第6章x高頻電路

1、第6章模擬調幅、檢波與混頻電路1. 概述概述. 振幅調制與解調原理振幅調制與解調原理. 調幅電路調幅電路. 檢波電路檢波電路. 混頻混頻. 倍頻倍頻. 接收機中的自動增益控制電路接收機中的自動增益控制電路. 實例介紹實例介紹.9 章末小結章末小結第第6章章 模擬調幅、檢波與混頻電路模擬調幅、檢波與混頻電路(線性頻率變換電路線性頻率變換電路)第6章模擬調幅、檢波與混頻電路26.1 概述概述調制：調制：在發(fā)射端將調制信號從低頻段變換到高頻段, 便于天線發(fā)送或實現(xiàn)不同信號源、不同系統(tǒng)的頻分復用第6章模擬調幅、檢波與混頻電路3中國移動中國移動TD-SCDMA (TDD)TD-SCDMA (TDD)：1

2、8801920MHz18801920MHz，20102025MHz20102025MHz中國聯(lián)通中國聯(lián)通WCDMA (FDD) WCDMA (FDD) ：19201980MHz19201980MHz，21102170MHz21102170MHz中國電信中國電信CDMA2000 (FDD) CDMA2000 (FDD) ：825835MHz825835MHz，870880MHz870880MHz第6章模擬調幅、檢波與混頻電路46.1 概述概述調制：調制：在發(fā)射端將調制信號從低頻段變換到高頻段, 便于天線發(fā)送或實現(xiàn)不同信號源、不同系統(tǒng)的頻分復用解調：解調：在接收端將已調波信號從高頻段變換到低頻段,

3、 恢復原調制信號。 數(shù)字數(shù)字/模擬模擬調制信號調制信號 / 載波載波 / 已調信號已調信號第6章模擬調幅、檢波與混頻電路5按照載波波形： 可分為脈沖調制脈沖調制和正弦波調制正弦波調制。脈沖調制是以高頻矩形脈沖為載波, 用低頻調制信號分別去控制矩形脈沖的幅度、寬度或位置三個參量, 分別稱為脈幅調制(PAM), 脈寬調制(PDM)和脈位調制(PPM)。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路6第6章模擬調幅、檢波與混頻電路7正弦波調制是以高頻正弦波為載波, 用低頻調制信號分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個參量, 分別稱為調幅(AM)、調頻(FM)和調相(PM)。 本章重點內容：1、振幅調制與解調的基本

4、原理2、振幅調制與解調有關電路組成第6章模擬調幅、檢波與混頻電路8振幅調制主要有以下幾種方式振幅調制主要有以下幾種方式普通調幅（ Amplitude Modulation , AM）雙邊帶調幅（Double Side-Band AM, DSB-SC AM ）單邊帶調幅（Single Side-Band AM, SSB AM）殘邊帶調幅（Vestigial Side-Band AM, VSB AM）正交調幅（Quadrature Amplitude Modulation , QAM）6.2 振幅調制與解調原理振幅調制與解調原理第6章模擬調幅、檢波與混頻電路96.2.1普通調幅方式普通調幅方式 普

5、通調幅方式是用低頻調制信號去控制高頻正弦波(載波)的振幅, 使其隨調制信號波形的變化而呈線性變化。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路101. 普通調幅信號的表達式、普通調幅信號的表達式、 波形、波形、 頻譜、帶寬頻譜、帶寬 設載波載波為uc(t)=Ucmcosct調制信號調制信號為單頻信號，u(t)=Umcost (c) 則普通調幅信號普通調幅信號為: 其中k為比例系數(shù)，調幅指數(shù)調幅指數(shù) 0Ma1 (6.2.1),cmmaUUkM( )(cos)cos(1cos)cosAMcmmccmacutUkUttUMtt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路11圖6.2.1(a)給出了u(t), u c(t)和u

6、AM(t)的波形圖。Um0u(t)tUcmuc(t)uAM(t)UmaxUminUcm0包絡tt0c00ccc(a)(b)0包絡：信號振幅各峰值點的連線第6章模擬調幅、檢波與混頻電路12從圖中并結合式(6.2.1)可以看出：1. 普通調幅信號的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUmcost相加而成2. 普通調幅信號的包絡完全反映了調制信號的變化。3. 可得到調幅指數(shù)Ma的表達式:cmcmcmcmaUUUUUUUUUUMminmaxminmaxminmax（6.2.2）( )(cos)cos(1cos)cosAMcmmccmacutUkUttUMtt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路13當Ma1時,

