第5章開關型穩(wěn)壓電源課件

1、第5章 開關型穩(wěn)壓電源 5.1 概述 5.2 功率因數校正基本電路 5.3 零電壓過渡(ZVT)單相有源功率因數校正電路 5.4 諧振型三相有源功率因數校正電路 5.5 PWM型直流變換器 5.6 諧振型直流變換器 5.7 并聯(lián)均流技術 5.8 通信用DUM23高頻開關組合電源 5.1 概 述 5.1.1 開關型穩(wěn)壓電源的組成 開關型穩(wěn)壓電源通常由輸入濾波電路、 工頻整流電路、 功率因數校正電路、 直流變換器和輸出濾波器等部分組成， 如圖5 - 1所示。 圖 5 - 1 開關型穩(wěn)壓電源的基本組成 工頻整流器的主要作用是將交流輸入電壓變換為直流電壓。 該整流器通常采用單相或三相橋式整流電路， 為

2、了使輸入電壓比較平穩(wěn)， 輸出端還必須加入濾波電容。 功率因數校正電路的主要作用是： 通過升高整流器輸出的直流電壓， 迫使交流輸入電流與交流輸入電壓的波形及相位基本相同， 從而使功率因數接近于1。 該電路通常采用直流升壓變換器。 直流變換器的主要作用是將功率因數校正電路輸出的直流高壓變換為通信和其他電子設備所需的電壓。 常用的直流變換器有單端變換器、 推挽變換器和橋式變換器等。 輸出濾波器的主要作用是衰減直流變換器輸出電壓中的高頻分量， 降低輸出紋波電壓， 從而滿足通信和其他電子設備的要求。 輸出濾波器也采用LC低通濾波器。 5.1.2 開關型穩(wěn)壓電源與其他穩(wěn)壓電源比較 目前， 通信和其他電子設

3、備采用的穩(wěn)壓電源主要有線性穩(wěn)壓電源、 相控型穩(wěn)壓電源和開關型穩(wěn)壓電路。 線性穩(wěn)壓電源中， 調整元件串聯(lián)在負載回路中， 其作用就像一只可變電阻， 輸入電壓或負載變化時， 串聯(lián)調整元件的壓降改變， 從而使輸出電壓穩(wěn)定不變。 當輸入電壓過高時， 串聯(lián)調整管的功耗很大， 因此效率很低。 當輸入電壓波動范圍為20 %時， 5 V穩(wěn)壓器的典型效率只有35%， 輸入電壓波動范圍小于16%時， 典型效率也只能達到50%。 線性穩(wěn)壓器的主要優(yōu)點是電路比較簡單， 穩(wěn)壓精度較高， 輸出紋波電壓也較低。 近年來， 推出的低壓差(輸入和輸出電壓之差很低的)線性穩(wěn)壓器， 不僅具有線性穩(wěn)壓器的全部優(yōu)點， 而且效率也有明顯提

4、高， 目前已廣泛應用于小功率低電壓的電子設備中。 相控型穩(wěn)壓電源的基本工作原理是： 當輸入電壓或負載變化時， 改變晶閘管的導通角， 可使輸出電壓穩(wěn)定不變。 與線性穩(wěn)壓電源相比， 由于調整元件(晶閘管)工作于開關狀態(tài)， 所以功耗較小， 效率也較高， 通?？蛇_到70%。 要求輸入和輸入隔離時， 相控型穩(wěn)壓電源的輸入端必須加入工頻變壓器。 由于工作頻率很低(50 Hz)， 所以變壓器的體積和重量都很大， 同時輸出端的電濾波電感和濾波電容的體積和重量也很大。5.2 功率因數校正基本電路 5.2.1 功率因數的基本定義 功率因數(PF)是指交流輸入有功功率P與視在功率S的比值， 即 式中： r為基波因數

5、， 即基波電流有效值I1與電網電流有效值IR之比； IR為電網電流有效值； I1為基波電流有效值； VL為電網電壓有效值； cos為基波電流與基波電壓的位移因數。 在線性電路中， 無諧波電流、 電網電流有效值IR與基波電流有效值I1相等， 基波因數r=1， 所以， 功率因數PF應為： PF=cos 5.2.2 無功率因數校正電路的開關電源存在的主要問題 在無功率因數校正的開關電源中， 交流輸入電壓經整流后， 直接加到濾波電容器兩端。 只有交流輸入電壓高于濾波電容兩端電壓時， 濾波電容才開始充電， 因此輸入電流波形為寬度很窄的脈沖， 如圖5 - 2所示， 這種電流的諧波分量很大， 輸入總諧波失真

6、可高達100%130%。 圖 5 - 2 單相橋式整流電路輸入電壓和電流的波形 功率因數較低的開關電源存在許多問題， 主要有： (1) 諧波電流污染電網， 干擾其他用電設備， 造成測量儀表產生較大的誤差， 還會使電動機產生較大的噪聲。 (2) 在輸入功率一定的條件下， 輸入電流有效值較大， 因此必須增大輸入熔斷器、 斷路器和電源線的規(guī)格。 (3) 特別應當指出， 通信用開關型電源通常都采用三相五線制供電， 三相基波電流可分別由下列各式表示： Ia1 =Im1 sin t Ib1 =Im1 sin(t-120) Ic1 =Im1 sin(t+120)三次諧波電流可分別由下列各式表示： Ia3 =

7、Im3 sin 3t Ib3 =Im3 sin(3t-360) Ic3 =Im3 sin(3t+360) 由此可知， 三相電流的三次諧波分量是同相位的， 同理， 三相電流的六次、 九次等諧波分量也是同相位的。 由于三相電流都流過中線， 當功率因數為1時， 流過中線的電流為零； 當功率因數很低時， 中線內的電流很大。 由于中線無過流保護裝置， 所以， 中線有可能因過熱而著火。 5.2.3 功率因數校正的基本方法 在開關型電源中， 功率因數校正的基本方法有兩種： 無源功率因數校正和有源功率因數校正。 采用無源功率因數校正法時， 應在開關電源輸入端加入電感量很大的低頻電感， 以便減小濾波電容充電電流

