一種單極倍頻電壓型SPWM軟開關(guān)DC轉(zhuǎn)AC逆變器的設(shè)計(jì)

1、一種單極倍頻電壓型SPWM軟開關(guān)DC/AC逆變器的設(shè)計(jì)     摘要：提出了一種單極倍頻電壓型SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器，分析了其主要工作原理并給出了主要參數(shù)設(shè)計(jì)方法，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該電路確能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，并且具有輸出濾波參數(shù)小，電壓波形質(zhì)量高的優(yōu)點(diǎn)。 關(guān)鍵詞：?jiǎn)螛O倍頻；正弦波脈寬調(diào)制；軟開關(guān)；逆變器   1    引言     目前，PWM功率變換技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用。對(duì)于工作在硬開關(guān)狀態(tài)下的PWM逆變器，由于其開關(guān)損耗大，并且產(chǎn)生嚴(yán)重EMI，難以滿足開關(guān)電源高頻化、綠色化的要求。

2、為克服硬開關(guān)的不足，軟開關(guān)技術(shù)得到迅速的發(fā)展，特別是DC/DC變換器移相軟開關(guān)技術(shù)已趨于成熟。但對(duì)于DC/AC變換器，由于考慮其輸出波形質(zhì)量等因素，目前，還沒(méi)有真正意義上的軟開關(guān)產(chǎn)品出現(xiàn)。雖然也出現(xiàn)過(guò)一些DC/AC變換器拓?fù)浜蛙涢_關(guān)控制技術(shù)123，但這些方法還不能真正走向?qū)嵱谩?    文獻(xiàn)4介紹了用諧振電路實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，是一種比較好的方法，然而這一技術(shù)需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過(guò)零處實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，這必然使電路變得復(fù)雜。為較好地解決這一難題，文獻(xiàn)5介紹了利用電感換流的非諧振軟開關(guān)PWM技術(shù)，然而這一技術(shù)只適用于雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。在分析

3、文獻(xiàn)5的基礎(chǔ)上，本文設(shè)計(jì)出了一種適用單極倍頻SPWM6軟開關(guān)DC/AC變換器電路。 2    單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器主電路 2.1    主電路結(jié)構(gòu)     圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關(guān)SPWMDC/AC逆變器的基礎(chǔ)上添加了電容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2電感Lr1，Lr2，其中電容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，電感Lr1=Lr2，大容量電解電容CE1=CE2視為恒壓源。這些元件為

4、電路中的4只功率管實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)創(chuàng)造了條件。 圖1    主電路結(jié)構(gòu) 圖2    主電路主要工作波形 2.2    軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)原理     單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器主電路輸出電壓，在正半周只有正脈沖電壓，在負(fù)半周只有負(fù)脈沖電壓。當(dāng)S1及S4同時(shí)開通時(shí)主電路輸出正電壓脈沖；，當(dāng)S2及S3同時(shí)開通時(shí)主電路輸出負(fù)電壓脈沖。本文以輸出電壓的正半周的一個(gè)開關(guān)周期為例進(jìn)行說(shuō)明。     以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向?yàn)?/p>

5、準(zhǔn)。并假設(shè)負(fù)載電流io連續(xù)。     1）工作模式1（t0t1時(shí)間段）     在這一時(shí)間段中S1及S3導(dǎo)通，S2及S4關(guān)閉，iLr1從電源ED的正極經(jīng)過(guò)S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的負(fù)極并逐漸增大；同時(shí)電容CE1經(jīng)過(guò)S3，Cr2，Lr2繼續(xù)放電，放電電流iLr2繼續(xù)上升，在t1時(shí)刻iLr2達(dá)到最大，即     iLr2(t1)=Iomsint1(12sin2t1)（1） 式中：為調(diào)制比；       Iom為負(fù)載電流最大值，Iom=ED/RL；

6、            =2fc，fc為載波頻率。     對(duì)應(yīng)的等效電路拓?fù)湟妶D3（a）。     2）工作模式2（t1t2時(shí)間段）     在此時(shí)間段，功率管S1繼續(xù)導(dǎo)通，iLr1繼續(xù)增大。t1時(shí)刻S3關(guān)斷，集電極電流i3從開關(guān)管S3轉(zhuǎn)換到緩沖電容C3，為C3充電，C3上的電壓從零開始上升，S3實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷；同時(shí)，存儲(chǔ)在C4上的能量通過(guò)Cr2，Lr2,CE2回路放電，其等效電路拓?fù)淙鐖D3(b

7、)。從圖可看出，C3充電回路與C4放電回路參數(shù)相同。因此，在t=t2時(shí)刻，vC3=ED，vC4=0。充放電時(shí)間t21為     t21=t2t1=（2）     3）工作模式3（t2t3時(shí)間段）     在t=t2時(shí)刻D4導(dǎo)通，為循環(huán)電流iL2的續(xù)流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的觸發(fā)信號(hào)到來(lái)，S4實(shí)現(xiàn)零電壓開通。其等效拓?fù)淙鐖D3(c)所示。     4）工作模式4（t3t4時(shí)間段）     在t3時(shí)刻S4零電

