間隔和子載波間隔都稍大于FFT/IFFT運算時間長度為4s時的情況，分別為861.5s和253kHz.OFDM的收發(fā)信機構(gòu)造1/2 OFDM系統(tǒng)收發(fā)信機的典型構(gòu)造如圖2-15所示。圖中的上半部分是發(fā)送機的框圖，而下半部分是接納機的框圖。我們將實現(xiàn)IFFT和FFT運算的部分放在了同一個方框圖中，由于這兩者的運算步驟非常類似，因此可以用一樣的硬件來實現(xiàn)。普通來說，在實踐OFDM系統(tǒng)中，發(fā)送機在IFFT調(diào)制前還將包括:前向糾錯

17、編碼、交錯、數(shù)字調(diào)制、導(dǎo)頻插入、串/并變換等，而在IFFT模塊的后面將包括：并串變換、插入循環(huán)前綴、加窗、數(shù)模變換(DAC)、射頻發(fā)送(RF Tx)等環(huán)節(jié)；而接納機中將包括：射頻接納(RF Rx)、模數(shù)變換(ADC)、同步、去除循環(huán)前綴、串/并變換、FFT解調(diào)、信道校正、數(shù)字解調(diào)、去交錯、糾錯碼譯碼等環(huán)節(jié)。.OFDM的收發(fā)信機構(gòu)造2/2.OFDM中的關(guān)鍵技術(shù)1/4 在詳細運用中，OFDM系統(tǒng)需求處理的關(guān)鍵問題包括以下幾個方面： 1同步技術(shù) 同步性能的好壞對OFDM系統(tǒng)的性能影響很大。OFDM系統(tǒng)中的同步包括載波同步、樣值同步和符號同步三部分。與單載波調(diào)制系一致樣，載波同步是為了實現(xiàn)接納信號的相

18、關(guān)解調(diào)，而符號同步是為了區(qū)分每個OFDM符號塊的邊境。由于每個OFDM符號塊包含N個樣值，樣值同步是為了使接納端的取樣時辰與發(fā)送端完全一致。OFDM系統(tǒng)中的同步普通分為捕獲和跟蹤兩個階段，對于突發(fā)式的數(shù)據(jù)傳輸，普通是經(jīng)過發(fā)送輔助信息來實現(xiàn)同步。與單載波系統(tǒng)相比，OFDM系統(tǒng)對同步精度的要求更高，同步偏向會在OFDM系統(tǒng)中引起ISI和ICI。.OFDM中的關(guān)鍵技術(shù)2/4 2信道估計 如前所述，參與循環(huán)前綴后的OFDM系統(tǒng)可等效為N個獨立的并行子信道。假設(shè)不思索信道噪聲，N個子信道上的接納信號等于各自于信道上的發(fā)送信號與信道的頻譜特性的頻率乘積。假設(shè)經(jīng)過估計方法預(yù)先獲知信道的頻譜特性，將各子信道上的接納信號與信道的頻譜特性相除，即可實現(xiàn)接納信號的正確解調(diào)。信道估計的方法有很多，在無線通訊中，普通采用插入導(dǎo)頻的方法進展信道估計，如何設(shè)計導(dǎo)頻圖案和性能好、復(fù)雜度