8、的尖峰。 這種校正方法比較簡單， 但是校正效果不很理想， 通常經無源功率因數校正后， 功率因數可達到0.85。 此外， 采用無源校正法時， 功率因數校正電感的體積很大， 增加了開關電源的體積。 5.2.4 有源功率因數校正電路基本原理 有源功率因數校正(PFC)電路的原理框圖如圖5 - 3所示。 它主要由橋式整流器、高頻電感L、 功率開關管VT、 二極管VD、 濾波電容C和控制器等部分組成。 該電路實質上是一種升壓變換器。 控制器主要由基準電源、 低通濾波器、 誤差電壓放大器、 乘法器、 電流檢測與變換電路、 電流放大器、 鋸齒波發(fā)生器、 比較器和功率開關管驅動電路等部分組成。 功率因數校正電

9、路的輸出電壓經低通濾波器慮波后， 加入誤差放大器， 與直流基準電壓比較， 二者之差經放大后， 送入乘法器。 為了使功率因數校正電路的輸入電流為正弦波并且與電網電壓同相位， 市電電壓經全波整流后， 也加到乘法器。 乘法器將輸入電壓信號與輸出電壓誤差信號相乘后形成基準電流信號， 送入電流放大器。 圖 5 - 3 有源功率因數校正電路的原理框圖 電流取樣電阻RS兩端電壓正比于功率因數校正電路的輸入電流。 RS兩端輸入電流反饋信號加到電流放大器， 與乘法器輸出的基準電流信號相減。 誤差信號經電流放大器放大后， 與鋸齒波發(fā)生器產生的鋸齒波電壓， 都加入比較器C， 經比較后， 形成脈寬調制(PWM)信號。

10、 該信號經驅動電路放大后， 控制功率開關管VT(MOSFET)導通或關斷， 使輸入電流跟蹤基準電流信號變化。 MOSFET導通后， 高頻電感L中的電流iL(也即功率因數校正電路輸入電流)線性性上升。 當iL的波形與整流后的市電電壓波形相交時， 通過控制器使MOSFET關斷。 功率因數校正電路輸入電壓和電流波形如圖5 - 4所示。 可以看出， 輸入電流平均值Iave 的波形始終跟隨輸入電壓的波形， 因此功率因數非常接近于1。 圖 5 - 4 功率因數校正電路的輸入電壓和電流的波形 5.2.5 有源功率因數校正控制器UC3854應用 1. 概述 UC3854是一種有源功率因數校正專用控制電路。 它

11、可以完成升壓變換器校正功率因數所需的全部控制功能， 使功率因數達到0.99以上， 輸入電流波形失真小于5%。 該控制器采用平均電流型控制， 控制精度很高， 開關噪聲校低。 采用UC3854組成的功率因數校正電路后， 當輸入電壓在85260 V之間變化時， 輸出電壓還可保持穩(wěn)定， 因此也可作為AC/DC穩(wěn)壓電源。 UC3854采用推拉輸出級， 輸出電流可達1 A以上， 因此輸出的固定頻率PWM脈沖可驅動大功率MOSFET。 2. UC3854的基本組成 UC3854內部框圖如圖5 - 5所示， 它由以下幾部分組成： 欠壓封鎖比較器(UVLC)： 電源電壓VCC 高于16 V時， 基準電壓建立，

12、振蕩器開始振蕩， 輸出級輸出PWM脈沖。 當電源電壓VCC 低于10 V時， 基準電壓中斷， 振蕩器停振， 輸出級被封鎖。 圖 5 - 5 UC3854內部框圖 使能比較器(EC)： 使能腳(10腳)輸入電壓高于2.5 V時， 輸出級輸出驅動脈沖； 使能腳輸入電壓低于2.25 V時， 輸出級關斷。 以上兩比較器的輸出都接到與門輸入端， 只有兩個比較器都輸出高電平時， 基準電壓才能建立， 器件才輸出脈沖。 電壓誤差放大器(VEA)： 功率因數校正電路的輸出電壓經電阻分壓后， 加到該放大器的反相輸入端， 與7.5 V基準電壓比較， 其差值經放大后加到乘法器的一個輸入端(A)。 乘法器(MUL)：

13、乘法器輸入信號除了誤差電壓外， 還有與已整流交流電壓成正比的電流IAC (B端)和前饋電壓VRMS 。 電流誤差放大器(CEA)： 乘法器輸出的基準電流IMO 在RMO 兩端產生基準電壓。 電阻RS兩端壓降與RMO 兩端電壓相減后的電流取樣信號， 加到電流誤差放大器的輸入端， 誤差信號經放大后， 加到PWM比較器， 與振蕩器的鋸齒波電壓比較， 調整輸出脈訓的寬度。 振蕩器(OSC)： 振蕩器的振蕩頻率由 14 腳和 12 腳外接電容CT和電阻RSET決定， 只有建立基準電壓后， 振蕩器才開始振蕩。 PWM比較器(PWM COMP)： 電流誤差放大器輸出信號與振蕩器的鋸齒波電壓經該比較器后， 產

14、生脈寬調制信號， 該信號加到觸發(fā)器。 觸發(fā)器(FLIP FLOP)： 振蕩器和PWM比較器輸出信號分別加到觸發(fā)器的R、 S端， 控制觸發(fā)器輸出脈沖。 該脈沖經與門電路和推拉輸出級后， 驅動外接的功率MOSFET。 基準電源(REF)： 該基準電壓受欠壓封鎖比較器和使能比較器控制， 當這兩個比較器都輸出高電平時， 9 腳可輸出 7.5 V基準電壓。 峰值電流限制比較器(LMT)： 電流取樣信號加到比較器的輸入端， 輸出電流達到一定數值后， 該比較器通過觸發(fā)器關斷輸出脈沖。 軟啟動電路(SS)： 基準電壓建立后， 14 A電流源對SS腳外接電容CSS 充電。 剛開始充電時， SS腳電壓為零， 接在

