12V5A電源適配器設計指導(共23頁)

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上專心-專注-專業(yè)專心-專注-專業(yè)精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上專心-專注-專業(yè)CR6850C設計指導芯片特征：低成本、極少的外圍元件 PWM&PFM&CRM (周期復位模式)控制 低啟動電流 (約 8A)、低工作電流 (約 2mA) 電流模式控制 欠壓鎖定(UVLO) 內置同步斜坡補償 PWM頻率外部可調 輕載工作無音頻噪音 內置前沿消隱 在輸入 90V264V的寬電壓下可實現恒 定最大輸出功率 周期電流限制 GATE 引腳驅動輸出高電平鉗位 16.8VVDD 引腳過壓保護 25.5V SOT-23-6L，SOP8 ，DIP-8 無鉛封裝應用領域

2、：AC/DC 電源適配器 電池充電器 開放式電源 備用開關電源 機頂盒開關電源 384X 代替 兼容：SG6848J&LD7535&OB2262&OB2263管腳信息：典型應用電路圖：一、芯片工作原理1.功能概述：CR6853 是用于 36W以內離線式開關電源 IC，其高集成度，低功耗的電流模 PWM 控制芯片，該芯片適用于離線式 AC-DC 反激拓撲的小功率電源模塊。芯片可以通過外接電阻改變工作頻率；在輕載和無負載情況下自動進入 PFM和 CRM，這樣可以有效減小電源模塊的待機功耗，達到綠色節(jié)能的目的。CR6850C 具有很低的啟動電流，因此可以采用一個 2MOhm的啟動電阻。為了提高系統的

3、穩(wěn)定性，防止次諧波振蕩，CR6850C內置了同步斜坡補償電路；而動態(tài)峰值限制電路減小了在寬電壓輸入(90V264V)時最大輸出功率的變化；內置的前沿消隱電路可以消除開關管每次開啟產生的干擾。CR6850C 內置了多種保護功能：過壓保護 、逐周期峰值電流限制、欠壓鎖定（可以用它實現短路和過流保護）以及輸出驅動的高電平鉗位在 16.8V以下。而驅動輸出采用的圖騰柱和軟驅動有效降低了開關噪聲。CR6850C 提供 SOT23-6L，SOT-8 和DIP-8 無鉛封裝。由于 CR6850C 高度集成，使用外圍元件較少。采用CR6850C 可以簡化反激式隔離 AC-DC開關電源設計，從而使設計者輕松的獲

4、得可靠的系統。圖1.1 CR6850C 內部框圖2.欠壓鎖定和啟動電路： 、CR6850C 具有如下兩種啟動方式： 1) 整流濾波前啟動的方式, 其啟動電路見圖 1.2.1 所示； 2) 整流濾波后啟動的方式，其啟動電路見圖 1.2.2 所示； 圖 1.2.1 整流前啟動 圖1.2.2整流濾波后啟動3、系統的啟動時間：上面兩種啟動方式當電源上電開機時通過啟動電阻給 端的電容 充電,直到 端口電壓達到芯片的啟動電壓 （典型值 15.3V）時芯片才被激活并且驅動整個電源系統正常工作。在圖 1.3.2 中系統的最大啟動延遲時間滿足如下運算關系：其中： ：CR6850C的啟動電流 ：系統的啟動延遲時間

5、 ：為 R1 與R2 電阻值之和由于芯片具有低啟動電流的特性并且考慮到空載的系統損耗，可以取得較大，具體值可在 1.5M3M 范圍內選取, 推薦選用 10uF/50V。如果發(fā)生保護，輸出關斷，導致輔助繞組掉電， 端電壓開始下降，當 端電壓低于芯片的關閉電壓 （典型值 10.2V）時，控制電路關斷，芯片消耗電流變小，進入再次啟動。 圖 1. 3.1 典型啟動電路如果需要系統具有更快的啟動時間且在系統成本允許的情況下，您可參考圖1.3.2 電路中 可以取得較小(但需要考慮系統的穩(wěn)定性)， 的取值可以取得較大，這樣既可縮短系統的啟動時間同時也可降低系統空載時的待機功耗。 圖 1.3.2 快速啟動電路

