OFDM系統(tǒng)仿真

1、綜合性設(shè)計(jì)性實(shí)驗(yàn)報(bào)告專 業(yè)： 通信工程專業(yè)12級(jí) 學(xué) 號(hào)： 姓 名： 實(shí)驗(yàn)所屬課程： 寬帶無(wú)線接入技術(shù) 實(shí)驗(yàn)室(中心)： 軟件與通信實(shí)驗(yàn)中心 指 導(dǎo) 教 師 ： 2015年4月教師評(píng)閱意見(jiàn)：簽名： 年 月 日實(shí)驗(yàn)成績(jī)：一、題目OFDM系統(tǒng)的Matlab仿真二、仿真要求要求一：OFDM系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸傳輸?shù)臄?shù)據(jù)隨機(jī)產(chǎn)生；調(diào)制方式采用16QAM；必須加信道的衰落必須加高斯白噪聲接收端要對(duì)信道進(jìn)行均衡。要求二：要求對(duì)BER的性能仿真設(shè)計(jì)仿真方案，得到在數(shù)據(jù)傳輸過(guò)程中不同信噪比的BER性能結(jié)論，要求得到的BER曲線較為平滑。3、 仿真方案詳細(xì)設(shè)計(jì)（一）OFDM系統(tǒng)的基本介紹正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)與

2、已經(jīng)普遍熟知應(yīng)用的頻分復(fù)用（FDM：Frequency Division Multiplexing）技術(shù)十分相似，與FDM基本原理相同，OFDM把高速的數(shù)據(jù)流通過(guò)串并變換，分配到速率相對(duì)較低的若干個(gè)頻率子信道中進(jìn)行傳輸，不同的是，OFDM技術(shù)利用了更好的控制方法，使頻譜利用率有所提高。OFDM與FDM的主要差別為以下幾方面：第一：在常規(guī)的廣播系統(tǒng)中，每一個(gè)無(wú)線站在不同的頻率上發(fā)送信號(hào)，有效的運(yùn)用FDM來(lái)保證每個(gè)站點(diǎn)的分隔，廣播系統(tǒng)中的每一個(gè)站點(diǎn)沒(méi)有任何的同位或同步；但使用OFDM傳播技術(shù)，譬如DAB，從多個(gè)無(wú)線站來(lái)的信息信號(hào)被組合成一個(gè)單獨(dú)的復(fù)用數(shù)據(jù)流，這些數(shù)據(jù)是由多個(gè)子載波密集打包組成，然后

3、將在OFDM體系中傳輸，在OFDM信號(hào)內(nèi)的所有子載波都是在時(shí)間和頻率上同步的，使子載波之間的干擾被嚴(yán)格控制。這些復(fù)用的子載波在頻域中交錯(cuò)重疊，但因?yàn)檎{(diào)制的正交性且采用循環(huán)前綴作為保護(hù)間隔，所以不會(huì)發(fā)生載波間干擾ICI（Inter-Carrier Interference）。第二：對(duì)傳統(tǒng)的頻分復(fù)用（FDM）系統(tǒng)而言，傳播的信號(hào)需要在兩個(gè)信道之間存在較大的頻率間隔即保護(hù)帶寬來(lái)防止干擾，這降低了全部的頻譜利用率；然而應(yīng)用OFDM的子載波正交復(fù)用技術(shù)大大減少了保護(hù)帶寬，提高了頻譜利用率。如圖 31。在早期時(shí)候，正交頻分復(fù)用（OFDM）系統(tǒng)中，各子載波采用正交濾波器將信道分成多個(gè)子信道，但要用很多的濾波

4、器，尤其是當(dāng)路數(shù)增多的時(shí)候。1971年，Weinstein及Ebert等將DFT應(yīng)用在多載波傳輸系統(tǒng)中，從而很方便地實(shí)現(xiàn)了多路信號(hào)的復(fù)合和分解。OFDM系統(tǒng)的一個(gè)重要優(yōu)點(diǎn)就是可以利用快速傅立葉變換實(shí)現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)，從而大大簡(jiǎn)化系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。圖 31 FDM與OFDM帶寬利用率的比較正交頻分復(fù)用（OFDM）系統(tǒng)是一種特殊的多載波傳輸方案，它可以被看作是一種調(diào)制技術(shù)，也可以被當(dāng)作一種復(fù)用技術(shù)。多載波傳輸把數(shù)據(jù)流分解成若干個(gè)子比特流，這樣每個(gè)子數(shù)據(jù)流將具有低得多的比特速率，用這樣的低比特率形成的低速率多狀態(tài)符號(hào)再去調(diào)制相應(yīng)的子載波，就構(gòu)成多個(gè)低速率符號(hào)并行發(fā)送的傳輸系統(tǒng)。正交頻分復(fù)用是對(duì)多載波調(diào)制

5、（MCM：Multi-Carrier Modulation）的一種改進(jìn)。它的特點(diǎn)是各子載波相互正交，所以擴(kuò)頻調(diào)制后的頻譜可以相互重疊，不但減小了子載波間的相互干擾，還大大提高了頻譜利用率。選擇OFDM的一個(gè)主要原因在于該系統(tǒng)能夠很好地對(duì)抗頻率選擇性衰落和窄帶干擾。在單載波系統(tǒng)中，一次衰落或者干擾就可以導(dǎo)致整個(gè)鏈路失效，但是在多載波系統(tǒng)中，某一時(shí)刻只會(huì)有少部分的子信道會(huì)受到深衰落的影響。（二）OFDM系統(tǒng)的基本原理及其技術(shù)（1）OFDM系統(tǒng)基本原理一個(gè)完整的OFDM系統(tǒng)原理如圖1所示。OFDM的基本思想是將串行數(shù)據(jù)，并行地調(diào)制在多個(gè)正交的子載波上，這樣可以降低每個(gè)子載波的碼元速率，增大碼元的符號(hào)