15、SS腳內的隔離二極管導通， 電壓誤差放大器的基準電壓為零。 3. 管腳排列及功能 UC3854有多種封裝形式， 常用的是DIL-16封裝。 這種封裝的管腳排列如圖5 - 6所示。 1 腳GND接地腳： 所有電壓的測試基準點。 振蕩器定時電容的放電電流也由該腳返回， 因此定時電容到該腳的距離應盡可能短。 2 腳PKLMT峰值限流： 峰值限流門限值為0 V。 該腳應接入電流取樣電阻的負電壓。 為了使電流取樣電壓上升到地電位， 該腳與基準電壓腳(REF)之間應接入一只電阻。 圖 5 6 DIL-16封裝管腳排列 3. 管腳排列及功能 UC3854有多種封裝形式， 常用的是DIL-16封裝。 這種封裝

16、的管腳排列如圖5 - 6所示。 1 腳GND接地腳： 所有電壓的測試基準點。 振蕩器定時電容的放電電流也由該腳返回， 因此定時電容到該腳的距離應盡可能短。 2 腳PKLMT峰值限流： 峰值限流門限值為0 V。 該腳應接入電流取樣電阻的負電壓。 為了使電流取樣電壓上升到地電位， 該腳與基準電壓腳(REF)之間應接入一只電阻。 3 腳CA Out電流放大器輸出： 該腳是寬帶運放的輸出端， 該放大器檢測并放大電網輸入電流， 控制脈寬調制器， 強制校正電網輸入電流。 4 腳ISENSE 電流取樣電壓負極： 該腳為電流放大器反相輸入端。 5 腳Mult Out乘法器的輸出端和電流取樣電壓的正極： 模擬乘

17、法器的輸出直接接到電流放大器的同相輸入端。 6 腳IAC 輸入交流電流取樣信號： 電流取樣信號IAC 從該腳加到模擬乘法器。 7 腳VA Out電壓放大器輸出端： 該端電壓可調整輸出電壓。 8 腳VRMS 有效值電壓輸入端： 整流橋輸出電壓經分壓后加到該腳， 為了實現(xiàn)最佳控制， 該腳電壓應在1.53.5 V之間。 9 腳VREF 基準電壓輸出端： 該腳輸出7.5 V基準電壓， 最大輸出電流為10 mA， 并且內部可以限流， 當VCC 較低或使能腳ENA為低電平時， 該腳電壓為零， 該腳到地應接入0.1 F 電容。 10 腳EAN使能控制端： 使UC3854輸出PWM驅動電壓的邏輯控制信號輸入端

18、。 該信號還控制基準電壓、 振蕩器和軟啟動電路。 不需要使能控制時， 該腳應接到5 V電源或通過100 k電阻接到VCC 腳。 11 腳VSENSE 電壓放大器反相輸入端： 功率因數校正電路的輸出電壓經分壓后加到該腳。 該腳與電壓放大器輸出端(7腳)之間還應加入放大器(RC)補償網絡。 12 腳RSET 振蕩器定時電容充電電流和乘法器最大輸出電流設定電阻接入端： 該腳到地之間接入一只電阻， 可設定定時電容的充電電流和乘法器最大輸出電流。 乘法器最大輸出電流為3.75 V/RSET 。 13 腳SS軟啟動端： UC3854停止工作或VCC 過低時， 該腳為零電位。 開始工作后， 14 A電流對外

19、接電容充電， 該腳電壓逐漸上升到7.5 V， PWM脈沖占空比逐漸增大， 輸出電壓逐漸升高。 14 腳CT振蕩器定時電容接入端： 該腳到地之間接入定時電容CT， 可按下式設定振蕩器的工作頻率： 15 腳VCC 正電流電壓： 為了保證正常工作， 該腳電壓應高于17 V， 為了吸收外接MOSFET柵極電容充電時產生的電流尖峰， 該腳到地之間應接入旁路電容器。 16 腳GT Drv柵極驅動電壓輸出端： 該腳輸出電壓驅動外接的MOSFET。 該腳內部接有箝位電路， 可將輸出脈沖幅值箝位在15 V， 因此當VCC 高達35 V時， 該器件仍可正常工作。 使用中， 該腳到MOSFET的柵極之間應串入大于5

20、 的電阻， 以免驅動電容負載時， 發(fā)生輸出電流過沖。 4. 實際應用電路 UC3854組成的250 W功率因數校正電路如圖5 - 7所示。 該電路輸入電壓范圍為85265V， 功率因數可達0.99以上。 圖 5 - 7 250 W 100 kHz功率因數校正電路 1) 基本組成 該電路由兩部分組成： 以UC3854為核心的控制電路和升壓變換器電路。 升壓變換器電路由1 mH升壓電感、 功率MOSFET(APT5025)、 隔離二極管(VHV806)和450 F濾波電容等組成。 升壓電感工作于電流連續(xù)狀態(tài)。 在這種狀態(tài)下， 脈沖占空比決定于輸入與輸出電壓之比， 輸入電流的紋波很小， 因此電網噪聲

21、很小。 此外， 升壓變換器的輸出電壓必須高于電網輸入電壓的峰值。 控制電路由UC3854及其外接元件組成。 GT Drv腳輸出的PWM脈沖加到功率MOSFET的柵極。 驅動脈沖的占空比同時受以下四個輸入信號控制： 11 腳VSENSE ： 直流輸出電壓取樣信號； 6 腳IAC ： 電網電壓波形取樣信號； 4 腳ISENSE /Mult Out： 電網電流取樣信號； 8 腳VRMS ： 電網電壓有效值取樣信號。 為了保護功率MOSFET， 該器件還有三個保護控制信號： 10 腳ENA： 啟動延時； 13 腳SS： 軟啟動； 2 腳PKLMT： 限制最大電流。 2) 輸入保護 ENA(使能)： 該

22、腳電壓達到2.5 V后， 基準電壓和驅動電壓(GT Drv)才能建立。 接通電源并經過一定延時后， 才能輸出驅動信號。 如果不用此功能， 該腳應通過100 k電阻接到VCC 腳。 SS(軟啟動)： 該腳電壓可降低電壓誤差放大器的基準電壓， 以便調整功率因數校正電路的直流輸出電壓。 該腳可輸出14 A電流， 對0.01 F軟啟動電容充電， 使該電容兩端電壓從0 V上升到7.5 V。 RKLMT(峰值電流限制)： 該腳輸入信號可限制功率MOSFET的最大電流。 采用圖5 - 7 中所示的分壓電阻時， 當0.25 電流取樣電阻兩端電壓為(7.5 V2 k)/10 k=1.5 V時， 最大電流為6A(