6、4、啟動電阻 上最大損耗： 其中， 是最大輸入整流后電壓。 對于一個通用輸入（90Vac264Vac），=374V5、正常工作頻率 CR6850C 允許設計者根據系統的使用環(huán)境需要自行調整系統的工作頻率,其 PWM 頻率為：50K100K；CR6850C 的典型工作頻率為 67kHz，其應用電路如圖 1.6，RI的取值決定了系統的工作頻率，工作頻率的設定可分別由以下公式計算出來。圖 1.6 頻率設置電路雖然 CR6850C 推薦系統 PWM 的工作頻率范圍可為 50k100kHz，但是芯片系統性能優(yōu)化主要是被設計在 50KHz67KHz 的應用范圍，在應用時請注意。在 PCB layout時應

7、盡可能使 RI 的接地端靠近芯片的 GND 端，以便減少干擾。 6.FB 輸入端CR6850C FB 端口各電壓閾值相對應的系統工作狀態(tài)可通過下圖表示。圖 1.7 .1 FB 端電壓對應系統工作狀態(tài)0.9V1.4V 為系統在空載或輕載時工作在 CRM 工作模式下的 FB 端電壓；1.2V4.7V 為系統在常態(tài)工作模式下的 FB 端電壓；4.7V 為系統開環(huán)狀態(tài)時FB端電壓，FB端的短路電流典型值為 2.2mA。 CR6850C 采用傳統的電流模式結構設計，其關斷時間根據峰值電流調整，通過與主開關管 MOSFET 源極相連接的電流反饋電阻 Rsense轉化成電壓反饋到 CR6850C的 SENS

8、E端來實現控制。在正常工作時，這個峰值電流與 FB 具有如下關系式：FB端的電壓。：與主開關管 MOSFET 源極相連接的電流反饋電阻阻值。注意事項：1）.芯片在設計初始為了降低系統在空載或較輕負載的狀態(tài)下系統整機的功率損耗，系統正常工作時CR6850C FB 端允許的最大的輸出電流 2.2mA，最小工作電流 0.18mA；即流過光耦接收端集射極的電流 最大為2.2mA 左右，最小為 0.18mA左右。假設光耦的最大傳輸比 CTR=0.8，系統二次側(次級) TL431 的工作電流僅由流過光耦發(fā)射端二極管的電流 IF 提供，那么通過 Ic 折算到流過光耦發(fā)射端二極管的電流 IF 最大僅為 0.

9、74mA,這個電流將無法滿足 TL431 的最小工作電流（1mA），所以在系統設計時，使用 CR6850C 設計的系統必須給次級 TL431 提供一個常態(tài)偏置電阻，使 TL431 工作在正常的狀態(tài)，否則系統的負載調整率或其他性能可能會發(fā)生異常,在 12V輸出的系統中，考慮空載或輕載時系統的損耗因素，推薦使用的偏置電阻阻值為1k。2）.當 =0.91.4V 時系統工作在 CRM 工作模式，如果系統出現可聽及的異音，請先檢查芯片工作頻率是否工作正常，如果你確認無誤，請檢查系統緩沖吸收回路中的電容材質，如果使用的是普通壓電陶瓷電容,那么當系統在CRM工作狀態(tài)時電容由于發(fā)生壓電效應而產生異音是很可能的

10、。這時請更換電容的材質，如 MYLA，PEA，MEF或 CBB等薄膜類電容；考慮成本及電容體積大小的因素，我們推薦使用 MYLA（緹綸）電容，在保證吸收回路效果的前提下可以通過調整緩沖吸收回路中的電阻阻值來減少該電容的值有利于縮小電容體積及降低系統成本。3）.當系統工作在滿載的情況下,如果系統出現可聽及的異音時，請檢查系統是否工作正常，如果你確認無誤，請檢查芯片的 FB 端的電壓波形是否較平滑，如果發(fā)現較大的干擾請檢查系統的 PCB layout 是否合理，對于較小的干擾可通過外加濾波網絡進行抑制，如圖 1.7.2 中的 及 組成的低通濾波器，這里 ， 的取值不宜過大，比如 47 Ohm，10

