東南大學(xué)光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置

1、C2000 參賽項目報告（命題組）目：基于 TMS320F28027 的光伏并網(wǎng)模擬裝置 題校：東南大學(xué)學(xué)指導(dǎo)教師：（教授）參賽隊成員（含個人教育簡歷）：仲浩、東南大學(xué)、東南大學(xué)謝倩、東南大學(xué)基于 TMS320F28027 的光伏并網(wǎng)模擬裝置仲浩（東南大學(xué)電氣由 SPWM 信號的產(chǎn)生、逆變回路及其210096）摘要：、欠壓保護、鍵盤和顯示等部分組成。選擇 DSP TMS320F28027產(chǎn)生 SPWM 信號；逆變器主回路是由功率場效應(yīng)晶體管的逆變電路，其部分采用基于 DSP的最大功率跟蹤和輸出電流跟蹤策略，使逆變輸出電流與參考信號同頻同相；并從軟硬件兩方面進行輸入欠壓、輸出保護，增強系統(tǒng)的穩(wěn)定

2、性和可靠性。對系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率、畸變率等各項指標(biāo)的測試結(jié)果表明，本光伏并網(wǎng)模擬裝置是比較穩(wěn)定可靠的。：光伏并網(wǎng)模擬裝置、最大功率跟蹤、頻率相位跟蹤、F28027Rid-connected Pphotovoltaic Simulator based on TMS320F28027Zhonghao，Liuqianjie，Xieqian(School of Electric Engineering, Southeast University)Abstract：The system includes modules of generating SPWM signals, inverter circuit

3、 and its control tactic, undervoltage and overcurrent protection, keyboard and display. DSP TMS320F28027 is used to generate SPWM signals. The inverter composed of MOSFET is of full-bridge construction and the um power point tracking and current tracking strategy based on DSP is applied to the contr

4、ollerof it, making the frequency and phase of the export current the same as the reference signal. Protection is realized by means of hardware and software, which improves the stability and reliability of the entire system. The result of the tests including indexes such as conversion efficiency and

5、aberrationrate shows the stability and reliability of this grid-connected photovoltaic simulator.Key words：grid-connected photovoltaic simulator;phase tracking; F28027um power point tracking; frequency and目錄引言1系統(tǒng)指標(biāo)分析1系統(tǒng)方案23.1 總體方案23.2 正弦波信號產(chǎn)生方案23.3 MPPT 跟蹤原理及提高效率方案31頻率和相位跟蹤方案4和欠壓保護方案4驅(qū)動及逆

6、變主回路方案44理論分析與計算54.1 SPWM 相關(guān)分析與參數(shù)計算54.2 電壓電流數(shù)據(jù)的分析與算法64.3 MPPT 算法分析74.4 頻率相位跟蹤分析與參數(shù)計算84.5 濾波電路的分析與參數(shù)計算94.6 FFT 變換及 THD 計算10系統(tǒng)硬件設(shè)計15.45.5逆變主電路及 DSP 最小系統(tǒng)12驅(qū)動及其保護電路13頻率和相位檢測電路14電源管理電路14電壓和電流相關(guān)檢測電路156系統(tǒng)軟件設(shè)計166.1 軟件總體方案166.2 SPWM 產(chǎn)生程序166.3 MPPT 程序176.4 頻率相位跟蹤程序186.5 系統(tǒng)保護及自恢復(fù)程序196.6 DIT-FFT 變換程序1