23、6 A0.25 =1.5 V)。 此時， PKLMT腳的電壓為0 V， 輸出電流大于6 A時， 將開始限流。 為了濾除高頻噪聲， 該腳到地之間應接入470 pF旁路電容。 3) 控制輸入 VSENSE (輸出直流電壓取樣)： VSENSE 輸入門限電壓為7.5 V， 輸入偏置電流為50 nA。 輸出端分壓電阻值應保證該腳輸入電壓不高于7.5 V， 如： 圖5 - 7中的180 k電阻和47 nF電容組成電壓放大器補償網路。 IAC (電網輸入電壓波形取樣)： 為了強制電網輸入電流的波形與輸入電壓的波形相同， 必須在IAC 腳加入電網輸入電壓波形取樣信號。 該信號(IAC )與電壓誤差放大器的輸

24、出信號在乘法器中相乘， 產生電流控制回路的基準電流信號。 當電網輸入電壓過零時， IAC 腳的電流為零， 當電網輸入電壓達到峰值時， IAC 腳的電流應為400 A， 因此RAC 可按下式計算： IAC 腳與基準電壓(REF)腳之間的電阻RREF 應為ISENSE /Mult Out(電網輸入電流取樣)： 0.25 電流取樣電阻兩端的壓降加到4腳和5腳(即電流放大器的兩輸入端)之間。 630 pF和62 pF電感與24 k電阻組成電流放大器補償網絡。 電流放大器具有很寬的帶寬， 從而可使電網電流跟隨電壓而變化。 VRMS (電網電壓有效值取樣)： 該電路交流輸入電壓可在85260 V之間變化，

25、 采用電網電壓有效值前饋電路， 可保證輸入電壓變化時輸入功率不變(假設負載功率不變)， 為此， 在乘法器中， 電網電流必須除以電網電壓有效值的平方。 加到 8 腳(VRMS )的電壓正比于已整流電網電壓的平均值(也正比于有效值)。 該電壓在芯片內平方后作為乘法器的除數。 乘法器的輸出電流IMO (5腳)與6腳的輸入電流IAC 和 7 腳(電壓放大器輸出)電壓成正比， 與 8 腳VRMS 電壓的平方成反比， 即 當VRMS 分別為1.5 V、 3 V、 4 V和5 V時， IMO 與IAC 和VVEA的關系曲線如圖5 - 8所示。 圖 5 - 8 乘法器輸出電流IMO 與IAC 和VVEA 的關

26、系 4) PWM頻率設定 在該電路中， 振蕩器的工作頻率為100 kHz， 該頻率由 14 腳外接電容CT和 12 腳外接電阻RSET 決定。 設計電路時， 應首先確定RSET 。 因此該電阻值影響乘法器的最大輸出電流IUMLTmax ： RSET 選用15 k電阻時， 設計電路時， 乘法器最大輸出電流決不能超過IAC 的兩倍。 當乘法器輸出端(5腳)到0.25 取樣電阻之間接入 4 k電阻時， 電流取樣電阻中的最大電流為： RSET 確定后， 可根據所需的開關頻率f， 按下式計 算定時電容CT的容量： 5.3 零電壓過渡(ZVT)單相有源功率因數校正電路 5.3.1 功率因數校正(PFC)基

27、本電路存在的缺點 功率因數校正(PFC)基本電路結構簡單， 容易實現(xiàn)， 但由于開關器件工作在硬開關狀態(tài)， 開關浪涌電壓很高。 為了抑制開關浪涌電壓， 必須采用阻容吸收電路。 由于開關管工作頻率很高， 阻容吸收電路功耗較大， 因而效率降低了。 另外， 為了降低濾波電感的數值， 減小電源的體積， 開關頻率一般高于50 kHz， 因此只能采用MOSFET作開關器件。 在大功率校正電路中， 必須采用MOSFET并聯(lián)以提高電流容量， 這樣不僅增加了主電路的復雜性， 而且還降低了可靠性。 采用軟開關技術， 可以提高開關頻率， 降低開關損耗。 5.3.2 零電壓過渡(ZVT)有源功率因數校正電路基本原理 零

28、電壓過渡有源功率因數校正(ZVT - PFC)主電路如圖5 - 9所示。 在主開關管VT1 兩端并聯(lián)含有輔助開關VT2 的LC諧振電路， 即可使主開關管VT1 和快速恢復二極管變?yōu)檐涢_關。 Lr為諧振電感， Cr為諧振電容， VD2 的作用是阻止輔助開關管的寄生電容與Lr產生諧振。 該電路的工作波形如圖5 - 10所示。 圖 5 - 9 ZTV-PFC主電路圖 5 - 10 ZVT - PFC電路工作波形 t0t1階段： 在t0以前， VT1 和VT2 均關斷， VD導通。 t1t2階段： Lr、 Cr諧振， Lr中的電流ir繼續(xù)增大， Cr向Lr放電， 直到其電壓在t2時刻為零。 t2t3階

29、段： 主開關內部反并聯(lián)二極管導通， 將其漏源電壓VDS 箝位為零。 t3t4階段： 在t3時刻， VT2 關斷， VT1 零電壓開通。 t4t5階段： VT1 導通 。 t5t6階段： 在t5時刻， VT1 關斷， VD導通， 因Cr的存在， 降低了主開關管VDS 的上升速度， 減少了VT1 的關斷損耗。 該電路具有以下優(yōu)點： (1) 開關管和快恢復二極管均為軟開關， 降低了開關損耗和電磁干擾噪聲。 (2) 實現(xiàn)軟開關并沒有增加開關器件的電壓、 電流耐量。 (3) 在很寬的電源和負載變化范圍內均能維持軟開關。 (4) 不需要阻容吸收電路。 (5) 恒頻工作， 容易實現(xiàn)電路的最佳設計。 5.3.