11、00 PF；根據系統的實際情況， 可以為0 Ohm。， 的取值會影響系統的環(huán)路穩(wěn)定，一般 的取值建議要4700PF。圖 1.7.2 FB 低通濾波器4）、當系統工作在輸出空載，輕載或滿載轉空載的情況下，如果發(fā)現輸出端電壓在較大范圍內波動時，首先確定電路設計、PCB layout 是否正確及環(huán)路是否穩(wěn)定，如果確定無誤，請再次檢查變壓器給芯片供電的輔助繞組是否能保證系統在輸出空載或輕載的情況下芯片 端的電壓在 10.2V(UVLO 典型值)以上，否則系統可能工作在 UVLO臨界狀態(tài)。值得注意的是變壓器輔助線圈在設計時需要把與 端相連的整流二極管的管壓降以及限流電阻的壓降考慮進去，另外還要考慮變壓器

12、層間耦合系數/強度的關系；耦合較弱時，空載時芯片 端電壓值較低，容易進入 UVLO狀態(tài)，但是滿載狀態(tài)下 端電壓上升較少；耦合過強，對提高空載時芯片 端電壓穩(wěn)定系統有較大的幫助，但滿載狀態(tài)下 端電壓上升較多，容易讓芯片進入OVP 狀態(tài)?？紤]到系統滿載瞬間轉空載或空載瞬間轉滿載時由于能量瞬變導致 端電壓下沖誤觸發(fā) UVLO 的原因，在系統允許的輸入電壓范圍內且系統輸出為空載時建議芯片 端電壓要11.5V，特別要注意高端輸入電壓如 264V/50Hz時的情況。6. 輸入端CR6850C采用電流模式PWM控制技術，初級峰值電流通過電流檢測電阻轉化為電壓反饋到Sense端。由于在開關管導通瞬間會有脈沖峰

13、值電流，如果此時采樣電流值，會導致錯誤的控制。內置的前沿消隱（LEB）電路，就是為了防止這種錯誤的控制。在開關管導通后，經過一段前沿消隱時間（典型 300ns）才去控制電流限制比較器，可以為系統節(jié)省一個外部的 RC 網絡。如果由于Sense端的電流反饋信號前沿噪聲干擾持續(xù)時間超過芯片內置的前沿消隱(LEB)時間導致系統性能異常，可以考慮外接 R-C 網絡，但建議 R-C 的取值不宜過大，否則可能會引起電流反饋信號的失真過大，導致系統啟動或輸出端短路時 MOSFE 漏源端電壓 過高等常見的系統異?，F象。推薦 R-C 網絡的取值為：R680，C1000PF。沒有特別的需要，不建議外接 R-C 網絡

14、。正常工作時，PWM 占空比由 FB端電壓調整。 7.內置同步斜坡補償內置同步斜坡補償電路增加電流檢測電壓的斜率，這可以改善系統閉環(huán)的穩(wěn)定性，防止電壓毛刺產生的次諧波振蕩振蕩，減小輸出紋波電壓。8. Gate 端驅動：CR6850C 內置的功率MOSFET 通過一個專用的柵極驅動器控制。當提供給 MOSFET 驅動能力差時會導致高的開關損耗；驅動能力強，EMI 特性會變差。這就需要一個折衷的辦法來平衡開關損耗和 EMI 特性，CR6850C內置的圖騰驅動電路設計可以優(yōu)化驅動能力。這種控制原理可以在系統設計時，容易地獲得低的損耗和良好的 EMI 特性。9、CRM 工作模式：在輕載或空載時，CR6