7、978及創(chuàng)新20系統(tǒng)測試方案及結(jié)果分析測試方案及測試條件21測試結(jié)果及其完整性21測試結(jié)果分析23結(jié)論24參考文獻(xiàn)25附錄261引言本設(shè)計選擇 A 題，根據(jù)題目要求需設(shè)計光伏并網(wǎng)模擬發(fā)電裝置，可以對給定的光伏模擬電源實施最大功率跟蹤，以達(dá)到高效傳輸電能的目的。還需對給定的正弦波進行實時的頻率和相位跟蹤。為了保護系統(tǒng)的穩(wěn)定可靠運行，還應(yīng)增加相應(yīng)的保護功能。隨著能源的消耗日益劇增和傳統(tǒng)能源的日趨減少，以及使用傳統(tǒng)能源所帶來的一系列相關(guān)問題逐漸增加，如環(huán)境污染、溫室效應(yīng)等諸多問題，對于開發(fā)新能源的需求越來越大1。各國都在致力于新能源的開發(fā)，如原子能、風(fēng)能、太陽能等，在最近十年的

8、發(fā)展中，太陽能得到了迅速發(fā)展。目前作為基礎(chǔ)設(shè)施的電力行業(yè)正在努力利用太陽能，為電力的發(fā)展注入新2，本設(shè)計主的生機與活力。光伏并網(wǎng)發(fā)電已經(jīng)成為的潮流和制約太陽能應(yīng)用的要對光伏并網(wǎng)發(fā)電中的一些技術(shù)做了相關(guān)研究，并使用 DSPF28027 設(shè)計完成了光伏并網(wǎng)模擬裝置。本設(shè)計主要實現(xiàn)了模擬光伏電源由直流轉(zhuǎn)換為單相交流電源的功能，具有最大功率點跟蹤功能和頻率相位跟蹤功能，另外增加了相關(guān)的保護和顯示功能。本模擬裝置可以在一些高校和科研院所作為實驗裝置，以作相關(guān)參考。它還可以為進一步研究光伏并網(wǎng)提供一個良好的平臺，對于研發(fā)光伏并網(wǎng)應(yīng)用裝置和有著重要的借鑒意義。2系統(tǒng)指標(biāo)分析本設(shè)計除了失真度（THD）未達(dá)到發(fā)

9、揮部分要求之外，其它都達(dá)到了該題目要求的基本指標(biāo)和發(fā)揮部分指標(biāo)，并在此基礎(chǔ)上進行了擴展。本設(shè)計不僅可以實現(xiàn)單相光伏并網(wǎng)模擬的要求， 還可以在一定情況下實現(xiàn)裝置的自檢測?，F(xiàn)將題目的要求指標(biāo)（包括基本要求指標(biāo)和發(fā)揮部分指標(biāo)）和本設(shè)計所達(dá)到的各項指標(biāo)在表 2.1 中進行比較。表 2.1 系統(tǒng)各項指標(biāo)對照表項目項目基本指標(biāo)發(fā)揮部分指標(biāo)本設(shè)計達(dá)到指標(biāo)MPPT時間1s1s1s相對誤差1%1%0.9%頻率時間1s1s1s相對誤差1%1%0.2%相位時間無1s1s相對偏差（絕對值）無51.6效率h60%80%90%失真度THD5%1%2%保護輸入電壓Ud（th）=（250.5 ）V250.1 V輸出電流Io（

10、th）=（1.50.2 ）A1.50.2 A自恢復(fù)功能無有有注：表 2.1 中“本設(shè)計達(dá)到指標(biāo)”一欄內(nèi)均是在題目所要求的測試條件下，并充分考慮了實時性的情況下測得。3系統(tǒng)方案3.1 總體方案本光伏并網(wǎng)模擬裝置的總體方案采用 TI 公司的TMS320F28027 開發(fā)平臺輸入端的電壓和電流，運用合適的最大功率點跟蹤（MPPT）算法，實現(xiàn)對功率的實時跟蹤功能，滿足設(shè)計要求。在逆變電路時，給定信號和輸出反饋電壓信號，實現(xiàn)對給定信號頻率的跟蹤。對于相位差則將給定信號與輸出反饋信號做比較得到相位差，并且輸出相位是超前還是滯后，從而給出較準(zhǔn)確的策略。為了消除逆變器輸出波形中的諧波，在其輸出后增加了濾波電路