7、普通調幅波的包絡變化與調制信號不再相同, 產(chǎn)生了失真, 稱為過調制, 如圖6.2.2所示。所以, 普通調幅要求Ma必須不大于1。圖 6.2.2 過調制波形uAM(t)0t第6章模擬調幅、檢波與混頻電路14式(6.2.1)又可以寫成 uAM(t)的頻譜包括了三個頻率分量： c(載波)、 c+(上邊頻)和c - (下邊頻)。普通調幅將調制信號頻譜搬移到了載頻的左右兩旁普通調幅信號的頻帶寬度是2(或2F), 是原調制信號的兩倍( )coscos()cos() 2acmAMcmcccM UutUttt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路15Um0u(t)tUcmuc(t)uAM(t)UmaxUminUcm0

8、包絡tt0c00ccc(a)(b)0第6章模擬調幅、檢波與混頻電路16非周期調制信號u(t)的頻譜：連續(xù)頻譜, 假設其頻率范圍是minmax 如果載頻是c, 則這時的普通調幅信號可看成是調制信號中所有頻率分量分別與載頻調制后的迭加, 各對上、下邊頻的迭加組成了上、 下邊帶, 相應的波形和頻譜如圖6.2.3所示?？梢? 這時普通調幅信號的包絡仍然反映了調制信號的變化, 上邊帶與下邊帶呈對稱狀分別置于載頻的兩旁, 且都是調制信號頻譜的線性搬移, 上、 下邊帶的寬度與調制信號頻譜寬度分別相同, 總頻帶寬度仍為調制信號帶寬的兩倍, 即BW=2max。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路17圖 6.2.3

9、一般調幅信號的波形與頻譜 u(t)cmaxcmax0ttmaxminuAM(t)0ccmincminBW第6章模擬調幅、檢波與混頻電路18 2 普通調幅信號的產(chǎn)生和解調方法普通調幅信號的產(chǎn)生和解調方法(1) 調制調制 式(6.2.1)可以改寫如下： 由上式可見, 將調制信號與直流相加后, 再與載波信號相乘, 即可實現(xiàn)普通調幅。圖6.2.4給出了相應的原理方框圖。111( )(cos)cos(1cos)cos( )( )AMcmmcmcmccmckutUkUttkUtUtUkutu t 1cmkkU第6章模擬調幅、檢波與混頻電路19u(t)直 流 電 平uAM(t)uc(t)111( )( )(

10、 )AMckutkutu t圖 6.2.4 低電平調幅原理圖 由于乘法器輸出信號電平不太高, 所以這種方法稱為低電平調幅低電平調幅第6章模擬調幅、檢波與混頻電路20uc(t)UBB UCC0uUCC(t)LCuo(t)第3章曾經(jīng)討論過利用丙類諧振功放的調制特性也可以產(chǎn)生普通調幅信號。由于功放的輸出電壓很高, 故這種方法稱為高電平調幅高電平調幅。 uc(t)UBB0uUBB(t)LCuo(t)UCC第6章模擬調幅、檢波與混頻電路21(2) 解調解調普通調幅信號的解調方法有兩種, 即包絡檢波包絡檢波和同步檢波同步檢波。 (a) 包絡檢波。 利用普通調幅信號的包絡反映了調制信號波形變化這一特點, 如

11、能將包絡提取出來, 就可以恢復原來的調制信號。這就是包絡檢波的原理。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路22設輸入普通調幅信號將調幅信號作為非線性器件（晶體二極管或晶體三極管）的輸入，且令非線性器件工作在開關狀態(tài)開關狀態(tài)，則其特性可以由單向開關函數(shù)（第5章第5.3節(jié)式(5.3.5)）來表示非線性器件輸出電流為:111( )( )()12(1cos)cos( 1)cos(21)2(21)oAMcncmaccni tgut KtgUMttntn(6.2.7)g是非線性器件伏安特性曲線斜率。( )(1cos)cosAMcmacutUMtt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路23可見io中含有直流, , c,

12、c以及其它許多組合頻率分量, 其中的直流和低頻分量是用低通濾波器取出io中這一低頻分量, 濾除c-及其以上的高頻分量, 同時用隔直流電容濾除直流分量, 就可以恢復與原調制信號u(t)成正比的單頻信號了。 1(1cos)cmagUMt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路24圖6.2.5給出了包絡檢波的原理圖。 非 線 性 器 件低 通 濾 波 器u(t)uAM(t)圖 6.2.5 包絡檢波原理圖 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路25 (2) 同步檢波。 同步檢波可由乘法器乘法器和低通濾波器低通濾波器實現(xiàn), 其原理見圖6.2.6。同步檢波必須采用一個與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)的信號, 稱為同步信

13、號同步信號。圖 6.2.6 同步檢波原理圖 ur(t)uAM(t)u(t)低 通濾波器第6章模擬調幅、檢波與混頻電路26設輸入普通調幅信號 乘法器另一輸入同步信號為:0222( )( )( )(1cos)cosAMrcmrmacu tk ut u tk U UMtt2)2cos(2)2cos(2coscos122tMtMttMUUkcacacarmcm則乘法器輸出為:( )(1cos)cosAMcmacutUMtt( )cosrrmcu tUt可見, 輸出信號中含有直流, , 2c, 2c幾個頻率分量。用低通濾波器取出直流和分量, 再去掉直流分量, 就可恢復原調制信號。第6章模擬調幅、檢波與混