15、850C 進入 CRM 工作模式，工作頻率降低。頻率的變化由取自電壓反饋環(huán)的反饋電壓控制，當反饋電壓低于內部門限電壓時，振蕩器頻率線性減小到最小綠色工作頻率，約 22kHz 左右（RI=100k）。在此振蕩頻率工作時，MOSFET的開關損耗和磁芯、電感、吸收電路等各部分的損耗均減小，從而減小了總損耗。在正常工作或重載時，PWM頻率增大到最大工作頻率，約 67kHz左右（RI=100k），工作頻率不受綠色工作模式的影響。10.保護功能1） 逐周期電流限制在每個周期，峰值電流檢測電壓由比較器的比較點決定。該電流檢測電壓不會超過峰值電流限制電壓。保證初級峰值電流不會超過設定電流值。當電流檢測電壓達到

16、峰值電流限制電壓時，輸出功率不會增大,從而限制了最大輸出功率。2） 過壓保護當 電壓超過 OVP 保護點時，說明負載上發(fā)生了過壓，首先關閉輸出 GATE，同時內部泄流電路開啟。該狀態(tài)一直保持，直到 端口電壓降到 后進入再次啟動序列。發(fā)生過壓保護后，如果 端口電壓超過箝位電壓閥值（典型 25.5V）時，內部箝位電路將 電壓箝位在 25.5V，以保護 CR6850C不被損壞， 鉗位電路能承受的電流大約為 10mA(rms)，如果系統由于其他原因導致 鉗位電路動作后 端電壓仍然持續(xù)上升且超過芯片的耐受能力，那么芯片就可能會被燒毀。3)、過功率保護(OLP)：芯片 SENSE端通過監(jiān)控系統初級流過主開

17、關管的電流信號活動，芯片能檢測到系統過流或過功率的狀況。當系統輸出發(fā)生過功率現象時，如果 SENSE 端的電壓 超過 0.75V(典型值)時，Gate 端輸出脈寬將會被限制輸出，這時系統處于恒功率輸出狀態(tài) ，即如果增加輸出負載電流，那么系統輸出電壓相應會下降，芯片將使系統進入過功率保護(OLP)狀態(tài)，Gate 會立即關閉輸出，芯片 上的端口電壓也隨之被拉低進入到 UVLO_ON，然后芯片重新啟動，當故障依然存在時系統將重復上述現象（即打咯現象）。當系統進入過功率保護狀態(tài)時，系統損耗的平均功率非常低。4)、欠壓保護(UVLO)： CR6850C 都內置有欠壓保護電路(UVLO)，當 端電壓小于

18、10.2(Vmax)時(考慮溫度的影響建議設計參考值為 11.5V)，芯片就會進入欠壓保護狀態(tài)，這時 Gate停止輸出PWM。設計中需要檢查交流輸入全電壓范圍內，當輸出負載瞬間由滿載轉為空載時芯片的 Vdd 端電壓是否受影響而誤觸發(fā) UVLO,即 端電壓瞬時低于10.2V(考慮溫度的影響建議設計參考值為11.5V)否則這樣很容易造成空載輸出電壓會不穩(wěn)跳動的現象。二、應用指導圖 2.1 所示為采用 CR6850C 的反激式隔離 AC-DC 轉換器的基本電路原理圖，本部分將以該電路作為參考，來說明變壓器設計、輸出濾波器設計、元件選擇和反饋環(huán)路設計的方法。圖 2.1 采用 CR6850C 的反激式隔

19、離AC- - -DC 轉換器的基本電路原理圖1.確定系統規(guī)格 最小 AC 輸入電壓：，單位：伏特。 最大 AC 輸入電壓：，單位：伏特。 輸入電壓頻率：，50Hz或者 60Hz。 輸出電壓：，單位：伏特。 最大負載電流：，單位：安培。 輸出功率：，單位：瓦特。 電源效率：，如無數據可供參考，對于低電壓輸出（低于 6V）應用和高電壓輸出應用，應分別將設定為 0.70.75 和0.80.85。 計算最大輸入功率：，單位：瓦特。2.確定輸入整流濾波電容（）和直流電壓范圍（、） 輸入整流電容選擇 對于 AC 90264V 寬范圍輸入， 按 23uF/Watt輸出功率選??；對于 AC 230V 或者 1