8、壓開通。循環(huán)電流iL2繼續(xù)通過(guò)D4續(xù)流，在t4時(shí)刻續(xù)流完畢。續(xù)流時(shí)間t41為     t41=t4t1=（3）     其等效電路拓?fù)淙鐖D3(d)。     5）工作模式5（t4t5時(shí)間段）     t4時(shí)刻后，S4的集電極電流從零開始上升。電源ED為負(fù)載提供能量。其等效電路拓?fù)淙鐖D3(d)。 (a)    t0t1 (b)    t1t2 (c)    t2t3 (d) &#

9、160;  t3t4 圖3    各種模式下的等效電路拓?fù)?    在t5時(shí)刻，S1關(guān)斷，緩沖電容C1的存在，S1實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。t5時(shí)刻之后，電路進(jìn)入開關(guān)周期的下半周期，其工作模式同上。 2.3    電路特性討論     1）主電路中不需要任何電壓/電流檢測(cè)裝置來(lái)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管軟開通。     2）由于開關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，所以逆變器的輸出電壓波形不會(huì)因?yàn)樗绤^(qū)時(shí)間td的存在而發(fā)生畸變。     3）不會(huì)因?yàn)橥?/p>

10、橋臂的兩個(gè)二極管的反向恢復(fù)電流而導(dǎo)致橋臂直通。     4）控制電路采用單極倍頻電壓控制信號(hào)，主電路在一個(gè)周期中各個(gè)時(shí)間段過(guò)渡時(shí)，僅有一個(gè)開關(guān)管的狀態(tài)發(fā)生改變，這就降低了在產(chǎn)生一定的脈波數(shù)時(shí)開關(guān)的動(dòng)作次數(shù)，或者說(shuō)用同樣的開關(guān)頻率可以把輸出電壓中脈波數(shù)提高一倍，這對(duì)減小開關(guān)損耗，提高逆變器的工作效率都是有好處的。     5）在主電路的SPWM輸出電壓波形中，正向只有正電壓脈沖，負(fù)向只有負(fù)電壓脈沖，這對(duì)減小輸出濾波參數(shù)，提高輸出波形質(zhì)量是有好處的。     由于單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器的超前橋

11、臂控制信號(hào)與滯后橋臂的控制信號(hào)相差180°，所以超前臂的開關(guān)動(dòng)作與滯后臂相對(duì)獨(dú)立。這為各橋臂上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差120°的，三相逆變器電感換流調(diào)頻軟開關(guān)技術(shù)的進(jìn)一步研究，打下了較好的基礎(chǔ)。 3    主要參數(shù)設(shè)計(jì) 3.1    電感Lr1(Lr2)的設(shè)計(jì)     由2.3的分析知     td（4）     將式（1）代入式（4）并整理有     Lr2(1)(14fctd)（5） 3.2 

12、   電容Cr1(Cr2)的設(shè)計(jì)     由2.2的工作過(guò)程分析可知，在緩沖電容C3及C4充放電時(shí)間很短的情況下，圖1等效拓?fù)淙鐖D4所示。 圖4    等效電路拓?fù)?    根據(jù)等效拓?fù)?，有式?）成立     di3/dt=（EDvCr2）/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2(6)     進(jìn)一步得到i3的最大值為     i3max=ED/4fcLr2（11/48fc2Lr2Cr2）(

13、7)     由式(7)可知，為了盡可能最大限度向負(fù)載傳輸能量，集電極電流i3應(yīng)盡可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小諧振阻抗太大，續(xù)流時(shí)間太長(zhǎng)，將影響驅(qū)動(dòng)信號(hào)，開關(guān)管的占空比將嚴(yán)重丟失，輸出功率降低。為兼顧二者，在實(shí)際中一般取1/48fc2Lr2Cr20.1，所以     Cr25/24fc2Lr2（8） 3.3    緩沖電容C1(C2，C3，C4)的設(shè)計(jì)     當(dāng)緩沖電容C1太大時(shí)，充放電時(shí)間常數(shù)較長(zhǎng)，若充放電時(shí)間大于死區(qū)時(shí)間td，將產(chǎn)生橋臂直通現(xiàn)象。為確保此

14、現(xiàn)象不發(fā)生，所以緩沖電容取值不能太大。     由式（2）有     td（9）     當(dāng)sint=1時(shí)iL2最小，式（9）的左邊最大，將式（1）代入（9）有     C1td（10） 4    實(shí)驗(yàn)波形及結(jié)語(yǔ)     依據(jù)上述分析和參數(shù)設(shè)計(jì)，以圖1為主電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。具體線路參數(shù)為：開關(guān)頻率f=12.5kHz，主功率管選用1MBH60D-100型號(hào)的IGBT，調(diào)制比=0.8，緩沖電容C1=C2=C3=C4=18n

15、F，Cr1=Cr2=16.7F，Lr1=Lr2=80H，Lf=1.0mH，Cf=18F，RL=10。圖5圖8為實(shí)驗(yàn)所得波形。 圖5    S1（S2）的驅(qū)動(dòng)波形和管壓降波形 圖6    S3（S4）的驅(qū)動(dòng)波形和管壓降波形 圖7    單極倍頻硬開關(guān)DC/AC逆變器的輸出電壓波形 圖8    單極倍頻軟開關(guān)DC/AC逆變器的輸出電壓波形     圖5及圖6給出了主電路中開關(guān)管的管壓降和驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形（圖中：1驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形，2開關(guān)管管壓降波形），圖7給出了硬開關(guān)DC/AC變換器的輸出電壓波形，圖8給出了軟開關(guān)DC/AC變換器的輸出電壓波形。     由圖5及圖6可知在開