6、周期，提高系統(tǒng)的抗衰落和干擾能力，同時(shí)由于每個(gè)子載波的正交性，大大提高了頻譜的利用率，所以非常適合移動(dòng)場(chǎng)合中的高速傳輸。圖3-2 OFDM系統(tǒng)原理框圖在發(fā)送端，輸入的高比特流通過(guò)調(diào)制映射產(chǎn)生調(diào)制信號(hào)，經(jīng)過(guò)串并轉(zhuǎn)換變成N條并行的低速子數(shù)據(jù)流，每N個(gè)并行數(shù)據(jù)構(gòu)成一個(gè)OFDM符號(hào)。插入導(dǎo)頻信號(hào)后經(jīng)快速傅里葉反變換(IFFT)對(duì)每個(gè)OFDM符號(hào)的N個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制，變成時(shí)域信號(hào)為：式中：m為頻域上的離散點(diǎn)；n為時(shí)域上的離散點(diǎn)；N為載波數(shù)目。為了在接收端有效抑制碼間干擾(InterSymbol Interference，ISI)，通常要在每一時(shí)域OFDM符號(hào)前加上保護(hù)間隔(Guard Interval，G

7、I)。加保護(hù)間隔后的信號(hào)可表示為式(2)，最后信號(hào)經(jīng)并串變換及DA轉(zhuǎn)換，由發(fā)送天線發(fā)送出去。接收端將接收的信號(hào)進(jìn)行處理，完成定時(shí)同步和載波同步。經(jīng)AD轉(zhuǎn)換，串并轉(zhuǎn)換后的信號(hào)可表示為：然后，在除去CP后進(jìn)行FFT解調(diào)，同時(shí)進(jìn)行信道估計(jì)(依據(jù)插入的導(dǎo)頻信號(hào))，接著將信道估計(jì)值和FFT解調(diào)值一同送入檢測(cè)器進(jìn)行相干檢測(cè)，檢測(cè)出每個(gè)子載波上的信息符號(hào)，最后通過(guò)反映射及信道譯碼恢復(fù)出原始比特流。除去循環(huán)前綴(CP)經(jīng)FFT變換后的信號(hào)可表示為：式中：H(m)為信道h(n)的傅里葉轉(zhuǎn)換；Z(m)為符號(hào)間干擾和載波間干擾z(n)的傅里葉變換；W(m)是加性高斯白噪聲w(n)的傅里葉變換。（2） OFDM系統(tǒng)仿

8、真設(shè)計(jì)涉及的技術(shù)及其實(shí)現(xiàn)方法 1.保護(hù)間隔(GI)無(wú)線多徑信道會(huì)使通過(guò)它的信號(hào)出現(xiàn)多徑時(shí)延，這種多徑時(shí)延如果擴(kuò)展到下一個(gè)符號(hào)，就會(huì)造成符號(hào)問(wèn)串?dāng)_，嚴(yán)重影響數(shù)字信號(hào)的傳輸質(zhì)量。采用OFDM技術(shù)的最主要原因之一是它可以有效地對(duì)抗多徑時(shí)延擴(kuò)展。通過(guò)把輸入的數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)串并變換分配到N個(gè)并行的子信道上，使得每個(gè)用于去調(diào)制子載波的數(shù)據(jù)符號(hào)周期可以擴(kuò)大為原始數(shù)據(jù)符號(hào)周期的N倍，因此時(shí)延擴(kuò)展與符號(hào)周期的比值也同樣可降低為1N。在OFDM系統(tǒng)中，為了最大限度地消除符號(hào)間干擾，可以在每個(gè)OFDM符號(hào)之間插入保護(hù)間隔，而且該保護(hù)間隔的長(zhǎng)度Tg一般要大于無(wú)線信道的最大時(shí)延擴(kuò)展，這樣一個(gè)符號(hào)的多徑分量就不會(huì)對(duì)下一個(gè)符號(hào)

9、造成干擾。當(dāng)多徑時(shí)延小于保護(hù)間隔時(shí)，可以保證在FFT的運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)度內(nèi)，不會(huì)發(fā)生信號(hào)相位的跳變。因此，OFDM接收機(jī)所看到的僅僅是存在某些相位偏移的、多個(gè)單純連續(xù)正弦波形的疊加信號(hào)，而且這種疊加也不會(huì)破壞子載波之間的正交性。然而，如果多徑時(shí)延超過(guò)了保護(hù)間隔，則在FFT運(yùn)算時(shí)間長(zhǎng)度內(nèi)可能會(huì)出現(xiàn)信號(hào)相位的跳變，因此在第一路徑信號(hào)與第二路徑信號(hào)的疊加信號(hào)內(nèi)就不再只包括單純連續(xù)正弦波形信號(hào)，從而導(dǎo)致子載波之間的正交性有可能遭到破壞，就會(huì)產(chǎn)生信道間干擾(ICI)，使得各載波之間產(chǎn)生干擾。2.循環(huán)前綴(CP)為了消除由于多徑傳播造成的信道間干擾ICI，一種有效方法是將原來(lái)寬度為T的OFDM符號(hào)進(jìn)行周期擴(kuò)展，

10、用擴(kuò)展信號(hào)來(lái)填充保護(hù)間隔。將保護(hù)間隔內(nèi)(持續(xù)時(shí)間用Tg表示)的信號(hào)稱為循環(huán)前綴(CyclicPrefix，CP)。在實(shí)際系統(tǒng)中，當(dāng)OFDM符號(hào)送入信道之前，首先要加入循環(huán)前綴，然后進(jìn)入信道進(jìn)行傳送。在接收端，首先將接收符號(hào)開(kāi)始的寬度為Tg的部分丟棄，然后將剩余的寬度為T的部分進(jìn)行傅里葉變換，再進(jìn)行解調(diào)。在OFDM符號(hào)內(nèi)加入循環(huán)前綴可以保證在一個(gè)FFT周期內(nèi)，OFDM符號(hào)的時(shí)延副本內(nèi)所包含的波形周期個(gè)數(shù)也是整數(shù)，這樣，時(shí)延小于保護(hù)間隔Tg的時(shí)延信號(hào)就不會(huì)在解調(diào)過(guò)程中產(chǎn)生信道間干擾ICI。3.OFDM基本參數(shù)的選擇種OFDM參數(shù)的選擇就是需要在多項(xiàng)要求沖突中進(jìn)行折衷考慮。通常來(lái)講(如前所述)，首先