20、15V倍壓整流輸入，按 1uF/Watt 輸出功率選取。 最小直流輸入電壓 其中，為輸入交流電壓頻率（50Hz/60Hz）；為橋式整流大額導通時間，如無數據可供參考，則取 3ms； 所有單位分別為伏特、瓦特、赫茲、秒、法拉第。 最大直流輸入電壓 3. 相應工作模式和定義電流波形參數 a)連續(xù)模式電流波形，1b)非連續(xù)模式電流波形，1圖 2.2 電流波形與工作模式 當 1，連續(xù)模式，如圖 2.2a；其中： 為初級繞組脈動電流， 為初級峰值電流。 當 1，非連續(xù)模式,如圖 2.2b；在連續(xù)模式設計中，寬電壓輸入時，設定 =0.4；230V 單電壓或者115V 倍壓整流輸入時，設定=0.6。在非連續(xù)

21、模式設計中，設定 =1。 4. 確定反射的輸出電壓 和最大占空比 。 反射電壓 設定在 60V80V。使得 CCM 模式下，最大占空比不超過 0.5，避免發(fā)生次諧波振蕩。 連續(xù)模式時計算 ： 非連續(xù)模式時計算 ：其中，設定 CR6850C外接功率 MOSFET 漏極和源極 =10V。5用產品手冊選擇磁芯材料，確定選擇有磁芯材料應該考慮高，低損耗及高 材料，還要結合成本考量；建議用 PC40 以上的材質。為了防止出現瞬態(tài)飽和效應以低B設計：；式中： 為最大磁通密度擺幅， 為飽和磁通密度， 為剩磁, 為最大磁通密度,一般取在 0.20.3范圍之內,若 0.3T，需增加磁芯的橫截面積或增加初級匝數

22、，范圍之內。如 0.2T，就應選擇尺寸較小的磁芯或減小初級匝數 值。6.確定合適的磁芯實際上，磁芯的初始選擇肯定是很粗略的，因為變量太多了。選擇合適磁芯的方法之一是查閱制造商提供的磁芯選擇指南。如果沒有可參考資料，可采用下面作為參考。傳遞功率： 電流密度：繞組系數：式中，單位為，為窗口面積， 為磁芯的截面積，如圖 2.3。為正常操作狀態(tài)下的最大磁通密度（單位：特拉斯（T）。為了防止磁芯因高溫而瞬間出現磁飽和，對于大多數功率鐵氧體磁芯的尺寸越大，越高，所做的功率就越大。圖 2.3 磁芯窗口面積和截面積7.估算 DCM/CCM臨界電流8.計算初級繞組與次級繞組匝數比 或 其中， 和 分別為初級側和

23、次級側匝數。 為輸出電壓， 為二極管正向電壓：對超快速PN結二極管選取0.7V，肖特基二極管選取0.5V。 為最小輸入直流電壓， 為設置的最大占空比, 為反射電壓。9.計算 DCM/CCM臨界時副邊峰值電流：10.計算 CCM 狀態(tài)下副邊峰值電流：11.計算 CCM 狀態(tài)時原邊峰值電流：12.計算副邊電感 及原邊電感 ：由于此電感值為臨界電感，若需要電路工作于 CCM 則可增大此電感值，若需要工作于 DCM 則可適當調小此電感值。13.確定原邊最小 匝數與副邊 匝數：其中單位分別為特拉斯、安培、微亨、平方厘米,，如無參考數據，則使用=0.200.25,以特拉斯(T)為單位。 14.次級繞組和輔

24、助繞組 初級繞組與次級繞組匝數比：其中， 和 分別為初級側和次級側匝數。 為輸出電壓， 為二極管正向電壓：對超快速PN結二極管選取0.7V，肖特基二極管選取0.5V。 然后確定正確的，使得最終的 不得小于。有的時候最終的 比 大得多，這就需要更換一個大的磁芯，或者在無法更換磁芯時，則通過增加 值來減小，這樣，最終的初級側匝數也會減小。 輔助繞組匝數其中， 為輔助繞組整流后的電壓， 為偏置繞組整流管正向電壓； 考慮到系統在滿載和空載轉變瞬間，由于能量瞬間導致 下沖誤觸發(fā)UVLO，在系統允許的輸入電壓范圍內且輸出為空載時，建議 11.5V。 確定磁芯氣隙長度：其中，單位為毫米，單位為平方厘米，為無