14、頻電路27如果同步信號與發(fā)射端載波同頻不同相, 有一相位差, 即則乘法器輸出中的分量為 k2UcmUrmMacoscost 若若是一常數(shù)是一常數(shù)：即同步信號與發(fā)射端載波的相位差始終保持恒定, 則解調出來的分量仍與原調制信號成正比, 只不過振幅有所減小。（當然90, 否則cos=0, 分量也就為零）若若是隨時間變化的是隨時間變化的: 即同步信號與發(fā)射端載波之間的相位差不穩(wěn)定, 則解調出來的分量就不能正確反映調制信號了。 ( )cos()rrmcu tUt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路28 由式(6.2.3)可以看到, 若單頻調幅信號加在負載R上, 則載頻分量產(chǎn)生的平均功率為:RUPcmc221c

15、acmaSBPMUMRP2241221caSBcavPMPPP22112兩個邊頻分量產(chǎn)生的平均功率相同, 均為: 調幅信號總平均功率為:(6.2.4)(6.2.5)(6.2.6)3. 普通調幅的功率普通調幅的功率( )coscos()cos() 2acmAMcmcccM UutUttt第6章模擬調幅、檢波與混頻電路29 由于被傳送的調制信息只存在于邊頻分量而不在載頻分量中, 所以從式(6.2.6)可知, 攜帶信息的邊頻功率最多只占總功率的三分之一(因為Ma1)。 在實際系統(tǒng)中, 平均調幅指數(shù)很小, 所以邊頻功率占的比例更小, 功率利用率更低。 為了提高功率利用率, 可以只發(fā)送兩個邊頻分量而不發(fā)

16、送載頻分量, 或者進一步僅發(fā)送其中一個邊頻分量, 同樣可以將調制信息包含在調幅信號中。 這兩種調幅方式分別稱為抑制載波的雙邊帶調幅(簡稱雙邊帶調幅)和抑制載波的單邊帶調幅(簡稱單邊帶調幅), 在以下兩小節(jié)將分別給予介紹。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路30 6.2.2雙邊帶調幅方式雙邊帶調幅方式 1 雙邊帶調幅信號的特點雙邊帶調幅信號的特點設載波為uc(t)=Ucmcosct單頻調制信號為u(t)=Um cost (c)則雙邊帶調幅信號為:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct = cos (c+)t+cos (c-)t 其中k為比例系數(shù)。 2cmmUkU(6.

17、2.10)第6章模擬調幅、檢波與混頻電路31可見雙邊帶調幅信號中僅包含兩個邊頻, 無載頻分量, 其頻帶寬度仍為調制信號帶寬的兩倍。 圖6.2.7顯示了單頻調制雙邊帶調幅信號的有關波形與頻譜圖。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路32圖 6.2.7 雙邊帶調幅波形與頻譜 (a)(b)u(t)uc(t)0uDSB(t)00ttt000ccc第6章模擬調幅、檢波與混頻電路33需要注意的是：雙邊帶調幅信號不僅其包絡已不再反映調制信號波形的變化。而且，由式(6.2.10)可以看到：在調制信號正半周, cost為正值, 雙邊帶調幅信號uDSB(t)與載波信號uc(t)同相；在調制信號負半周, cost為負值,

18、 uDSB(t)與uc(t)反相。所以, 調制信號uDSB(t)包絡波形過零點處（u(t)正負半周交界處）的高頻相位有180的突變第6章模擬調幅、檢波與混頻電路34 2. 雙邊帶調幅信號的產(chǎn)生與解調方法雙邊帶調幅信號的產(chǎn)生與解調方法 由式(6.2.10)可以看出, 產(chǎn)生雙邊帶調幅信號的最直接法就是將調制信號與載波信號相乘。 由于雙邊帶調幅信號的包絡不能反映調制信號, 所以包絡檢波法不適用, 而同步檢波是進行雙邊帶調幅信號解調的主要方法。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路35 設雙邊帶調幅信號如式(6.2.10)所示, 同步信號為ur(t)=Urmcosct, 則乘法器輸出為:tttUUkUkttU

19、UkUktutuktucccmmrmccmmrmrDSBo)2cos(21)2cos(21cos2coscos)()()(2222其中k2是乘法器增益。用低通濾波器取出低頻分量, 即可實現(xiàn)解調。 與普通調幅信號同步檢波不同之處在于, 乘法器輸出頻率分量有所減少。(6.2.11)第6章模擬調幅、檢波與混頻電路36將式(6.2.10)所示雙邊帶信號取平方則可以得到頻率為2c的分量, 然后經(jīng)二分頻電路, 就可以得到c分量。 這是從雙邊帶調幅信號中提取同步信號的一種方法。 ( )cos()cos() 2mcmDSBcckUUuttt雙邊帶提取同步信號雙邊帶提取同步信號-平方法平方法第6章模擬調幅、檢波