11、要確定三個(gè)參數(shù)：帶寬、比特率以及保護(hù)間隔。按照慣例，保護(hù)間隔的時(shí)間長(zhǎng)度應(yīng)該為應(yīng)用移動(dòng)環(huán)境信道下時(shí)延均方根值的24倍。一旦確定了保護(hù)間隔，則OFDM符號(hào)周期長(zhǎng)度就可以確定。為了最大限度地減少由于插入保護(hù)間隔所帶來(lái)的信噪比損失，希望OFDM符號(hào)周期長(zhǎng)度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于保護(hù)間隔長(zhǎng)度。但是符號(hào)周期長(zhǎng)度又不可能任意大，否則OFDM系統(tǒng)中包括更多的子載波數(shù)，從而導(dǎo)致子載波間隔相應(yīng)減少，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度增加，而且還加大了系統(tǒng)的峰值平均功率比，同時(shí)使系統(tǒng)對(duì)頻率偏差更加敏感。因此在實(shí)際應(yīng)用中，一般選擇符號(hào)周期是保護(hù)間隔長(zhǎng)度的5倍，這樣由于插入保護(hù)比特所造成的信噪比損耗只有1 dB左右。在確定了符號(hào)周期和保護(hù)間隔之后，

12、子載波的數(shù)量可以直接利用-3 dB帶寬除以子載波間隔(即去掉保護(hù)間隔后的符號(hào)周期的倒數(shù))得到或者可以利用所要求的比特速率除以每個(gè)子信道的比特速率來(lái)確定子載波的數(shù)量。每個(gè)信道中所傳輸?shù)谋忍厮俾士梢杂烧{(diào)制類型、編碼速率和符號(hào)速率來(lái)確定。4有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間T對(duì)子載波之間間隔和譯碼的等待周期都有影響，為了保持?jǐn)?shù)據(jù)的吞吐量，子載波數(shù)目和FFT的長(zhǎng)度要有相對(duì)較大的數(shù)量，這樣就導(dǎo)致了有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間的增大。在實(shí)際應(yīng)用中，載波的偏移和相位的穩(wěn)定性會(huì)影響兩個(gè)載波之間間隔的大小，如果為移動(dòng)著的接收機(jī)，則載波間隔必須足夠大，這樣才能忽略多普勒頻移。總之，選擇有用符號(hào)的持續(xù)時(shí)間，必須以保證信道的穩(wěn)定為

13、前提。5子載波數(shù)子載波數(shù)目越多，有用信號(hào)越平坦，帶外衰減也快，越接近矩形，越符合通信要求，但子載波數(shù)目不能過(guò)多，越接近矩形的結(jié)果對(duì)接收端的濾波器要求越高(只有理想濾波器才能過(guò)濾，否則就造成交調(diào)干擾)。因此在子載波數(shù)目的 選擇上要綜合考慮傳遞信息的有效性和可行性。子載波數(shù)可以由信道帶寬、數(shù)據(jù)吞吐量和有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間T所決定：N=1/T，子載波數(shù)可以被設(shè)置為有用符號(hào)持續(xù)時(shí)間的倒數(shù)，其數(shù)值與FFT處理過(guò)的數(shù)據(jù)點(diǎn)相對(duì)應(yīng)。6調(diào)制模式可以通過(guò)改變發(fā)射的射頻信號(hào)幅度、相位和頻率來(lái)調(diào)制信號(hào)。對(duì)于OFDM系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，只能采用前兩種調(diào)制方法，而不能采用頻率調(diào)制的方法，這是因?yàn)樽虞d波是頻率正交，而且攜帶獨(dú)立的信息，調(diào)

14、制子載波頻率會(huì)破壞這些子載波的正交特性，這是頻率調(diào)制不能在OFDM系統(tǒng)中采用的原因。短波通信中可以采用MPSK，MQAM的調(diào)制方式。正交幅度調(diào)制要改變載波的幅度和相位，他是ASK和PAK的結(jié)合。矩形QAM信號(hào)星座具有容易產(chǎn)生的獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)。此外，它們也相對(duì)容易解調(diào)。矩形QAM包括4QAM，16QAM以及64QAM等，因此每個(gè)星座點(diǎn)分別所對(duì)應(yīng)的比特?cái)?shù)量為2，4，6。采用這種調(diào)制方法的步長(zhǎng)必須為2，而利用MPSK調(diào)制可傳輸任意比特?cái)?shù)量如1，2，3，分別對(duì)應(yīng)2PSK，4PSK以及8PSK，并且MPSK調(diào)制的另一個(gè)好處就是該調(diào)制方案是等能量調(diào)制，不會(huì)由于星座點(diǎn)的能量不等而為OFDM系統(tǒng)帶來(lái)PAPR較大的問(wèn)

15、題。7、 信道均衡在一般的衰落環(huán)境下，OFDM系統(tǒng)中均衡不是有效改善系統(tǒng)性能的方法。因?yàn)榫獾膶?shí)質(zhì)是補(bǔ)償多徑信道引起的碼間干擾，而OFDM技術(shù)本身已經(jīng)利用了多徑信道的分集特性，因此在一般情況下，OFDM系統(tǒng)就不必再做均衡了。在高度散射的信道中，信道記憶長(zhǎng)度很長(zhǎng)，循環(huán)前綴CP（Cyclic Prefix）的長(zhǎng)度必須很長(zhǎng)，才能夠使ISI盡量不出現(xiàn)。但是，CP長(zhǎng)度過(guò)長(zhǎng)必然導(dǎo)致能量大量損失，尤其對(duì)子載波個(gè)數(shù)不是很大的系統(tǒng)。這時(shí)，可以考慮加均衡器以使CP的長(zhǎng)度適當(dāng)減小，即通過(guò)增加系統(tǒng)的復(fù)雜性換取系統(tǒng)頻帶利用率的提高。（3）OFDM系統(tǒng)Matlab仿真實(shí)現(xiàn)詳細(xì)設(shè)計(jì)1、系統(tǒng)參數(shù)確定需要確定的參數(shù)為：子信道，

