模擬集成電路設計復習筆記

1、2.2 I/V特性1 .I-V特性飽和區(qū)：A）=；，（嚓-嗑F1117溝長調(diào)制；/也=不房加7（噎-qj（l限）上JLjwr】一線性區(qū)上ID=m-（嚷-叫7-5喘JL-JI/深線性區(qū)：,口=4；彳（喂-以心2_y2 .跨導必。&7（嚷-匕力）L2.3二級效應1 .體效應VTH=VTH+/口2F+IA/?J2（I）模集復習筆記By瀟 然2018.6.20J2q&NW定義：VGS對IDS的控制能力（IDS對VGS變化的靈敏度）飽和區(qū)跨導gm表達式：2.線性電阻表達式2.4 MOS器件模型定義：信號相對于偏置工作點而言比較小、不會顯著影響偏置工作點時用該模型簡化計算由gmgmhrO等

2、構成低頻小信號模型，高頻時還需加上CGS等寄生電容、寄生電阻（接觸孔電阻、導電層電阻等）1. MOS小信號模型溝長調(diào)制效應引起的輸出電阻DVDS_11IIdll）冽D/dVDSpnCox2體效應跨導-1/2丫為體效應系數(shù)，典型值0.3-0.4V2.溝道長度調(diào)制效應-grnzSbJilnCox_.=(VGSVTH)d限2Ly(-CVTHIVBSJ2.完整的MOSFER、信號模型2.5放大器的性能參數(shù)AIC設計的八邊形法則分別為：速度、功耗、增益、噪聲、線性度、電壓擺幅、電源電壓、輸入輸出阻抗參數(shù)之間互相制約，設計時需要在這些參數(shù)間折衷3.2共源級1 .電阻負載考慮溝長調(diào)制效應:2 .二極管接法的

3、MO轍負載NMOST極管負載powe1Dissipationinut/OLrtput”-產(chǎn)ImpedanceGainSupplyVOMAQAVoltageSwings理想情況:A=SmDSpeM14(gm+gnib)Vx-lxfo1即11g位+8岫2g成1+；VI好。PMOS管負載存在體效應時的阻抗:gmbgb+g)54=_gnl忽略Y隨Vout的變化時，增益只于W/L有關，與偏置電流、電壓無關，線性度很缺點：a.大增益需要極大的器件尺寸b.輸出擺幅小提高輸出擺幅的方法：加電流源3.電流源做負載4.深線性區(qū)MO密做負載叫；(VDDVb-|VTHII)LJr=gn,Rp1+鼠隨著RS增大，Gm和

4、增益都變?yōu)間m的弱函數(shù)，提高了線性度；但以犧牲增益為代價。5.4=一&W2帶源極負反饋增益與跨導另外，可以通過如下方法簡便計算:民w二U+(8陽+&附)&sr。+Rq=1+(gm+gmbVoR5+3.3源跟隨器（共漏）4_-耳RD*+g“RIgm+RAv=在漏極節(jié)點看到的電阻”/“在源極通路上看到的電阻”輸出電阻I+(&M+R：2.負載為電流源AgzRl+（gm+&Q&1Sm+（%+自而）gni+gmbIR3.考慮ro和R后的增益（注意分析過程）kilk21RLStubIIJII加II凡+4.負載為理想電流源時輸出電阻Ro3.4共柵級1.不考慮溝

5、長調(diào)制效應時增益4=g,“（i+）即體效應導致增益增加2.輸入阻抗RD1+（旦押+&汕）2（g/g泌）%gm+g泌R=0時，共柵級輸入阻抗相當于源跟隨器輸出阻抗凡=1/k。+/7）,故在RD較小時，輸入阻抗小3.輸出阻抗%r=口+（身m+g汕玩&+G計算結果同帶源極負反饋的共源級的Rout,故輸出阻抗很大3.5共源共柵級1 .增益（不考慮溝長調(diào)制）1/l=oRy-6ml0（注意此處為約等于且結果為負，具體增益參照P71,掌握方法即可）2 .輸出阻抗RW二11+（gm2+gmb2）02：=01+M2管將M1管的輸出阻抗提高為原來的（gm2+gmb2r02倍；有利于實現(xiàn)高增益3.其

6、他性質(zhì)：作理想電流源，代價：輸出擺幅減小X十DD/四廣9ul1rbi-ltMa匕nf%M2CascodeCurrentSource屏蔽特性：Vout端有AVout的電壓跳變時，表現(xiàn)在X點的電壓跳變很小，屏蔽了輸出節(jié)點對輸入管的影響4.折疊共源共柵5.總結:口優(yōu)點。輸出阻抗高。高增益屏蔽特性好口不足:輸出擺幅受一定影響年折疊共源共柵級直流功耗大口應用:*電流源:共源共柵OPA:,折疊共源共柵OPA等4.2基本差動對1.大信號差分特性其表征放大器所允許的最大輸入差分信號上式假定了MlM2均工作在飽和區(qū)，然鵝當匕口之一2%見時，已有個MOS管械止V*療L猶Y2.大信號共模特性展十%，3%皿工min%