20、與混頻電路37振幅調制主要有以下幾種方式振幅調制主要有以下幾種方式普通調幅（ Amplitude Modulation , AM）雙邊帶調幅（Double Side-Band AM, DSB-SC AM ）單邊帶調幅（Single Side-Band AM, SSB AM）殘邊帶調幅（Vestigial Side-Band AM, VSB AM）正交調幅（Quadrature Amplitude Modulation , QAM）第6章模擬調幅、檢波與混頻電路38 6.2.36.2.3單邊帶調幅方式單邊帶調幅方式單邊帶調幅方式是指僅發(fā)送上、下邊帶中的一個。如以發(fā)送上邊帶為例, 則單頻調制單邊帶

21、調幅信號為：tUkUtuccmmSSB)cos(2)(6.2.12)由上式可見, 單頻調制單邊帶調幅信號是一個角頻率為c+的單頻正弦波信號。 波形：波形：比較復雜，其包絡已不能反映調制信號的變化。帶寬：帶寬：與調制信號帶寬相同, 是普通調幅和雙邊帶調幅信號帶寬的一半。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路391 1 濾波法濾波法這種方法是根據(jù)單邊帶調幅信號的頻譜特點, 先產(chǎn)生雙邊帶調幅信號, 再利用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號。濾波法原理見圖6.2.8。 產(chǎn)生單邊帶調幅信號的方法主要有:濾波法相移法相移濾波法第6章模擬調幅、檢波與混頻電路40圖 6.2.8 濾波法原理 uc(t)u(t)帶 通濾波

22、器uDSB(t)uSSB(t)缺點：設計濾波器較困難缺點：設計濾波器較困難若對于頻譜范圍為minmax的一般調制信號, 如min很小, 則上、下兩個邊帶相隔很近, 用濾波器完全取出一個邊帶而濾除另一個邊帶是很困難的。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路41若調制信號頻率范圍為FminFmax, 則上下邊帶間隔為2Fmin。如果要求濾波器取出一個邊帶而濾除另一個邊帶, 則過渡帶過渡帶寬度寬度就是2Fmin。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路422 2 相移法相移法原理：原理：基于單邊帶調幅信號的時域表達式。 式(6.2.12)所示單頻單邊帶調幅信號可寫成:用兩個90相移器分別將調制信號和載波信號相移9

23、0, 成為sint和sinct, 然后進行相乘和相減, 就可以實現(xiàn)單邊帶調幅, 如圖6.2.9所示。 )sinsincos(cos2)(ttttUkUtucccmmSSB(6.2.13)第6章模擬調幅、檢波與混頻電路43圖 6.2.9 相移法原理 UcmUmsinct sint90相移器90相移器UmsintUcmsinctuc Ucmcosctu Umcos tuSSB(t)UcmUmcosct cost第6章模擬調幅、檢波與混頻電路44相移法的缺點：較難實現(xiàn)寬帶信號的相移相移法的缺點：較難實現(xiàn)寬帶信號的相移對單頻信號進行90相移比較簡單, 但是對于一個包含許多頻率分量的一般調制信號進行90

24、相移, 要保證其中每個頻率分量都準確相移90是很困難的。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路45 3 . 3 . 相移濾波法相移濾波法濾波法的缺點在于濾波器的設計困難。相移法的困難在于寬帶90相移器的設計, 而單頻90相移器的設計比較簡單。 結合兩種方法的優(yōu)缺點而提出的相移濾波法是一種比較可行的方法, 其原理圖見圖6.2.10。 相移濾波法相移濾波法的關鍵在于將載頻c分成1和2兩部分, 其中1是略高于max的低頻, 2是高頻, 即c=1+2, 12?，F(xiàn)仍以單頻調制信號為例說明此法的原理。為簡化起見, 圖6.2.10中各信號的振幅均表示為1。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路46圖 6.2.10 相移濾

25、波法原理 u3 cost cost低 通濾波器u5 cos()t低 頻振蕩器u1 cost90相移網(wǎng)絡低 通濾波器tu11sinu4 cost sintu cos tu2 costtu22sinu6 sin()tu7 cos2t cos()tu8 sin2t sin()tuo cos(1)t90相移網(wǎng)絡高 頻振蕩器第6章模擬調幅、檢波與混頻電路47由于由于1 12re) (6.3.7) 將式（6.3.7）代入式（6.3.3），得到當ux小于26 mV時， 65()2212oCCcccyxxyyTyTzuiiR thRRu thuu uRUR U(6.3.8) 656565()()()/ 2ye