16、子載波數(shù)，F(xiàn)FT長(zhǎng)度，每次使用的OFDM符號(hào)數(shù)，調(diào)制度水平，符號(hào)速率，比特率，保護(hù)間隔長(zhǎng)度，信噪比，插入導(dǎo)頻數(shù)，基本的仿真可以不插入導(dǎo)頻，可以為0。2、產(chǎn)生數(shù)據(jù)使用個(gè)隨機(jī)數(shù)產(chǎn)生器產(chǎn)生二進(jìn)制數(shù)據(jù)，每次產(chǎn)生的數(shù)據(jù)個(gè)數(shù)為carrier_count * symbols_per_carrier * bits_per_symbol。3、編碼交織交織編碼可以有效地抗突發(fā)干擾。4、子載波調(diào)制OFDM采用BPSK、QPSK、16QAM、64QAM4種調(diào)制方式。按照星座圖，將每個(gè)子信道上的數(shù)據(jù)，映射到星座圖點(diǎn)的復(fù)數(shù)表示，轉(zhuǎn)換為同相分量Ich和正交分量Qch。其實(shí)這是一種查表的方法，以16QAM星座為例，bits_

17、per_symbol=4，則每個(gè)OFDM符號(hào)的每個(gè)子信道上有4個(gè)二進(jìn)制數(shù)d1,d2,d3,d4,共有16種取值，對(duì)應(yīng)星座圖上16個(gè)點(diǎn)，每個(gè)點(diǎn)的實(shí)部記為Qch。為了所有的映射點(diǎn)有相同高的平均功率，輸出要進(jìn)行歸一化，所以對(duì)應(yīng)BPSK,PQSK,16QAM,64QAM，分別乘以歸一化系數(shù)系數(shù)1，, , .輸出的復(fù)數(shù)序列即為映射后的調(diào)制結(jié)果。5、串并轉(zhuǎn)換。將一路高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成多路低速數(shù)據(jù)6、 IFFT。對(duì)上一步得到的相同分量和正交分量按照（Ich+Qch*i）進(jìn)行IFFT運(yùn)算。并將得到的復(fù)數(shù)的實(shí)部作為新的Ich，虛部作為新的Qch。在實(shí)際運(yùn)用中， 信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)都是采用數(shù)字信號(hào)處理的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)的，

18、此時(shí)要對(duì)信號(hào)進(jìn)行抽樣， 形成離散時(shí)間信號(hào)。 由于OFDM信號(hào)的帶寬為B=N·f， 信號(hào)必須以t=1/B=1/(N·f)的時(shí)間間隔進(jìn)行采樣。 采樣后的信號(hào)用sn,i表示， i = 0, 1, , N-1，則有 從該式可以看出，它是一個(gè)嚴(yán)格的離散反傅立葉變換（IDFT）的表達(dá)式。IDFT可以采用快速反傅立葉變換(IFFT)來(lái)實(shí)現(xiàn) 7、加入保護(hù)間隔。由IFFT運(yùn)算后的每個(gè)符號(hào)的同相分量和正交分量分別轉(zhuǎn)換為串行數(shù)據(jù)，并將符號(hào)尾部G長(zhǎng)度的數(shù)據(jù)加到頭部，構(gòu)成循環(huán)前綴。如果加入空的間隔，在多徑傳播的影響下，會(huì)造成載波間干擾ICI。保護(hù)見(jiàn)個(gè)的長(zhǎng)度G應(yīng)該大于多徑時(shí)的擴(kuò)張的最大值。 圖 3-3

19、 多徑情況下，空閑保護(hù)間隔在子載波間造成的干擾圖3-4 保護(hù)間隔的插入過(guò)程8、加窗加窗是為了降低系統(tǒng)的PAPR，滾降系數(shù)為1/32。通過(guò)這種方法，可以顯著地改善OFDM通信系統(tǒng)高的PAPR分布，大大降低了峰值信號(hào)出現(xiàn)的概率以及對(duì)功率放大器的要求，節(jié)約成本。經(jīng)常被采用的窗函數(shù)是升余弦窗 圖3-5 經(jīng)過(guò)加窗處理后的OFDM符號(hào)示意圖9、通過(guò)信道。信道分為多徑實(shí)驗(yàn)信道和高斯白噪聲信道。多徑時(shí)延信道直射波河延遲波對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間按照固定比率遞減，因此多徑時(shí)延信道參數(shù)為比率和對(duì)大延遲時(shí)間。10、同步。同步是決定OFDM系統(tǒng)高性能十分重要的方面，實(shí)際OFDM系統(tǒng)都有同步過(guò)稱。主要同步方法有使用導(dǎo)頻，循環(huán)前綴，

20、忙算法三種。研究目的為同步的可以詳細(xì)實(shí)現(xiàn)本步，基本的方針可以略過(guò)此步，假設(shè)接收端已經(jīng)于發(fā)射端同步。11、去掉保護(hù)間隔。根據(jù)同步得到的數(shù)據(jù)，分別見(jiàn)給每個(gè)符號(hào)的同相分量和正交分量開(kāi)頭的保護(hù)間隔去掉。12、并串轉(zhuǎn)換。將每個(gè)符號(hào)分布在子信道上的數(shù)據(jù)，還原為一路串行數(shù)據(jù)。13、 FFT。對(duì)每個(gè)符號(hào)的同相分量和正交分量按照（Ich+Qch*i）進(jìn)行FFT運(yùn)算。并將得到的實(shí)部作為新的Ich，虛部作為新的Qch。與發(fā)端相類似，上述相關(guān)運(yùn)算可以通過(guò)離散傅立葉變換（DFT）或快速傅立葉變換(FFT)來(lái)實(shí)現(xiàn)， 即： 14、子載波解調(diào)FFT后的同相粉臉感和正交分量?jī)山M數(shù)據(jù)在星座圖上對(duì)飲高的點(diǎn)，由于噪聲和信道的影響，不