30、3 ZVT - PFC電路參數選擇 1. 主電路元件參數選擇 在PFC電路中， 主電路元件參數應根據輸出功率確定。 主電路元件的包含濾波電感L1、 主開關管VT1 、 快恢復整流二極管VD以及輸出濾波電容C。 1) 濾波電感 濾波電感L1的作用在于限制輸入電流的波動， 保證升壓電路工作于連續(xù)電流模式(CCM)。 電感值的選擇原則是電流波動的最大值Ipm 不超過峰值電流的10%20%。 設輸出功率為Po， 輸入電壓的最小值為Umin (有效值)， 則峰值電流Ipk 為 根據升壓電路的工作原理， 可得峰值電流時的占空比D為 設開關周期為Ts， 則電流波動為 式中 Ipm =(10%20%)Ipk

31、于是， 可以得到： 2) 輸出濾波電容 輸出濾波電容C的作用是抑制輸出電壓中的100 Hz紋波電壓。 100 Hz紋波電壓通過反饋環(huán)節(jié)進入控制電路， 使主路中電流的諧波含量增大， 因此， 必須將其抑制在允許的范圍內。 考慮到極限情況， 當輸入電壓和電流均為最大值時， 輸出電壓中100 Hz紋波電壓最大。 因為PFC電路中電流接近正弦波， 因此輸入電流iim 和電壓uim 表達式為 iim =Ipk sin t uim =upk sin t此時， 輸入功率Pin 為 設輸入電流為io， 則輸出功率Po為設PFC電路的效率為， 則有： io中的交流分量即為輸出濾波電容的充放電電流ic， 其值為：

32、紋波電壓的峰-峰值Upp 為 式中Uppm 為允許的最大紋波電壓峰-峰值。 輸出濾波電容C的取值為 3) 主開關管VT1 的選擇 主開關管工作時所承受的電壓為輸出電壓Uo， 因此應根據Uo來選取主開關管的額定電壓。 流入主開關管的最大電流為 IDm =Ipk +Ipm =(1.11.2)Ipk 4) 快恢復整流二極管VD的選取 二極管VD所承受的電壓為輸出電壓Uo。 流過它的平均電流IVD 為： 根據平均電流可以確定二極管VD的額定電流。 2. 諧振電路元件選擇 1) 諧振電感Lr和諧振電容Cr選擇 要實現(xiàn)主開關VT1 零電壓開通， 必須在VT1 內的反并聯(lián)二極管導通之后才能給VT1 施加門極

33、信號。 為了實現(xiàn)ZVT， 主開關VT1 必須比輔助開關VT2 延遲一段時間td開通， 且td必須滿足： tdt10 +t21 式中： t10 電感電流從VD向VT2 轉換所需的時間， 其值為： t21 Cr的電壓諧振為零時所需要的時間， 其值為：Tr諧振周期 因此： 2) 輔助開關管VT2 選擇 輔助開關管只在開關的過程中導通， 導通時間很短， 一般應根據電流有效值為選取電流容量。 從ZVT電路的工作原理可知， 在t0t3期間， 輔助開關管導通。 各階段電流的表達式為： 在t0t1期間： , 其中 在t1t2期間： 在t2t3期間： i32 =I2m ， 導通時間t32 =td-t21 -t1

34、0 。 因此， 輔助開關管在一個開關周期內的最大電流有效值為： 輔助開關管的額定電壓應根據輸出電壓Uo來選取。 3) 箝位二極管VD2 的選擇 VD2 只在t3t4期間導通， 流過它的最大平均電流為 5.3.4 ZVT - PFC控制電路 在ZVT - PFC電路主開關管開通過程中， 要同時控制主開關管和輔助開關管。 輔助開關管先開通， 待主開關管漏極電壓降到零以后， 再開通主開關管， 同時關斷輔助開關管。 除了開通過程外， 單相ZVT - PFC電路與硬開關PFC電路的工作原理相同。 因此， AVT - PFC電路的控制器既可以采用專用ZVT - PFC控制器， 也可以采用硬開關PFC控制器

35、。 不過， 采用硬開關PFC控制器時要增加控制輔助開關管通斷的驅動電路。 1. UC3854構成的ZVT - PFC控制電路 UC3854用于ZVT - PFC電路時， 必須增加輔助開關管的驅動電路， 如圖5 - 11所示。 該電路采用延時的方法來判斷主開關管漏極電壓是否降為零， 即在輔助開關管開通以后， 延時一段時間td， 然后再開通主開關管， 關斷輔助開關管。 td根據前面所介紹的公式確定。 圖 5 - 11 UC3854構成的ZVT - PFC控制電路 2. UC3855構成的ZVT - PFC控制電路 UC3855是一種單相ZVT - PFC專用控制器， 內部包含ZVT - PFC所需

36、的全部控制電路。 UC3855僅適用于升壓型變換電路。 該控制器采用平均電流控制方式， 不需要斜率補償就能獲得穩(wěn)定的、 低失真的交流輸入電流。 由于采用了ZVT技術， 升壓變換電路的開關頻率可達500 kHz。 UC3855的內部框圖如圖5 - 12所示， UC3855的內部包含一個單象限乘法器、平方器和除法器電路， 它可為電流環(huán)路提供編程信號， 當電壓較低時， 限制內部乘法器的電流可使輸出功率降低。 此外， UC3855內部還包含電流放大器、 電壓放大器、 振蕩器、 PWM比較器、 具有滯后的欠壓封鎖電路、 精度為1%的7.5 V的基準電壓源、 輸入電源電壓箝位電路、 啟動比較器和過壓比較器

37、等電路。 圖 5 - 12 UC3855的結構框圖 UC3855有 20 個管腳，各管腳的功能如下： 1 腳CAO： 寬帶電流放大器的輸出端， 也是PWM比較器的一個輸入端。 2 腳RVS： 加到VSENSE 腳的輸出電壓取樣信號經緩沖后傳輸到RVS 。 3 腳CI： 電流取樣信號加到該腳和GND間的電容上。 4 腳ION： 該腳是電流取樣輸入端， 應接在電流取樣互感器的次級。 5 腳CS： CS和電流放大器反相輸入端之間接入電流放大器輸入電阻。 6 腳Vms ： 該腳是乘法器的正反饋電源電壓補償端。 7 腳OVP/ENA： 該腳通過分壓器取樣升壓變換器輸出電壓。 8 腳REF： 精密基準電壓