26、CCRyeCCCCyur iii Rr iiiiR第6章模擬調幅、檢波與混頻電路81令、 腳短路當ux、uy均小于26 mV時yxcTouuRUIu2021、 腳之間接入負反饋電阻Ry當ux小于26 mV時coxyyTRuu uR U根據(jù)以上分析可知，加入負反饋電阻Ry以后，uy的動態(tài)范圍可以擴大，但ux的幅度大小仍受限制。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路82 MC1495是在MC1496中增加了X通道線性補償網(wǎng)絡, 使X通道輸入動態(tài)范圍增大。 MC1494是以MC1495為基礎, 增加了電壓調整器和輸出電流放大器 MC1495和MC1494分別作為第一代和第二代模擬乘法器的典型產(chǎn)品, 線性度很

27、好, 既可用于乘、 除等模擬運算, 也可用于調制、 解調等頻率變換, 缺點是工作頻率不高。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路83MC1496工作頻率高, 常用作調制、 解調和混頻。 X通道：作為載波或本振的輸入端Y通道：調制信號或已調波信號的輸入端當X通道輸入是小信號(小于26 mV)時, 輸出信號是X、 Y通道輸入信號的線性乘積； 當X通道輸入是頻率為c的單頻很大信號時(大于260 mV), 根據(jù)雙差分模擬乘法器原理（可參看例5.4），輸出信號應是Y通道輸入信號和雙向開關函數(shù)K2(ct)的乘積。兩種情況均可實現(xiàn)調幅。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路842. 2. 模擬乘法器調幅電路模擬乘法器調

28、幅電路圖6.3.4是用MC1496組成的普通調幅電路。由圖可知： X通道兩輸入端、10腳直流電位均為6 V, 可作為載波輸入通道；Y通道兩輸入端、腳之間外接有調零電路, 可通過調節(jié)50k電位器使腳電位比腳高UY, 調制信號u(t)與直流電壓UY迭加后輸入Y通道。調節(jié)電位器可改變調制指數(shù)Ma。輸出端、12腳外應接調諧于載頻的帶通濾波器。、腳之間外接Y通道負反饋電阻。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路85圖 6.3.4 MC1496組成的普通調幅或雙邊帶調幅電路 1 kMC149651515175050 k7500.1 uc(t)載波u(t)調制信號Ma值調節(jié)8 V6.8 k1 k0.1 1 k3.

29、9 k3.9 k12 V0.1 uAM(t)信號輸出(或 uDSB)2368101414512第6章模擬調幅、檢波與混頻電路86采用圖6.3.4的電路也可以組成雙邊帶調幅電路, 區(qū)別在于調節(jié)電位器的目的是為了使Y通道、 腳之間的直流電位差為零, 即Y通道輸入信號僅為交流調制信號。為了減小流經(jīng)電位器的電流, 便于調零準確, 可加大兩個750 電阻的阻值, 比如各增大10k。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路87例例 6.26.2 已知調制信號u(t)的頻譜范圍為300Hz4000 Hz, 載頻為560kHz?，F(xiàn)采用MC1496進行普通調幅, 載波信號和調制信號分別從X、Y通道輸入。若X通道輸入是小

30、信號, 輸出uo(t)=k1uxuy；若X通道輸入是很大信號, uo(t)=k2uyK2(ct)。分析這兩種情況的輸出頻譜。 解：解：由于是普通調幅, 故輸入調制信號應迭加在一直流電壓UY上, 即uy(t)=UY+u(t),顯然, 為使調制指數(shù)不大于1, UY應不小于u(t)的最大振幅。令ux(t)=cosct, 則當ux(t)是小信號時,uo(t)=k1(UY+u)cosct = k1UYtuUcYcos)11 (第6章模擬調幅、檢波與混頻電路88當ux(t)是很大信號時, uo(t)=k2(UY+u)K2(ct)根據(jù)第5.3節(jié)的分析, 在前一種情況, uo的頻譜應為c和c , 其中是u的全

31、部頻譜, 如圖例6.2(a)所示, 顯然這是普通調幅信號頻譜。由于fc=560 kHz, Fmax=4kHz, fcFmax, 所以用帶通濾波器很容易取出其中的普通調幅信號頻譜而濾除fc的三次及其以上奇次諧波周圍的無用頻譜。由上面的分析可知, 雖然兩種情況下的輸出頻譜不一樣, 但經(jīng)過帶通濾波后的頻譜就一樣了。但是, 在有些情況下就很難甚至不可能完全濾除無用頻率分量。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路89圖例6.2 ccc(a)(b)ccccccccc第6章模擬調幅、檢波與混頻電路906.4.16.4.1包絡檢波包絡檢波 6.4 6.4 檢波電路檢波電路非 線 性 器 件低 通 濾 波 器u(t)u