21、再是嚴(yán)格的發(fā)送端的星座圖。將得到的星座圖上的點(diǎn)按照最近原則判決為原星座圖上的點(diǎn)，并按映射規(guī)則還原為一組數(shù)據(jù)。15、解碼解交織。按照編碼交織對(duì)應(yīng)解碼，解交織的方法，還原為原始數(shù)據(jù)，并進(jìn)行糾錯(cuò)處理。16、計(jì)算誤碼率。比較第2步產(chǎn)生的數(shù)據(jù)和接收到的數(shù)據(jù)，計(jì)算誤碼率BER17、統(tǒng)計(jì)誤碼率使用for循環(huán)，將SNR從0dB到30dB逐五變化，運(yùn)行主函數(shù)，統(tǒng)計(jì)誤碼率，畫出誤碼率曲線。四、仿真結(jié)果及結(jié)論（一）OFDM系統(tǒng)仿真結(jié)果1、系統(tǒng)參數(shù)確定系統(tǒng)子載波數(shù)選為200，每個(gè)子載波所含的符號(hào)數(shù)選為12，系統(tǒng)采用16QAM的調(diào)制方案，因此，每個(gè)符號(hào)所含的比特?cái)?shù)為4。采用512點(diǎn)的FFT和IFFT變換進(jìn)行信號(hào)的處理。

22、保護(hù)間隔選為信號(hào)數(shù)據(jù)的1/4，其長(zhǎng)度為128個(gè)比特位。循環(huán)后綴的長(zhǎng)度為20個(gè)比特位。至此，系統(tǒng)參數(shù)確定完畢。2、 信號(hào)源的產(chǎn)生仿真方案通過(guò)調(diào)用Matlab系統(tǒng)函數(shù)產(chǎn)生符合系統(tǒng)仿真條件的信號(hào)源，其結(jié)果如下所示：圖4-1信源部分?jǐn)?shù)據(jù)圖4-2信源數(shù)據(jù)波形圖3、16QAM調(diào)制后的信號(hào)星座圖圖4-3 16QAM調(diào)制后信號(hào)星座圖4、 給信號(hào)疊加循環(huán)前后綴圖4-4 循環(huán)前后綴疊加前后信號(hào)波形圖對(duì)比5、將信號(hào)進(jìn)行加窗操作圖4-5 信號(hào)加窗前后頻譜圖對(duì)比6、 信號(hào)經(jīng)過(guò)信道進(jìn)行傳輸，為了更加真實(shí)地模擬隨機(jī)信道的特性，在本次仿真中加入了一定功率的高斯白噪聲。圖4-6 接收信號(hào)的星座圖（a）信噪比為30db時(shí)的信號(hào)星

23、座圖 （b）信噪比為15db時(shí)的信號(hào)星座圖圖4-7 不同信噪比條件下接收信號(hào)的星座圖對(duì)比7、 接收端進(jìn)行FFT變換并將信號(hào)進(jìn)行并-串轉(zhuǎn)換后，對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，解調(diào)結(jié)果如下所示：圖4-8 接收端解調(diào)信號(hào)及其信源信號(hào)波形對(duì)比（SNR=30db）圖4-9 接收端解調(diào)信號(hào)及其信源信號(hào)波形對(duì)比（SNR=10db）8、不同信噪比條件下的信號(hào)誤碼率計(jì)算及其對(duì)比圖4-10 不同信噪比條件下的系統(tǒng)誤碼率分析（2） 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析 1、信號(hào)的串并轉(zhuǎn)換數(shù)據(jù)傳輸?shù)牡湫托问绞谴袛?shù)據(jù)流，符號(hào)被連續(xù)傳輸，每一個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的頻譜可占據(jù)整個(gè)可利用的帶寬；但在并行數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，許多符號(hào)被同時(shí)傳輸，減少了那些在串行系統(tǒng)中出現(xiàn)的問(wèn)題。

24、在OFDM系統(tǒng)中，每個(gè)傳輸符號(hào)速率的大小大約在幾十bps到幾十kbps之間，所以必須進(jìn)行串并變換，將輸入串行比特流轉(zhuǎn)換成為可以傳輸?shù)腛FDM符號(hào)。由于調(diào)制模式可以自適應(yīng)調(diào)節(jié)，所以每個(gè)子載波的調(diào)制模式是可以變化的，因而每個(gè)子載波可傳輸?shù)谋忍財(cái)?shù)也是可以變化的，所以串并變換需要分配給每個(gè)子載波數(shù)據(jù)段的長(zhǎng)度是不一樣的。在接收端執(zhí)行相反的過(guò)程，從各個(gè)子載波處來(lái)的數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換回原始的串行數(shù)據(jù)。當(dāng)一個(gè)OFDM下回在多徑無(wú)線信道中傳輸時(shí)，頻率選擇性衰落會(huì)導(dǎo)致某幾組子載波受到相當(dāng)大的衰減，從而引起比特錯(cuò)誤。這些在信道頻率響應(yīng)上的零點(diǎn)會(huì)造成在鄰近的子載波上發(fā)射的信息受到破壞，導(dǎo)致在每個(gè)符號(hào)中出現(xiàn)一連串的比特錯(cuò)誤。與

25、一大串錯(cuò)誤連續(xù)出現(xiàn)的情況相比較，大多數(shù)前向糾錯(cuò)編碼（FEC：Forward Error Correction）在錯(cuò)誤分布均勻的情況下會(huì)工作得更有效。所以，為了提高系統(tǒng)的性能，大多數(shù)系統(tǒng)采用數(shù)據(jù)加擾作為串并轉(zhuǎn)換工作的一部分。這可以通過(guò)把每個(gè)連續(xù)的數(shù)據(jù)比特隨機(jī)地分配到各個(gè)子載波上來(lái)實(shí)現(xiàn)。在接收機(jī)端，進(jìn)行一個(gè)對(duì)應(yīng)的逆過(guò)程來(lái)解出信號(hào)。這樣，不僅可以還原出數(shù)據(jù)比特原來(lái)的順序，同時(shí)還可以分散由于信道衰落引起的連串的比特錯(cuò)誤使其在時(shí)間上近似均勻分布。這種將比特錯(cuò)誤位置的隨機(jī)化可以提高前向糾錯(cuò)編碼FEC的性能，并且系統(tǒng)的總的性能也得到改進(jìn)。2、系統(tǒng)的調(diào)制技術(shù)經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制的系統(tǒng)在有加性高斯白噪聲干擾下的理論