25、間隙情況下的 值，單位為 ()， 單位為(微亨)。通常不推薦對中心柱氣隙磁芯使用小于0.1 mm的值，因為這樣會導致初級電感量容差增大。如果您需要使用小于0.1 mm的值，請咨詢變壓器供應商以獲得指導。15.根據有效值電流來確定每個繞組的導線直徑。 當導線很長時（1m），電流密度可以取 5。當導線較短且匝數較少時，610的電流密度也是可取的。應避免使用直徑大于 1mm的導線，防止產生嚴重的渦流損耗并使繞線更加容易。對于大電流輸出，最好采用多股細線并繞的方式繞制，減小集膚效應的影響。 檢查一下磁芯的繞組窗口面積是否足以容納導線。所需的窗口面積由以下公式給出：式中， 為實際的導體面積， 為填充系數

26、。填充系數通常為0.20.3。 16.確定輸出電容的紋波電流 輸出電容的紋波電流：其中， 為輸出直流電流。17.確定次級及輔助繞組最大峰值反向電壓，： 次級繞組最大峰值反向電壓： 輔助繞組最大峰值反向電壓：18.選擇輸出整流管 1.25， 為整流二極管的反向額定電壓； 3， 為二極管的直流電流額定值，實際中需注意溫升、反壓、即實際測得的最大電流。表 2.2 部分輸出整流二極管選型表肖 特 基 二 極 管整流二極管（V）（A）封裝1N5819401軸向SB140401軸向SB160601軸向MBR160601軸向11DQ06601.1軸向1N5822403軸向SB340403軸向MBR34040

27、3軸向SB360603軸向MBR360603軸向SB540405軸向SB560605軸向MBR745457.5TO-220MBR760607.5TO-220MBR10454510TO-220MBR10606010TO-220MBR1010010010TO-220MBR16454516TO-220MBR16606016TO-220MBR2045CT4520TO-220MBR2060CT6020TO-220MBR2010010020TO-220超快速二極管整流二極管（V）（A）封裝UF40021001軸向UF40032001軸向MUR1202001軸向EGP20D2002軸向UF54011003軸

28、向UF54022003軸向EGP30D2003軸向BYV28-2002003.5軸向MUR4202004TO-220BYW29-2002008TO-220BYW32-20020018TO-22019.選擇輔助繞組整流管 1.25； 為整流二極管的反向電壓額定值。表 2.3 部分輔助整流二極管選型表整流管（V）整流管（V）整流管（V）FR104400UF40032001N41487520.確定 SENSE電阻 限制最大輸出功率時，SENSE 電阻選擇：SENSE電阻額定功率21.輸出電容的選擇 在 105及50KHz 頻率下紋波電流的規(guī)格：必須大于 。 ESR 規(guī)格：使用低 ESR 的電解電容。

29、輸出開關紋波電壓等于。 由于電解電容具有較高的ESR，所以有的時候只使用一個輸出電容是不能滿足紋波規(guī)格要求的。此時，可以附加一個 LC 濾波器。在使用附加 LC濾波器時，不要把截至頻率設置得過低。截至頻率過低可能導致系統不穩(wěn)定或者限制控制帶寬。將濾波器的截至頻率設定在開關頻率的 1/101/5左右比較合適。 為減少大電流輸出時的紋波電流 IRI，可將幾只濾波電容并聯使用，以降低電容的 r0值和等效電感。電感L：2.2uH4.7uH，對于低電流（1A）的輸出使用磁珠是可以的。而較高電流輸出可以使用非定制的標準電感。如有必要，可以增大電感的電流額定值從而避免電感上的損耗。電容C：其容量與最大輸出電