32、AM(t) 包絡檢波原理圖 111( )( )()12(1cos)cos( 1)cos(21)2(21)oAMcncmaccni tgut KtgUMttntng是非線性器件伏安特性曲線斜率。將調幅信號作為非線性器件（晶體二極管或晶體三極管）的輸入，且令非線性器件工作在開關狀態(tài)開關狀態(tài)。非線性器件輸出電流為:第6章模擬調幅、檢波與混頻電路916.4.16.4.1包絡檢波包絡檢波 6.4 6.4 檢波電路檢波電路uiiCRuoiciR 二極管峰值包絡檢波器 三極管包絡檢波器 uiRUCCCuo非 線 性 器 件低 通 濾 波 器u(t)uAM(t) 包絡檢波原理圖 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路

33、92 二極管峰值包絡檢波器 二極管峰值包絡檢波器電路組成：前級輸入（通常為調諧在載頻的高Q值諧振回路）檢波二極管檢波負載電路（RC低通濾波器 + 負載）ui(t)0UimUim(1 Ma)URUim(1 Macos t)uL(t)0tt(c)(b)ui(t)uo(t)CRCcRLuL(t)(a)uiiCRuoiciR第6章模擬調幅、檢波與混頻電路931. 1. 工作原理工作原理主要工作條件：大信號（輸入信號大于主要工作條件：大信號（輸入信號大于0.5V0.5V）以時域上的波形變化來說明二極管峰值包絡檢波器的工作原理。 由圖6.4.1可見, 加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導通

34、電壓為零, 且伏安特性為:000)(uuugtiD第6章模擬調幅、檢波與混頻電路94此電路的兩個特點： 二極管導通與否, 不僅與輸入電壓ui有關, 還取決于輸出電壓uo, 即輸出信號有反饋作用。 二極管導通時, 電容充電, 充電時間常數(shù)為rdC； 二極管截止時, 電容放電, 放電時間常數(shù)為RC。由于二極管導通電阻rd很小, 因此一般有rdCRC。 由于充放電過程交替進行, 因此uo波形呈鋸齒狀變化。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路95圖 6.4.2 二極管峰值包絡檢波器的包絡檢波波形 圖6.4.2說明uo波形的變化過程。At0t1t2t3t4t5t6t7t8t9uiuoBCDEFGHIJ包絡t第

35、6章模擬調幅、檢波與混頻電路96由于充放電過程交替進行, 因此uo波形呈鋸齒狀變化?？梢詺w納出以下幾條規(guī)律: (1) 由于rdCRC, 故uo上升快, 下降慢。 (2) 除了起始幾個周期外, 二極管導通時間均在輸入高頻振蕩信號的峰值附近, 如t4t5,t6t7, , 且時間很短, 或者說, 其導通角很小。 (3) 高頻振蕩信號的頻率與調制信號的頻率相差越大，二者的周期也相差越大，則uo鋸齒狀波形與調幅信號包絡形狀就越接近，失真就越小。 (4) 導通角越小, uo曲線與ui的包絡線越接近。若趨近于0, 則uo曲線就幾乎完全反映了ui的包絡線即調制信號波形, 此時檢波效率最高, 失真最小。第6章模

36、擬調幅、檢波與混頻電路97當ui是等幅正弦波時,即ui =Uim cosct時, uo應為電平為Uo的直流電壓, 檢波效率d可寫成 1imodUU1)檢波效率d定義：uo中低頻分量振幅與ui中調制分量振幅的比值。計算公式：當ui是單頻調幅波時, 即ui=Uim(1+Ma cost) cosct時,uo中的低頻分量為Uom cost, 檢波效率d可寫成1imaomdUMU(6.4.1) 2. 2. 性能指標性能指標第6章模擬調幅、檢波與混頻電路98當很小時, 33Dg R 由式(6.4.2)和(6.4.1)可知, 僅當gD為常數(shù)時, 才為常數(shù), d也才為常數(shù), 此時輸出信號振幅Uom與調制信號振

37、幅MaUim近似成線性關系。由于僅在大信號工作時, 二極管的導通電壓才可以忽略， 這時二極管伏安特性用折線近似，電導gD可視為常數(shù), 因此峰值包絡檢波電路僅適合于大信號工作。 (6.4.2)利用折線函數(shù)分析法, 可以求得檢波效率的近似表達式： cosdgD或R越大, 則越小, d越大。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路99其中Uim是輸入載波的振幅, I1m檢波器電流基頻分量的振幅。檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個阻值為Ri的電阻。 檢波器的瞬時輸入電阻是變化的二極管在大部分時間截止狀態(tài), 在輸入高頻信號的峰值附近導通2) 等效輸入電阻Ri mimiIUR1(6.4.3)檢波器相當于