26、誤碼率公式為。圖中用*號(hào)表示的紅線代表實(shí)際仿真出來(lái)的誤碼率，由于仿真的點(diǎn)數(shù)只有數(shù)量級(jí)，所以誤碼率只能仿真到數(shù)量級(jí)。由圖中看出，兩條曲線基本吻合，說(shuō)明經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制的OFDM系統(tǒng)在誤碼性能上與原始的QPSK調(diào)制的系統(tǒng)的誤碼性能是一致的，即IFFT與FFT變換不改變系統(tǒng)的誤碼性能。3、系統(tǒng)性能分析系統(tǒng)經(jīng)過(guò)OFDM調(diào)制后在多徑干擾下的誤碼性能，上方的線表示系統(tǒng)不經(jīng)過(guò)OFDM調(diào)制情況下在多徑干擾下的誤碼性能，由圖中可以看出，OFDM調(diào)制可以降低多徑干擾帶來(lái)的影響，使誤碼性能得到改善。在多徑干擾下的系統(tǒng)誤碼特性比加性高斯白噪聲干擾下的誤碼性能要差許多，這主要是因?yàn)槎鄰綍r(shí)延引起的碼間干擾影響了系統(tǒng)的誤碼

27、特性。當(dāng)信噪比比較小的時(shí)候，誤碼特性幾乎相同，只有到10db以后，誤碼率才有所區(qū)別，但區(qū)別程度不大。還可從圖中近一步看出，在多徑時(shí)延未超出保護(hù)間隔的時(shí)候，系統(tǒng)誤碼性能比較接近，雖然誤碼率會(huì)隨著多徑時(shí)延的增大而增大，但增加的幅度很小，而當(dāng)多徑時(shí)延大于保護(hù)間隔時(shí)，系統(tǒng)的誤碼率要比前兩種情況大，而且增加的幅度更大。五、總結(jié)與體會(huì)目前世界范圍內(nèi)存在有多種數(shù)字無(wú)線通信系統(tǒng)，但是其中主要包括GSM系統(tǒng)、IS-136 TDMA系統(tǒng)以及IS-95 CDMA系統(tǒng)。其中GSM系統(tǒng)占據(jù)全球移動(dòng)通信市場(chǎng)份額的58%，可以提供2.4k9.6kb/s以及14.4kb/s的電路交換語(yǔ)音業(yè)務(wù)，還可以通過(guò)GPRS和EDGE分別

28、提供144kb/s和384 kb/s的分組交換數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。IS-136系統(tǒng)占有全球市場(chǎng)9%的份額，它可以提供9.6 IS-136的電路交換語(yǔ)音和傳真業(yè)務(wù)，其最高數(shù)據(jù)傳輸速率可達(dá)40k60 kb/s。IS-95系統(tǒng)占有的市場(chǎng)份額是14%，它能夠提供可變速率接入，其峰值速率分別可以達(dá)到9.6kb/s和14.4kb/s，還可以通過(guò)使用蜂窩數(shù)字分組數(shù)據(jù)CDPD（Cellular Digital Packet Data）網(wǎng)絡(luò)來(lái)提供19.2kb/s數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。顯然，基于支持話音業(yè)務(wù)的電路交換模式的第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)不能滿足多媒體業(yè)務(wù)的需要。優(yōu)勢(shì)：OFDM存在很多技術(shù)優(yōu)點(diǎn)見(jiàn)如下，在3G、4G中被運(yùn)用，作為通信方

29、面其有很多優(yōu)勢(shì)： (1) OFDM技術(shù)在窄帶帶寬下也能夠發(fā)出大量的數(shù)據(jù),能同時(shí)分開(kāi)至少1000個(gè)數(shù)字信號(hào)，而且在干擾的信號(hào)周圍可以安全運(yùn)行的能力將直接威脅到目前市場(chǎng)上已經(jīng)開(kāi)始流行的CDMA技術(shù)的進(jìn)一步發(fā)展壯大的態(tài)勢(shì)，正是由于具有了這種特殊的信號(hào)“穿透能力”使得OFDM技術(shù)深受歐洲通信營(yíng)運(yùn)商以及手機(jī)生產(chǎn)商的喜愛(ài)和歡迎，例如加利福尼亞Cisco系統(tǒng)公司、紐約工學(xué)院以及朗訊工學(xué)院等開(kāi)始使用，在加拿大WiLAN工學(xué)院也開(kāi)始使用這項(xiàng)技術(shù)。 (2) OFDM技術(shù)能夠持續(xù)不斷地監(jiān)控傳輸介質(zhì)上通信特性的突然變化，由于通信路徑傳送數(shù)據(jù)的能力會(huì)隨時(shí)間發(fā)生變化，所以O(shè)FDM能動(dòng)態(tài)地與之相適應(yīng)，并且接通和切斷相應(yīng)的載

30、波以保證持續(xù)地進(jìn)行成功的通信.該技術(shù)可以自動(dòng)地檢測(cè)到傳輸介質(zhì)下哪一個(gè)特定的載波存在高的信號(hào)衰減或干擾脈沖，然后采取合適的調(diào)制措施來(lái)使指定頻率下的載波進(jìn)行成功通信。 (3) OFDM技術(shù)特別適合使用在高層建筑物、居民密集和地理上突出的地方以及將信號(hào)散播的地區(qū)。高速的數(shù)據(jù)傳播及數(shù)字語(yǔ)音廣播都希望降低多徑效應(yīng)對(duì)信號(hào)的影響。 (4) OFDM技術(shù)的最大優(yōu)點(diǎn)是對(duì)抗頻率選擇性衰落或窄帶干擾。在單載波系統(tǒng)中，單個(gè)衰落或干擾能夠?qū)е抡麄€(gè)通信鏈路失敗，但是在多載波系統(tǒng)中，僅僅有很小一部分載波會(huì)受到干擾。對(duì)這些子信道還可以采用糾錯(cuò)碼來(lái)進(jìn)行糾錯(cuò)。 (5) OFDM技術(shù)可以有效地對(duì)抗信號(hào)波形間的干擾，適用于多徑環(huán)境和