11、。為了保證裝置的安全性和可靠性，又設(shè)計了輸入欠壓保護和輸出保護電路。另外，增加了鍵盤和 LCD 顯示功能，使本裝置的相關(guān)性能測試和操作更加人性化。其結(jié)構(gòu)框圖如圖 3.1。負(fù)載輸入電壓電流檢測輸出電流檢測電壓檢測ufI i Uiio正弦參考信號uref圖 3.1系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖此方案的優(yōu)點是能夠充分的利用 DSPF28027 的集成外設(shè)，并且其最大時鐘頻率為60MHz，能夠滿足算法對速度的要求。其集成的 A/D 為 12 位，精度較高。此外價格相對于 F2407和 F2812 等有著豐富的外設(shè)較低，所以性價比較高，對于設(shè)計本并網(wǎng)模擬裝置比較合適。并且 F28027 內(nèi)部，具有 TZ 功能，使得在做

12、SPWM 的硬件和軟件保護時更加方便，避免使用的具有硬件保護的 MOSFET 驅(qū)動利用率，降低了成本。，合理利用了 F28027 的內(nèi)部，提高了裝置的3.2 正弦波信號產(chǎn)生方案目前對于利用 PWM 產(chǎn)生正弦波，產(chǎn)生了多種高效可行的技術(shù)方法，如正弦波脈寬調(diào)制（SPWM）、消除數(shù)諧波的 PWM（SHEPWM）、電流滯環(huán)跟蹤 PWM（CHBPWM）等3-5，考慮到本裝置是單相正弦逆變，所以采用 SPWM 或 CHBPWM 技術(shù)比較合適，但信號調(diào)理鍵盤SCIA/DTZF28027EPWMXINT1XINT3XINT2LCD顯示驅(qū)動電路變壓器濾波電路uo1逆變器模擬光伏電源其他人機接口（鍵盤和液晶顯示）

13、；THD 計算及其顯示由于 CHBPWM 技術(shù)在實際應(yīng)用中需要大量高效快速的運算，而 SPWM 則不需要，所以對于本設(shè)計而言，選用 SPWM 技術(shù)生成正弦波是比較合理的。本文采用正弦脈寬調(diào)制(SPWM)作為逆變電路的策略。為便于軟件實現(xiàn)和死區(qū)時間的生成，采用的正弦脈寬單極性調(diào)制方式（原理圖如圖 2.2 所示）如下：圖中uc 表示載波，ur 表示調(diào)制波。圖 3.2 單極性 SPWM 調(diào)制原理圖在實現(xiàn) SPWM 過程中，工程上常使用的方法為自然采樣法和規(guī)則采樣法，本設(shè)計中用到的 F28027 的 EPWM 模塊中的 TB 可以實現(xiàn)增減計數(shù)，所以能完成對稱 PWM 波形的輸出，因此選用規(guī)則采樣法（如

14、圖 3.3 所示）。而規(guī)則采樣法通常又有兩種。規(guī)則采樣法：在三角波的正峰時刻 tC 對正弦信號波采樣得 C 點，過 C 作水平直線和三角波分別交于 A、B 點，得脈寬為 t2 的 PWM 波。但是如果 t2 偏窄時會出現(xiàn)誤差過大的現(xiàn)象。規(guī)則采樣法：在三角波的負(fù)峰時刻 tD 對正弦信號波采樣得 D 點，過 D 作水平直線和三角波分別交于 A、B 點，在 A 點時刻 tA 和 B 點時刻 tB開關(guān)器件的通斷。脈沖寬度 t2和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。綜合上面的對比分析，選擇規(guī)則采樣法。圖 3.3規(guī)則采樣法原理圖3.3 MPPT 跟蹤原理及提高效率方案光伏發(fā)電逆變的主要性能之一是效率。傳統(tǒng)