38、前級（通常是一個調諧在載頻的高Q值諧振回路）的負載。 為了研究檢波器對前級諧振回路的影響, 故定義檢波器等效輸入電阻 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路100利用功率守恒的原理：檢波器輸入功率為 輸出功率為 若忽略二極管上的功率損耗, 則輸入功率應與輸出功率相等, 考慮到d1, 由此可得：（6.4.4）RRi21iimRU221RURUimd220)(第6章模擬調幅、檢波與混頻電路1013) 惰性失真 在調幅波包絡線下降部分, 若電容放電速度過慢, 導致uo的下降速率比包絡線的下降速率慢, 則在緊接其后的一個或幾個高頻周期內二極管上為負電壓, 二極管不能導通, 造成uo波形與包絡線的失真。 0ui

39、包絡uot1t2t圖 6.4.3 惰性失真波形圖 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路1023) 惰性失真 由于這種失真來源于電容來不及放電的惰性, 故稱為惰性失真。要避免惰性失真, 就要保證電容電壓的減小速率在任何一個高頻周期內都要大于或等于包絡線的下降速率。 0ui包絡uot1t2t圖 6.4.3 惰性失真波形圖 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路103單頻調幅波的包絡線表達式為：us(t)=Uim(1+Macost)tMUdttduaimssin)(其下降速率為：第6章模擬調幅、檢波與混頻電路104RuiicRccccduuiCdtR 因為電容通過R放電時, 電容電流與電阻電流相同, 即:ccuR

40、Cdtdu1 所以電容電壓的減小速率第6章模擬調幅、檢波與混頻電路105 在開始放電時刻, 電容電壓uc可近似視為包絡電壓us, 故避免惰性失真的不等式為: 1cssduduudtRCdt即tMUtMURCaimaimsin)cos1 (1上式又可寫成:1cos1sin)(tMtRCMtfaa第6章模擬調幅、檢波與混頻電路106分析可知，f(t)在aMtcos此時有極大值，此時不等式的解為aaMMRC21上式即為避免惰性失真應該滿足的條件?？梢? 調幅指數(shù)越大, 調制信號的頻率越高, 時間常數(shù)RC的允許值越小。11,ccRRCC或此外，電容C對載頻信號應近似短路（濾除載頻及其以上頻率分量），故

41、有：第6章模擬調幅、檢波與混頻電路1074) 底部切割失真檢波器輸出uo是在一個直流電壓上迭加了一個交流調制信號需用隔直流電容將解調后的交流調制信號耦合到下一級處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實際負載RL, 如圖6.4.4(a)所示。 ui(t)0UimUim(1 Ma)URUim(1 Macos t)uL(t)0tt(c)(b)ui(t)uo(t)CRCcRLuL(t)(a)第6章模擬調幅、檢波與混頻電路108為了有效地將檢波后的低頻信號耦合到下一級電路, 要求耦合電容Cc的容抗遠遠小于RL, 所以Cc的值很大。這樣, uo中的直流分量幾乎都落在Cc上, 這個直流分量的大小近似為輸入

42、載波的振幅Uim。所以Cc可等效為一個電壓為Uim的直流電壓源。 此電壓源在R上的分壓為：imLRURRRU第6章模擬調幅、檢波與混頻電路109ui(t)0UimUim(1 Ma)URUim(1 Macos t)uL(t)0tt(c)(b)ui(t)uo(t)CRCcRLuL(t)(a)檢波器處于穩(wěn)定工作時, 其輸出端R上將存在一個固定電壓UR。當輸入調幅波ui(t)的值小于UR時, 二極管將會截止。 也就是說, 電平小于UR的包絡線不能被提取出來, 出現(xiàn)了失真, 如圖6.4.4(b)、(c)所示。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路110由圖6.4.4(b)可以看出, 調幅信號的最小振幅或包絡線的

43、最小電平為Uim(1-Ma), 所以, 要避免底部切割失真, 必須使包絡線的最小電平大于或等于UR, 即:imLaimURRRMU)1 (RRRRRMLLa（6.4.6）其中R指RL與R的并聯(lián)值, 即檢波器的交流負載。式(6.4.6)即為避免底部切割失真應該滿足的要求。由此式可以看出, 交流負載R與直流負載R越接近, 可允許的調幅指數(shù)越大。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路111在實際電路中, 有兩種措施可減小交直流負載之間的差別。 一、在檢波器與下一級電路之間插入一級射隨器, 即增大RL的值。二、采用圖6.4.5所示的改進電路, 將檢波器直流負載R分成R1和R2兩部分。uiCCcR1R2RL第6

44、章模擬調幅、檢波與混頻電路112在直流負載不變的情況下, 改進電路的交流負載為： 比原電路增大。通常以免分壓過大使輸出到后級的信號減小過多。 LLRRRRR221, 2 . 01 . 021RRuiCCcR1R2RLCc的取值應使低頻調制信號能有效地耦合到RL上, 即滿足:min1LcRC第6章模擬調幅、檢波與混頻電路113二極管二極管 峰值包絡檢波器參數(shù)設計峰值包絡檢波器參數(shù)設計為了使二極管峰值包絡檢波器能正常工作避免兩種失真必須根據(jù)輸入調幅信號的工作頻率與調幅指數(shù)以及實際負載RL, 正確選擇二極管和R、C、Cc的值。 例例 6.36.3已知普通調幅信號載頻fc=465kHz, 調制信號頻率