31、衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳輸。當(dāng)信道中因?yàn)槎鄰絺鬏敹霈F(xiàn)頻率選擇性衰落時(shí)，只有落在頻帶凹陷處的子載波以及其攜帶的信息受影響，其他的子載波未受損害，因此系統(tǒng)總的誤碼率性能要好得多。 (6) OFDM技術(shù)通過(guò)各個(gè)子載波的聯(lián)合編碼，具有很強(qiáng)的抗衰落能力。OFDM技術(shù)本身已經(jīng)利用了信道的頻率分集，如果衰落不是特別嚴(yán)重，就沒(méi)有必要再加時(shí)域均衡器。通過(guò)將各個(gè)信道聯(lián)合編碼，則可以使系統(tǒng)性能得到提高。 (7) OFDM技術(shù)可使信道利用率很高，這一點(diǎn)在頻譜資源有限的無(wú)線環(huán)境中尤為重要；當(dāng)子載波個(gè)數(shù)很大時(shí)，系統(tǒng)的頻譜利用率趨于2Baud/Hz。 存在不足：雖然OFDM有上述優(yōu)點(diǎn)，但是同樣其信號(hào)調(diào)制機(jī)制也使得OFDM信

32、號(hào)在傳輸過(guò)程中存在著一些劣勢(shì)：(1)對(duì)相位噪聲和載波頻偏十分敏感這是OFDM技術(shù)一個(gè)非常致命的缺點(diǎn)，整個(gè)OFDM系統(tǒng)對(duì)各個(gè)子載波之間的正交性要求格外嚴(yán)格，任何一點(diǎn)小的載波頻偏都會(huì)破壞子載波之間的正交性，引起ICI，同樣，相位噪聲也會(huì)導(dǎo)致碼元星座點(diǎn)的旋轉(zhuǎn)、擴(kuò)散，從而形成ICI。而單載波系統(tǒng)就沒(méi)有這個(gè)問(wèn)題，相位噪聲和載波頻偏僅僅是降低了接收到的信噪比SNR，而不會(huì)引起互相之間的干擾。(2)峰均比過(guò)大OFDM信號(hào)由多個(gè)子載波信號(hào)組成，這些子載波信號(hào)由不同的調(diào)制符號(hào)獨(dú)立調(diào)制。同傳統(tǒng)的恒包絡(luò)的調(diào)制方法相比，OFDM調(diào)制存在一個(gè)很高的峰值因子。因?yàn)镺FDM信號(hào)是很多個(gè)小信號(hào)的總和，這些小信號(hào)的相位是由要傳

33、輸?shù)臄?shù)據(jù)序列決定的。對(duì)某些數(shù)據(jù)，這些小信號(hào)可能同相，而在幅度上疊加在一起從而產(chǎn)生很大的瞬時(shí)峰值幅度。而峰均比過(guò)大，將會(huì)增加A/D和D/A的復(fù)雜性，而且會(huì)降低射頻功率放大器的效率。同時(shí)，在發(fā)射端，放大器的最大輸出功率就限制了信號(hào)的峰值，這會(huì)在OFDM頻段內(nèi)和相鄰頻段之間產(chǎn)生干擾。(3)所需線性范圍寬由于OFDM系統(tǒng)峰值平均功率比(PAPR)大，對(duì)非線性放大更為敏感，故OFDM調(diào)制系統(tǒng)比單載波系統(tǒng)對(duì)放大器的線性范圍要求更高。六、主要仿真代碼clear all;close all;carrier_count=200;%子載波數(shù)symbols_per_carrier=12;%每子載波含符號(hào)數(shù)bits_

34、per_symbol=4;%每符號(hào)含比特?cái)?shù),16QAM調(diào)制IFFT_bin_length=512;%FFT點(diǎn)數(shù)PrefixRatio=1/4;%保護(hù)間隔與OFDM數(shù)據(jù)的比例 1/61/4GI=PrefixRatio*IFFT_bin_length ;%每一個(gè)OFDM符號(hào)添加的循環(huán)前綴長(zhǎng)度為1/4*IFFT_bin_length 即保護(hù)間隔長(zhǎng)度為128beta=1/32;%窗函數(shù)滾降系數(shù)GIP=beta*(IFFT_bin_length+GI);%循環(huán)后綴的長(zhǎng)度20SNR=10; %信噪比dB%=%=信號(hào)產(chǎn)生=baseband_out_length = carrier_count * symbo

35、ls_per_carrier * bits_per_symbol;%所輸入的比特?cái)?shù)目carriers = (1:carrier_count) + (floor(IFFT_bin_length/4) - floor(carrier_count/2);%共軛對(duì)稱子載波映射 復(fù)數(shù)數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)的IFFT點(diǎn)坐標(biāo)conjugate_carriers = IFFT_bin_length - carriers + 2;%共軛對(duì)稱子載波映射 共軛復(fù)數(shù)對(duì)應(yīng)的IFFT點(diǎn)坐標(biāo)baseband_out=round(rand(1,baseband_out_length)%輸出待調(diào)制的二進(jìn)制比特流%=16QAM調(diào)制=compl

36、ex_carrier_matrix=qamn16(baseband_out);%列向量complex_carrier_matrix=reshape(complex_carrier_matrix',carrier_count,symbols_per_carrier)'%symbols_per_carrier*carrier_count 矩陣figure(1);plot(complex_carrier_matrix,'*r');%16QAM調(diào)制后星座圖title('16QAM調(diào)制后星座圖')axis(-4, 4, -4, 4);grid on%=IF

37、FT=IFFT_modulation=zeros(symbols_per_carrier,IFFT_bin_length);%添0組成IFFT_bin_length IFFT 運(yùn)算IFFT_modulation(:,carriers ) = complex_carrier_matrix ;%未添加導(dǎo)頻信號(hào) ，子載波映射在此處IFFT_modulation(:,conjugate_carriers ) = conj(complex_carrier_matrix);%共軛復(fù)數(shù)映射%=signal_after_IFFT=ifft(IFFT_modulation,IFFT_bin_length,2);