38、源的輸出腳。 9 腳VCC ： 電源電壓。 該腳與地之間應接入一個1 F的低ESL低ESR陶瓷電容器。 10 腳GTOUT： 該腳輸出峰值為1.5 A的推拉電流， 驅動外接的MOSFET。 11 腳GND： 接地腳。 12 腳ZVTOUT： 此腳可輸出750 mA的峰值電流以驅動外接的MOSFET。 13 腳ZVS： 當主開關管漏極電壓達到0 V， 該腳通過ZVT比較器檢測漏極電壓并復位ZVT鎖存器。 14 腳CT： 接在CT腳和GND腳之間的電容CT決定PWM振蕩器的頻率f， f與CT之間的關系為f1/(11200CT)。 15 腳VAOUT： 電壓放大器的輸出端。 16 腳VSENSE：

39、該腳是電壓放大器的反向輸入端， 也是PFC升壓變換器輸出電壓反饋點。 17 腳SS： 軟啟動端。 18 腳IMO： 該腳為乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端。 19 腳 IAC： 輸入該腳的電流應與經整流的瞬時電源電壓成正比。 20 腳CA-： 電流放大器的反相輸入端。 該腳和CAOUT腳之間應接入電容補償網絡。 該腳輸入電壓范圍是-0.35 V。 由UC3855構成的230 W ZVT - PFC實用電路如圖5 - 13所示。 圖 5 - 13 230 W ZVT - PFC實用電路 3. ML4822構成的ZVT - PFC控制電路 1) 主要特點 ML4822功率因數校正(PFC)控

40、制器， 主要用于大功率開關電源中。 該控制器具有平均電流型升壓變換器所需的全部控制功能。 由于采用了零電壓轉換(ZVT)技術， 大大減少了升壓二極管的反向恢復損耗和主開關MOSFET的導通損耗， 與普通功率因數校正(PFC)電路相比，效率有較大提高， 如圖5 - 14所示， 電磁干擾也大大減弱。 圖 5 14 普通PFC電路與ZVT - PFC電路效率比較 零電壓轉換(ZVT)控制部分驅動外接的功率開關MOSFET。 該器件與升壓二極管和外接功率MOSFET組成軟開關升壓變換器。 該控制器有以下特點： (1) 平均電流取樣， 連續(xù)升壓， 前沿脈寬調制功率因數校正， 總諧波失真小， 功率因數接近

41、于1。 (2) 采用快速響應的零電壓開關控制技術， 可大大提高大功率電源的效率。 (3) 具有低壓控制和平均市電電壓補償。 (4) 電流反饋乘法器可以提高抗干擾性， 并且交流輸出電壓范圍很寬， 110 V和220 V交流市電都可直接加入。 (5) 過壓比較器可消除因負載中斷而使輸出電壓失控。 (6) 欠壓封鎖、 限流， 軟啟動。 (7) 精度為1%的基準電壓。 2) 內部框圖 ML4822內部結構如圖5 - 15所示。 它由電壓誤差放大器VEA、 電流誤差放大器IEA、 過壓保護比較器OVP、 限流比較器ILIMIT、 零電壓開關觸發(fā)器、 功率因數校正觸發(fā)器、 零電壓開關輸出級和功率因數校正輸

42、出級等部分組成。 圖 5 - 15 ML4822內部框圖圖 5 - 16 ML4822管腳排列 3) 管腳功能 ML4822采用 14 腳 DIP 封裝和 16 腳SOIC封裝， 管腳排列如圖5 - 16所示， 各腳的功能如下： 1 腳VEAO： 電壓誤差放大器輸出。 2 腳IEAO： 電流誤差放大器輸出。 3 腳ISNEE： 功率因數校正限流比較器的取樣電流輸入。 4 腳IAC： 功率因數校正乘法器輸入基準信號。 5 腳VRMS： 市電有效值電壓補償輸入。 6 腳RTCT： 外接振蕩頻率設定元件。 7 腳ZV SENSE： 高速零電壓交越比較器輸入。 8 腳GND： 模擬信號地。 9 腳PW

43、R GND： PFC和ZVS驅動器各輸出的返回端。 10 腳ZVS OUT： ZVS驅動器輸出。 11 腳PFC OUT： PFC驅動器輸出。 12 腳VCC： 電源電壓。 13 腳REF： 內部7.5 V基準電壓緩沖輸出。 14 腳FB： 電壓誤差放大器輸出。 4. 主要參數 ML4822的主要參數如下： 電源電流(ICC)： 55 mA 峰值驅動電流： 500 mA 所有模擬輸入電壓： -0.3 V7 V 結溫： 150 存貯溫度范圍 -65 150 焊接溫度(焊接時間10 s) 150 熱阻(jA) DIP塑封 80 /W SOIC塑封 110 /W 工作溫度范圍： ML 4822CX

44、0 70 ML 4822IC -40 85 5. 應用電路 由ML4822組成的ZVT - PFC升壓變壓器實際電路如圖5 - 17所示。 VT1 、 L1和VD1構成PFC主回路， VT1 由ML4822的PFCOUT腳輸出信號控制。 VT2 、 電感L1和VT1 的體電容與VD1 的結電容組成ZVS。 VT2 由ML4822的ZVSOUT腳輸出信號控制。 圖 5 - 17 ML4822組成的ZVT - PFC實際電路 5.4 諧振型三相有源功率因數校正電路 5.4.1 三相單開關有源功率因數校正電路工作原理 目前三相有源功率因數校正(APFC)技術仍然處于研究開發(fā)階段， 國際上還沒有成熟的

45、產品。 近年來， 國際上制訂了各種標準， 對電源裝置的諧波及功率因數進行嚴格限制。 由于三相APFC具有巨大的市場， 因此， 國內外許多單位都積極研究了三相APFC， 研究成果大量出現(xiàn)， 從而推動了三相APFC技術的發(fā)展。 目前， 三相有源功率因數校正的方法有以下幾種： (1) 三相PWM的APFC技術。 其優(yōu)點是既能獲得接近正弦波的輸入電流和接近1的功率因數， 又能實現(xiàn)能量的雙向傳送。 (2) 采用三個單相APFC電路。其優(yōu)點是每相單獨控制， 能獲得接近正弦波的三相輸入電流， 功率因數接近1。 (3) 采用單開關APFC電路。 由升壓電路構成的三相單開關APFC電路如圖5 - 18所示。 圖