45、范圍為300 Hz3400 Hz, Ma=0.3, RL=10 k, 如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡檢波器有關元器件參數(shù)?第6章模擬調幅、檢波與混頻電路114 解解： 一般可按以下步驟進行: 1) 檢波二極管通常選正向電阻小(500 以下)、 反向電阻大(500k以上)、結電容小的點接觸型鍺二極管, 注意最高工作頻率應滿足要求。 2) RC時間常數(shù)應同時滿足以下兩個條件: 電容C對載頻信號應近似短路（濾除載頻及其以上頻率分量）,故應有 通常取 ; 為避免惰性失真,應有 。代入已知條件, 可得(1.73.4)10-6RC0.1510-3,1,1ccRCRC或cRC105max21aaMM

46、RC第6章模擬調幅、檢波與混頻電路115 3) 設 , 則 。 為避免底部切割失真, 應有Ma R/R , 其中R=R1+R2RL/(R2+RL)。代入已知條件, 可得R63 k。因為檢波器的輸入電阻Ri不應太小, 而Ri=R/2, 所以R不能太小。取R=6k, 另取C=0.01F, 這樣, RC=0.0610-3, 滿足上一步對時間常數(shù)的要求。 因此, R1=1k, R2=5k。 2 . 021RR65,621RRRR第6章模擬調幅、檢波與混頻電路116 4) Cc的取值應使低頻調制信號能有效地耦合到RL上, 即滿足: LCRCmin1或min1LcRC取Cc=4.7F第6章模擬調幅、檢波與

47、混頻電路1176.4.26.4.2同步檢波電路同步檢波電路 圖6.4.7是用MC1496組成的同步檢波電路。普通調幅信號或雙邊帶調幅信號經(jīng)耦合電容后從Y通道、腳輸入,同步信號ur從X通道、10腳輸入。12腳單端輸出后經(jīng)RC的型低通濾波器取出調制信號uo。 此電路的輸入同步信號可以是小信號, 也可以是很大信號, 分析方法與用作調幅電路時一樣。 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路118圖 6.4.7 MC1496組成的同步檢波電路 MC14961 k1.3 k0.1510.11 k0.1uruAM(或 uDSB)1 k8200.110010 k0.0053 k0.005 1 k3 k0.0051 12

48、 VuoRL10 k2381014612145第6章模擬調幅、檢波與混頻電路119同步檢波電路 比包絡檢波電路復雜 需要一個同步信號 檢波線性性好 不存在惰性失真和底部切割失真問題。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路120音頻或視頻信號音頻或視頻放大調制高頻功放高頻放大混頻中頻放大解調音頻或視頻功放本地振蕩高頻放大倍 頻高頻振蕩6.5 混混 頻頻混頻電路：作用在于將不同載頻的高頻已調波信號變換為同一個固定載頻(一般稱為中頻)的高頻已調波信號, 而保持其調制規(guī)律不變。設計和制作增益高, 選擇性好的中頻放大器也比較容易。例：超外差式廣播接收機, 把載頻位于535kHz1605kHz中波波段的普通調幅信

49、號變換為中頻為465kHz的普通調幅信號第6章模擬調幅、檢波與混頻電路1216.5.16.5.1混頻原理及特點混頻原理及特點輸入：載頻為fc的高頻已調波信號us(t)頻率為fL的本地正弦波信號(稱為本振信號)uL(t)輸出：中頻為fI的已調波信號uI(t)。通常取fI=fL-fc。非線性器 件帶 通濾波器本 地振蕩器us(t)uI(t)uL(t)圖 6.5.1 混頻電路原理圖 高中頻高中頻低中頻低中頻中頻濾波器中頻濾波器 第6章模擬調幅、檢波與混頻電路122以輸入是普通調幅信號為例：若us(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct, 本振信號為uL(t)=ULmcos2fLt, 則輸出中頻調幅信號為uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt。fcfL(a)(b)ffI fL fcf混頻前混頻后1、調幅信號頻譜從中心頻率為fc處平移到中心頻率為fI處2、頻譜寬度不變, 包絡形狀不變。第6章模擬調幅、檢波與混頻電路123第6章模擬調幅、檢波與混頻電路124混頻電路與調幅、檢波電路同屬于線性頻率變換電路線性頻率變換電路它有兩個明顯不同的特點: 混頻電路的輸入輸出均為高頻已調波信號。 調幅電路：將低頻調制信號搬移到高頻段檢波電路：將高頻已調波信號搬移到低頻段