30、流 有關,為了減小電容的ESR見可以用幾個電容并并聯。22輸入整流橋的選擇 1.25；為輸入整流二極管的反向額定電壓； 2；其中 為整流橋的電流額定值。23確定 RCD 箝位電路元件參數 圖 2.4為系統所采用的典型的 RCD 箝位電路。圖 2.4 RCD 箝位電路測量變壓器初級漏電感 ；在測量初級漏電感時應謹慎。如果只是簡單地在其他輸出被短路的情況選進行初級側電感測量，則測得的漏電感會稍大，因為每個輸出都被反射至初級側。 確定 CR6850C 外置功率 MOSFET所允許的總電壓，并根據以下公式計算 ：建議至少應維持低于 MOSFET 的 BVDSS 50V 的電壓裕量，并另外留出 30V5

31、0V的電壓裕量以滿足瞬態(tài)電壓要求。對于寬范圍輸入設計，建議 200V。不應小于 1.5。 確定箝位電路的電壓紋波，根據以下公式計算箝位電路的最小電壓：根據以下公式計算箝位電路的平均電壓 ：計算漏感中貯存的能量：并非所有的漏感能量都會轉移到箝位。因此，在計算箝位所耗散的真實能量時應使用以上公式，同時將峰值初級電流 替代僅流入箝位的電流。流入箝位的電流難以計算或者測量，我們將根據已知的比例因數調整 ，從而估算箝位中的能量耗散 ：輸出功率范圍1.5W可不使用箝位電路1.5W 50W50 W90 W90 W對于 CR6850C 系列產品設計的系統： 確定箝位電阻：箝位電阻的功率額定值應大于： 確定箝位

32、電容：箝位電容的電壓額定值應大于： 箝位電路中的阻斷二極管：應使用快速或者超快恢復二極管。在有些情況下，使用標準恢復二極管有助于提高電源效率及EMI 性能。作此用途的標準恢復二極管必須列明指定的反向恢復時間。使用這種二極管時應特別注意，確保其反向恢復時間低于可接受的限值。如果未經全面評估，不建議基于標準恢復二極管的設計。 阻斷二極管的最大反向電壓應大于：阻斷二極管的正向反復峰值電流額定值應大于 ，如果數據手冊中未提供該參數，則平均正向電流額定值應大于0.5 （注意：二極管的平均正向電流額定值可指定為較低值，它主要受熱性能的約束。應在穩(wěn)態(tài)工作期間及最低輸入電壓條件下測量阻斷二極管的溫度，以確定其

33、額定值是否正確。散熱性能、元件方位以及最終產品外殼都會影響到二極管的工作溫度。） 確定阻尼電阻：（如選用）注意： (1)對于最大連續(xù)輸出功率為20 W 或更大的電源系統，只能在絕對必要時使用，并且應限制為非常小的值：1 4.7 ，阻尼電阻的功率額定值應大于：。(2)如果測試VDS電壓的最大值遠小于管子耐壓，可以適當增加R1、減小C1來提高效率； (3)如果測試VDS電壓的最大值接近管子耐壓，則一般設計是由于RC吸收的時間常數遠大于管子關斷周期，些時減小R1對反壓并沒有實質性的影響，若換用速度慢一些的整流管效果比較好，它可把更多的能量從嵌位電路抽走送到次級；(4) 如果由于變壓器結構原因引起漏感

34、很大造成VDS電壓很高，則TVS管是最后的選擇。25設計反饋環(huán)路 CR6850C 系列產品采用電流模式控制，反饋環(huán)路只需采用一個單極點和單零點補償電路即可實現。圖 2. 5 反饋控制電路 確定 和 的值，使能夠為 TL431提供合適的工作電流并確保 CR6850C 反饋電壓的完整工作變化范圍。對于 TL431，最小陰極工作電壓和電流分別為 2.5V和 1mA。其中： 為光耦的正向導通壓降（通常為 1.2V），為 CR6850C反饋短路電流（通常為 1.42mA）， 為光耦的電流傳輸比。例如當 =5V，光耦的 為 80%時，670且 1.2K。 對于 CCM 模式，采用 CR6850C 的反激式開關電源的控制-輸出傳遞函數由下式給出：式中，為直流輸入電壓，