38、%OFDM調(diào)制 即IFFT變換time_wave_matrix =signal_after_IFFT;%時(shí)域波形矩陣，行為每載波所含符號(hào)數(shù)，列ITTF點(diǎn)數(shù)，N個(gè)子載波映射在其內(nèi)，每一行即為一個(gè)OFDM符號(hào)%=%=添加循環(huán)前綴與后綴=XX=zeros(symbols_per_carrier,IFFT_bin_length+GI+GIP);for k=1:symbols_per_carrier; for i=1:IFFT_bin_length; XX(k,i+GI)=signal_after_IFFT(k,i); end for i=1:GI; XX(k,i)=signal_after_IFFT(

39、k,i+IFFT_bin_length-GI);%添加循環(huán)前綴 end for j=1:GIP; XX(k,IFFT_bin_length+GI+j)=signal_after_IFFT(k,j);%添加循環(huán)后綴 endend time_wave_matrix_cp=XX;%添加了循環(huán)前綴與后綴的時(shí)域信號(hào)矩陣,此時(shí)一個(gè)OFDM符號(hào)長(zhǎng)度為IFFT_bin_length+GI+GIP=660%=OFDM符號(hào)加窗=windowed_time_wave_matrix_cp=zeros(1,IFFT_bin_length+GI+GIP);for i = 1:symbols_per_carrierwind

40、owed_time_wave_matrix_cp(i,:) = real(time_wave_matrix_cp(i,:).*rcoswindow(beta,IFFT_bin_length+GI)'%加窗 升余弦窗end %=生成發(fā)送信號(hào)，并串變換=windowed_Tx_data=zeros(1,symbols_per_carrier*(IFFT_bin_length+GI)+GIP);windowed_Tx_data(1:IFFT_bin_length+GI+GIP)=windowed_time_wave_matrix_cp(1,:);for i = 1:symbols_per_c

41、arrier-1 ; windowed_Tx_data(IFFT_bin_length+GI)*i+1:(IFFT_bin_length+GI)*(i+1)+GIP)=windowed_time_wave_matrix_cp(i+1,:);%并串轉(zhuǎn)換，循環(huán)后綴與循環(huán)前綴相疊加end%=Tx_data=reshape(windowed_time_wave_matrix_cp',(symbols_per_carrier)*(IFFT_bin_length+GI+GIP),1)'%加窗后 循環(huán)前綴與后綴不疊加 的串行信號(hào)%=temp_time1 = (symbols_per_carr

42、ier)*(IFFT_bin_length+GI+GIP);%加窗后 循環(huán)前綴與后綴不疊加 發(fā)送總位數(shù)figure (2)subplot(2,1,1);plot(0:temp_time1-1,Tx_data );%循環(huán)前綴與后綴不疊加 發(fā)送的信號(hào)波形grid onylabel('Amplitude (volts)')xlabel('Time (samples)')title('未疊加循環(huán)前后綴的OFDM時(shí)域波形')temp_time2 =symbols_per_carrier*(IFFT_bin_length+GI)+GIP;subplot(2,

43、1,2);plot(0:temp_time2-1,windowed_Tx_data);%循環(huán)后綴與循環(huán)前綴相疊加 發(fā)送信號(hào)波形grid onylabel('Amplitude (volts)')xlabel('Time (samples)')title('疊加循環(huán)前后綴的OFDM時(shí)域波形')%=加窗的發(fā)送信號(hào)頻譜=symbols_per_average = ceil(symbols_per_carrier/5);%符號(hào)數(shù)的1/5，10行avg_temp_time = (IFFT_bin_length+GI+GIP)*symbols_per_ave

44、rage;%點(diǎn)數(shù)，10行數(shù)據(jù)，10個(gè)符號(hào)averages = floor(temp_time1/avg_temp_time);average_fft(1:avg_temp_time) = 0;%分成5段for a = 0:(averages-1) subset_ofdm = Tx_data(a*avg_temp_time)+1):(a+1)*avg_temp_time);%利用循環(huán)前綴后綴未疊加的串行加窗信號(hào)計(jì)算頻譜 subset_ofdm_f = abs(fft(subset_ofdm);%分段求頻譜 average_fft = average_fft + (subset_ofdm_f/av

45、erages);%總共的數(shù)據(jù)分為5段，分段進(jìn)行FFT，平均相加endaverage_fft_log = 20*log10(average_fft);figure (3)subplot(2,1,1)plot(0:(avg_temp_time-1)/avg_temp_time, average_fft)%歸一化 0/avg_temp_time : (avg_temp_time-1)/avg_temp_timehold onplot(0:1/IFFT_bin_length:1, -35, 'rd')grid onaxis(0 0.5 -40 max(average_fft)ylabe

46、l('Magnitude (dB)')xlabel('Normalized Frequency (0.5 = fs/2)')title('發(fā)送信號(hào)頻譜')subplot(2,1,2)plot(0:(avg_temp_time-1)/avg_temp_time, average_fft_log)%歸一化 0/avg_temp_time : (avg_temp_time-1)/avg_temp_timehold onplot(0:1/IFFT_bin_length:1, -35, 'rd')grid onaxis(0 0.5 -40

47、max(average_fft_log)ylabel('Magnitude (dB)')xlabel('Normalized Frequency (0.5 = fs/2)')title('加窗的發(fā)送信號(hào)頻譜')%=添加噪聲=Tx_signal_power = var(windowed_Tx_data);%發(fā)送信號(hào)功率linear_SNR=10(SNR/10);%線性信噪比noise_sigma=Tx_signal_power/linear_SNR;noise_scale_factor = sqrt(noise_sigma);%標(biāo)準(zhǔn)差sigmanoise=randn(1,(symbols_per_carrier)*(IFFT_bin_length+GI)+GIP)*noise_scale_factor;%產(chǎn)生正態(tài)分布噪聲序列Rx_data=windowed_Tx_data +noise;%接收到的信號(hào)加噪聲%=接收信號(hào) 串/并變換 去除前綴與后綴=Rx_data_matrix=zeros(symb