7、-扁.?十%,%共模輸入電平必須滿足：3.小信號差分特性因此，當AVin為下值時跨導降為0:用疊加法、半電路法均可求全差分時的差模增益，結論為：單邊輸入時差模增益為-gmR差分輸入時差模增益為-gmR單邊輸入時單端輸出增益為-gmR/24.小信號共模特性若電路完全對稱，則流過M1和M2管的直流電流總為ISS/2，不隨Vin,CM的變化而變化，因此，VX和VY不變；非理想性包括：M1和M2之間有失配（W/L、VTH等），的1和氐2之間有失配（阻值不完全相等等）；尾電流源ISS的內(nèi)阻RSS不是無窮大尾電流內(nèi)阻非無窮大時若電路完全對稱，則VP會隨Vin,CM的變化而變化，導致尾電流變化，Voutl和

8、Vout2會隨之變化，但Vout1和Vout2總相等，故可短接，將M1、M2并聯(lián)處理（注意此時跨導為2gm）Wnl1AVin輸入管失配對共模響應的影響共模到差模轉(zhuǎn)換的增益：g.25 .CMRR-共模抑制比Common-ModeRejectionRatio,用來綜合反映差分放大器的性能CMRR5.1基本電流鏡LC“W2-2小曝一“。)共模增益為:(2g,)+R.1outnCx2(VGS-VTH)2(1VDS2)4CM-DM(gml+gm2)*S5+1原理：利用輸出電流與參考電流的過驅(qū)動電壓相同1。比一(W/L) )2( (1VDS2) )因此1REF(W/L)1(1VDS1)復制精度受工藝(寬長

9、比)、溝長調(diào)制效應的影響5.3有源電流鏡總結口電流鏡做負載的差分放大器。將差分輸入轉(zhuǎn)換為單端輸出寺差分增益。共模增益會影響差分放大器性能；高頻時，存在失配時更嚴重6.1密勒效應如果上圖1的電路可以轉(zhuǎn)換成圖2的電路，則號增益，通常為簡化計算，我們一般用低頻增益來代替AV,這樣足可以使我們深入理解電路的頻率特性。密勒定理不適用的情況結點X與Y之間只有一條信號通路，密勒定理不成立。此時兩用密勒定理得到的輸入阻抗是對的，但增益是錯的。6.2極點與結點的關聯(lián)1 .CS放大器的簡化頻率特性分析如果忽略輸出結點與輸入結點的相互作用，我們可以利用密勒定理得到CS放大器的兩個極點頻率:24(CGD+CDB)RD

10、(1A，)是在所關心的頻率下的小信式中|AV二271KsCGS+(l+gmRD)CGDi2 .共源放大器的頻率特性（理論推導）總而言之：若題目出到圖6.2.1,根據(jù)公式給出極點、零點，之后若表達傳輸函數(shù)，則模仿理論推導中增益的表達形式。7.2噪聲類型1.熱噪聲定義：導體中載流子的隨機運動，引起導體兩端電壓波動電阻的熱噪聲X結點的KCL方程nut結點的KCL方程CG041JVxVk-+vxcGSs+(v-Vout)CG)S=0s(V1)QDS+gJx+(白+CDM=0KDv。_V.s?RR(CcsCm+CGC5HgjRp+C即C的)十乖1+g犀Rp)Cw+R5c備+Rp(Cro+C明(+)將分母

11、化為:苴零占/、 ?八、.注意:末尾常數(shù)為第一角頻率何”就是傳輸函數(shù)中關于s的一次項系數(shù)的倒數(shù),加叫僦是s項系數(shù)的倒數(shù)。+gm2冗CGD（也即如果有負載aci=4廣3州單個MOST能產(chǎn)生的最大熱噪聲電壓:負載R）減少gm可降低噪聲。當gm不影響其他關鍵指標時，應盡量小2.MOS管的閃爍噪聲（1/f噪聲）1/f噪聲的轉(zhuǎn)角頻率fc熱噪聲和1/f噪聲曲線的交叉點可=4kTR3)=耳()K,教材上默認Af=1HzMOS管溝道區(qū)的熱噪聲ro要替換為來源：載流子在柵和襯底界面處的俘獲與釋放，導致源漏電流有噪聲用與柵極串聯(lián)的電壓源來模擬表達式:Hfr&lslorflN匕2=7.3電路中的噪聲表示1

12、.方法一：輸出參考噪聲電壓把輸入置零，計算電路中各噪聲源在輸出端產(chǎn)生的總噪聲例：求如圖所示共源級電路的總輸出噪聲電壓2 .方法二：輸入?yún)⒖荚肼曤妷涸谳斎攵擞靡粋€信號源來代表所有噪聲源的影響4kKCWL8mkT(j.l（對長溝道器件V2=flout2KI、4kf14Aq忌十,7且十寶JI-I1/2_n.our_n.out3丁=訴行K,匕m=4左二g十皿7黑十3CrvLi2K14kT二討法+E7+羔4.輔助定理源漏之間的噪聲電流源可以等效為與柵級串聯(lián)的噪聲電壓源（對任意的ZS）條件：均由有限阻抗驅(qū)動；低頻時3.用電壓源與電流源共同表示輸入?yún)⒖荚肼暼鐖D,匕山=以點或舄=（*8皿+管隔4kf)ox*r