46、 5 - 18 三相單開關PFC電路 5.4.2 三相單開關ZCT - APFC電路工作原理 1. 基本工作原理 三相單開關ZCT - APFC電路原理圖如圖5 - 19所示。 主開關管VT1 為零電流轉換開關(即ZCT開關)。 ZCT開關是由VT2 、 VD3 、 Lr、 Cr組成的輔助電路完成的。 其主電路工作情況與圖5 - 18電路相同， 僅在開關V1換向瞬間有少許變化。 圖 5 - 19 三相單開關ZCT - APFC電路 設輸入電壓為三相對稱且無失真的正弦波， 即 ua=Umcos t ub=Umcos(t-2/3) uc=Umcos(t+2/3) t在0， /6內， ua0、 uc

47、ub0， 因而整流橋中只有VD4 、 VD8 及VD9 導通。 同時假定VT1 的開關頻率遠高于工頻， 因而在VT1 的一個開關周期Ts內， 可認為輸入電壓恒定不變。 在一個開關周期內， 零電流轉換的工作波形如圖5 - 20(a)， 輸入電流的波形如圖5 - 20(b)所示。 圖 5 - 20 單開關ZCT - APFC電路工作波形 (a) 零電流轉換電路的工作波形； (b) 輸入電流波形 2. 參數設計 三相單天關ZCT - APFC電路設計中， 必須兼顧以下因素： 電壓增益、 輸入電流畸變、 開關頻率、 體積、 效率及價格等， 這些因素相互影響需要折中決定。 1) 確定電壓增益 輸入電流中

48、的高次諧波分量依賴于校正電路的電壓增益A和采用的控制方式。 電壓增益為： 式中， Uo校正電路的輸出電壓 圖 5 - 21 THD與電壓增益的關系 Upm 輸入相電壓的峰值 如果輸入電流的高次諧波含量按諧波總畸變率(THD)確定， 并采用恒定頻率、 恒定導通時間控制， 則電壓增益可按圖5 - 21的曲線確定。 2) 開關頻率的選擇 選擇開關頻率應兼顧體積與效率。 為縮小輸入濾波器的體積， 開關頻率應盡可能高些，然而開關頻率過高必然導致效率降低。 通常， 采用IGBT的工作頻率可達50 kHz， 采用MOSFET時， 工作頻率可高于200 kHz。 3) 輸入電感L選擇 輸入電感L的選擇非常重要

49、， 如果電感量選得太大， 則電流連續(xù)， 達不到功率因數校正的目的； 相反， 如果電感量選得太小， 輸入電流峰值過大， 使開關器件承受的電流過大。電感量L與輸出功率Po、 輸入電壓Upm 、 電壓增益A和開關周期Ts等因數有關， 已知， 通過便可確定電感L的數值。 圖5 - 22給出了與電壓增益A的關系曲線。 圖 5 - 22 輸入電感L與電壓增益A的關系 4) 開關器件的選擇 流過開關管VT1 的平均電流I1可由ia在t0t4間的平均電流得到。 由于在零電流轉換電路中， 開通瞬間IGBT的峰值電流可達平均電流的5倍以上， 所以器件的額定電流應比計算值大30%。 VT1 承受的電壓等于Uo。 由

50、于是硬開通， VT1 漏源極電容應盡可能小。 輔助開關VT2 要流過峰值諧振電流， 因而應具有較高的電流承受能力， 但因其導通時間較短， 電流有效值較小， 因此VT2 可選額定電流為VT1 的平均電流的30%的MOSFET， VT2 承受電壓亦為輸出電壓。 5) 諧振元件選擇 選擇諧振元件時， 必須保證諧振電流峰值Uo/Zc(其中Zc是諧振電路的特性阻抗)高于最大輸入電流值， 以實現(xiàn)零電流轉換。 因此諧振元件應滿足： 式中Tonmax 為最大導通時間， 其值由下式確定： 由于開關器件存在導通電阻， VT1 導通時諧振電流峰值有所衰減， 所以Zc最好為上述計算值的60%70%。 諧振頻率不宜過高

51、， 以保證有足夠的時間使主開關完全關斷， 避免因諧振電流上升速度過快而造成二極管反向恢復問題。 通常諧振頻率約為開關頻率的710倍， 即 6) 輸出電容選擇 輸出電容的選擇取決于對高頻紋波、 300 Hz紋波、 控制方式以及對電荷存貯能力的要求等。 該電路采用的恒頻、 恒導通時間控制， 為濾除300 Hz紋波， C的數值應大一些， 這樣還可提高輸出電壓的保持能力。 5.5 PWM型直流變換器 直流變換器是開關穩(wěn)壓電源的核心， 它的主要作用是把工頻整流電路或功率因數校正電路輸出的直流電壓變換為通信設備或其他電子設備所需的直流電壓。 常用的直流變換器根據工作原理可分為PWM型變換器和諧振型變換器，

52、 根據電路結構可分為單端直流變換器、 推挽式變換器和橋式變換器等。 單端直流變換器通常又分為單端反激式直流變換器和單端正激式直流變換器， 橋式變換器通常也分為半橋式變換器和全橋式變換器。 5.5.1 PWM型直流變換器基本電路 1. 單端直流變換器 1) 單端反激直流變換器 單端反激直流變換器如圖5 - 23(a)所示。 它由晶體管VT、 變壓器T、 整流管VD、 濾波電容Co和負載電阻RL組成。 在該電路中， 變壓器初級線圈和次級線圈的極性如圖所示， 晶體管導通時， 整流管VD截止， 所以稱為反激式變換器。 晶體管的外加基極電壓Ub的波形如圖5 - 23(b)所示。 在t1t2之間，晶體管V

53、T因承受足夠高的正向偏壓而飽和導通， VT的飽和壓降Uce 約為1 V， 輸入電壓Uin 基本上等于Np兩端的電壓Up。 根據電工原理可知： 式中， Lp為Np的電感， ic為晶體管的集電極電流(也即Np中的電流)。 從上式可得： 式中， Ico 為Np中的初始電流， 通?？珊雎裕?因此圖 5 - 23 單端反激式變換器基本電路和工作波形 由該式可以看出， VT導通期間， Np中的電流ic上線性上升的， ic的波形如圖5 - 23(b)所示。 當t=t2時， 初級線圈中的電流達到最大值Ipmax =(Uin /Lp)ton ， 電源Uin 輸出的能量儲存在輸出變壓器中， 其值為： 設輸出變壓器