13、*%曰3口7.4單級放大器中的噪聲1.共源級（已在上邊講過，不贅敘）例：M1和M2均工作在飽和區(qū)。計算：輸入?yún)⒖紵嵩肼曤妷喝糌撦d電容為CL,求總輸出熱噪聲若輸入是振幅為Vm的低頻正弦信號，求輸出信噪比（22喙皿=4k7gni1+gml（T3卜引dsjitl輸入共模電平范圍:V3VDD-|V疝十Vthl共源共柵運算放大器，如下左圖（重點掌握，必要時可只看圖當做題目，之后與標準答案對照）電(hi增益表達式:保證所有晶體管均處于飽和區(qū)保證所有晶體管均處于飽和區(qū)輸入卜*限:=Vkt+V山血輸入上限：設所有晶體管的V.T相等，則VinjnaOurnnnMrm3VgtVb|Vth4|+3V4satVb越大

14、,輸入共模電平擺幅越大輸出共模電平范圍:一VDQAhthlEMa保證所有晶體管均處于飽和區(qū),設所行晶體管的|Vd以相等輸出下限：V+=V-+:,oiit.giiiribGS4chat4輸出上限:VC,DDTV0s7H公#乂4&。二V而凡時叫輸出擺幅V由g/V曲.JYgTVM卜Vb-NMQVdM%越小，輸出擺幅越大輸出擺幅的最大值為VDDlVih7l5Vd雙端輸出共源共柵運放的輸出范圍（注意輸出要乘以2!）保證所有晶體管均處于飽和區(qū),設所有晶體笆的尸&,輸出下限：outJinn-b1GS4+dsatJ輸出上限：vM-vb：+|vGS6i-|vdiat6|愉出擺幅2(VoliUii

15、aK-olit.uuji尸2(Vb3+Vd5at-Vbl+Vlb4),Vk越大，輸出撰幅越大%越小,輸出擺幅越大輸出撰幅的最大便為2(VDD-5Vdsa()共源共柵運放設計設計流程：已知：VDD功耗、Av0、輸出擺幅1確定各晶體管的過驅(qū)動電壓根據(jù)設計經(jīng)驗，放大管過驅(qū)動電壓：200mV負載管過驅(qū)動電壓：200500mV尾電流管過驅(qū)動電壓：300500mV2確定各支路的直流電流(功耗分配)根據(jù)總功耗要求，確定各個電流管的電流大小根據(jù)過驅(qū)動電壓與支路電流，確定各晶體管寬長比根據(jù)增益的要求，確認各晶體管的尺寸(寬長比不變，增益不滿足要求時，可增加L)由已知條件可算得跨導gm再根據(jù)增益，求得輸出電阻Ro

16、ut；,_Li|0/J九一又由于。，可知入，進而用工推斷L根據(jù)過驅(qū)動電壓與輸出擺幅要求，確定各偏置電壓(注意留出余量).+Vvbtlui4.由簡單電流公式jv2L 二L確定各晶體管的寬長比5.增益提高技術原理vv-V(1I、/通過提高輸出阻抗提高增益！31十+(1+4-=V；i%)公Vf1I);於由二廣=%一+一+(1+4)居心%1/G2/與4心也道記住上面的圖總結：通過提高輸出阻抗提高增益!6.運放噪聲共源共柵運放的噪聲左圖:右胤若考慮1/颼聲=而彳=山(【田gQJ10.1穩(wěn)定性概述1.負反饋系統(tǒng)振蕩條件X+pHs加($)=-1,系統(tǒng)振蕩砌/。期$助判據(jù):如果|陽。)器1并且N&TG

17、M二-180,則振蕩2.增益交點GX使環(huán)路增益的幅值為1的頻率點10.3相位裕度定義：PM=180+/3H(co=GX)PMB60最好2.方法：減小總相移，使相位交點PX外推（減少信號通路中的極點數(shù)）降低增益，使增益交點GX內(nèi)推對于單端輸出套筒式運放：10.4頻率補償出HIM：皿Men).1.原理：修改3H的傳輸函數(shù)，使GX+（l+E點處的極點頻率下降；當cG時理論可知9（CE+CJg血9,也即輸出極點A點的極點頻率上升2.影響：傳統(tǒng)方法通過增加負載電容，fE（主極點）減?。坏藭rfE與fA（第一非主極點）同一數(shù)量級，為了45。相位裕度，fu=fA,因此犧牲了帶寬；此處由于極點分裂的性質(zhì)，fE內(nèi)推，f