54、次級電感量為Is， 變壓器效率為100%， 則變壓器中儲藏的能量為： 設Np/Ns=n, 則Ls/Lp=1/n2 式中Us為輸出變壓器次級繞組的電壓。 2) 單端正激直流變換器 單端正激直流變換器基本電路如圖5 - 24(a)所示。 在該電路中， 當外加基極電壓Ub使晶體管VT飽和導通時， 晶體管的壓降Uce 很低， 電源電壓Uin 加到Np兩端。 根據變壓器初級和次級線圈的極性可知， 二極管VD與晶體管VT同時導通， 電源Uin 輸出的能量部分儲存在變壓器中， 大部分通過變壓器和整流管VD傳輸到負載。 由圖可知， 輸出變壓器次級電路與降壓型變換器電路電似。 若忽略晶體管飽和導通時的管壓降以及

55、變壓器的損耗， 晶體管導通時， 變壓器T次級繞組的電壓Us為： 輸出電壓Uo為： 式中， ton 為晶體管導通時間， =ton /T為占空比。 該電路與降壓型變換器的不同點在于： 外加基極電壓使晶體管VT截止時， 初級線圈Np中的儲能只能通過容量很小的線圈分布電容釋放， 因此， Np兩端將產生很高的電壓。 該電壓與電源電壓疊加后加到VT兩端。 為了避免晶體管因承受過高的電壓而損壞， 可在Np兩端并聯(lián)VD2 和R串聯(lián)電路。 這樣， 當VT截止時， VD2 導通， 電感儲能通過VD2 、 R串聯(lián)電路釋放。 此外， 也可在Np兩端并聯(lián)一個電容器C， 這樣相當于加大了線圈的分布電容， 因此電感中的儲能

56、可以通過較大的電容釋放， Np兩端電壓不會很高。 最常用的電感儲能釋放回路如圖5 - 24(b)所示。 圖 5 - 24 單端正激變換器基本電路 在單端正激變換器基本電路中， 功率開關管承受的電壓較高。 為了降低功率開關管承受的電壓， 可采用雙管單端正激變換器， 如圖5 - 25所示。 雙路單端正激變換器如圖5 - 26所示。 圖 5 - 25 雙管單端正激變換器并聯(lián)電路圖 5 - 26 雙路單端正激變換器 2. 推挽式直流變換器 推挽式直流變換器基本電路如圖5 - 27(a)所示。 它由開關晶體管VT1 、 VT2 變壓器T等元件組成。 圖5 - 27(b)所示的方波電壓Ub1 和Ub2 交

57、替加到VT1 和VT2 的基極， 使VT1 和VT2 交替飽和導通和截止。 VT1 和VT2 集電極電壓(Uce1 、 Uce2 )和電流(ic1、 ic2 )波形如圖5 - 27(b)所示。 圖 5 - 27 推挽式直流變換器基本電路和工作波形該電路輸出電壓Uo的表達式為： 由于推挽式變換器的輸出電路采用全波整流電路， 所以式中T應為工作周期的一半。將T=T/2代入上式可得： 設占空比=ton /(T/2)， 則 3. 橋式直流變換器 1) 全橋直流變換器 全橋直流變換器如圖5 - 28所示。 方波驅動信號交替加到晶體管VT1 、 VT2 或VT3 、 VT4 的基級。 在前半周期內， VT

58、1 和VT2 導通， 電流從Uin 正端流出， 經過VT1 、 Np和VT2 返回到Uin 的負端。 在后半周期， VT3 和VT4 導通， 電流流過VT4 、 Np和VT3 。 由于前半周和后半周內， 電流流過初級線圈的方向不同，所以變壓器次級即可得到交流方波電壓。 方波電壓經整流后變?yōu)橹绷麟妷骸?圖 5 - 28 全橋直流變換器基本電路 2) 半橋式直流變換器 用兩只電容器C1和C2代替全橋式變換器中的兩只晶體管， 即可得到半橋式直流變換器， 如圖5 - 29所示。 圖 5 - 29 半橋直流變換器基本電路 C1和C2的容量可根據變壓器初級電流Ip和工作頻率計算。 設半橋變換器總輸出功率為

59、Po(其中包括變壓器的損耗)， 則變壓器初級電流為： 設工作頻率為f, 則半個周期為T/2=1/2f。 變壓器初級線圈的電流可視為由電容C1和C2并聯(lián)供給的。 當此電流為Ip時， 端電壓變化量U應為： 式中Ct為C1、 C2的并聯(lián)電容量， 即Ct=C1+C2=2C。 t為半個周期1/2f。 Ip為變壓器的初級電流(2Po/Uin )。 半個周期中， 電容器端電壓的變化量應為： 由于電容器端電壓變化的百分數與變換器輸出電壓變化的百分數相同， 所以， 輸出波紋電壓(百分數)Ur可由下式給出： 當給定輸出波紋電壓百分數Ur時， C的容量為： 半橋變換器比橋式變換器少用兩只晶體管， 因而驅動電路也比較

60、簡單。 全橋和半橋變換器的可靠性較低， 因而， 近年來， 在PWM型變換器中采用得越來越少。 影響全橋和半橋變換器可靠性的主要原因有： (1) 在不可預見的干擾下， 橋臂上、 下兩只開關管會產生直通短路， 從而損壞開關管。 (2) 當某一個功率開關的驅動脈沖丟失時， 變壓器初級將因偏磁而飽和。 (3) 兩路驅動脈沖的寬度不一致時， 也會導致變壓器初級因偏磁而飽和。 以上因素將導致功率開關管不明原因的損壞， 正激變換器可以完全避免以上三種因素的影響， 因而可靠性極高， 近年來， 在通信開關電源中越來越多地被采用。 對于大功率開關電源來說， 可以采用雙正激變換器。 5.5.2 電流型PWM集成控制