15、的太陽能光伏發(fā)電并網(wǎng)裝置多采用兩級電路形式，前級 DC-DC 電路運行中存在多個能量變換過程，能量交換發(fā)生在電場能和磁場能的不同能量形式之間，儲能電容器和電感器在多次變換時存在多個功率損耗，阻礙逆變效率的提高。如果剔除 DC-DC 變換電路，直接將光伏電池組件連接到逆變電路作正弦波調(diào)制輸出，有利于提高逆變器的最大效率以及效率帶技術(shù)指標(biāo)，并可提高逆變器的可靠性和減小逆變器生產(chǎn)成本5-7?？紤]到本模擬裝置的一些要求，選用單級逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以簡化電路的設(shè)計與。在 MPPT 跟蹤算法上，由于常見的擾動法（即爬山法）在最大功率點附近會不斷擺動，在一定程度上增加了系統(tǒng)的能耗。經(jīng)查閱相關(guān)文獻(xiàn)及研究， 使

16、用了電導(dǎo)增量法，并本模擬裝置的特殊性做了一些改進，具體算法將在 MPPT 算法分析中進行闡述。需要的變量主要是輸入電壓和電流。3.4 頻率和相位跟蹤方案在光伏并網(wǎng)過程中， 頻率和相位的跟蹤是一個比較關(guān)鍵的技術(shù)環(huán)節(jié)8。在本設(shè)計中考慮到軟硬件的合理高效配合，使用了 F28027 的兩個外部中斷，輸出波形經(jīng)信號調(diào)理后的波形如圖 3.4 中的 Uf 所示，輸入波形經(jīng)調(diào)理后的波形如圖 3.4 中 Ure 所示。在外部中斷中使用上升沿觸發(fā)方式，然后借助 timer0 對輸入和輸出波形的周期進即可準(zhǔn)確計算出各波形的頻率。至于超前滯后以及相位差的測定則在中斷服務(wù)過將每次測定的時間值存入相應(yīng)的變量中，兩個相比較

17、即可求出結(jié)果。定，通UreUfDelta圖 3.4待檢測波形3.5和欠壓保護方案為了使系統(tǒng)運行穩(wěn)定可靠，并根據(jù)相關(guān)設(shè)計要求，增加了和欠壓保護。介于保護的速動性要求，在硬件上設(shè)計相關(guān)的保護電路，并通過軟件算法的優(yōu)化提高保護動作的準(zhǔn)確性。硬件上主要是將調(diào)理好的信號經(jīng)過比較器 LM393 與相關(guān)的臨界值進行比較，比較后的結(jié)果送至 TZ，以SPWM 的輸出或。軟件主要通過輸出電流和輸入電壓的值來計算輸出電流的有效值和輸入電壓的平均值保護動作響應(yīng)與否，對于數(shù)據(jù)的處理采用了一定的算法，具體見理論分析與計算中的相關(guān)闡述。3.6 驅(qū)動及逆變主回路方案對于系統(tǒng)的主回路而言，本裝置模擬的是單相光伏并網(wǎng)，所以使用常

18、規(guī)的單相（H 橋） 電路即可，主要在于器件的選擇和 MOSFET 觸發(fā)端的電路設(shè)計上。在電路設(shè)計時對 MOSFET的 G 極做了一定的硬件處理，使其能夠快速關(guān)斷，在軟件設(shè)計上則為了防止出現(xiàn)直通現(xiàn)象，加9。了死區(qū)本裝置為并網(wǎng)模擬裝置，所以從功率角度劃分，應(yīng)屬于小型電力電子裝置，所以選用MOSFET 作為逆變的開關(guān)器件比較合適。對于 MOSFET 的驅(qū)動，常用的方案主要有以下幾個：(1)柵源浮動電源驅(qū)動，每個 MOSFET 高壓側(cè)需要一個雜。電源，電平轉(zhuǎn)換電路錯綜復(fù)(2)變壓器驅(qū)動，雖然簡單便宜，但運用于寬占空比范圍時，技術(shù)復(fù)雜，且在頻率下降時，變壓器顯著增加。(3)自舉電路，簡單便宜但具有與變壓

19、器自舉電容刷新的限制。集成電路驅(qū)動，使電路省去了繁雜的能。驅(qū)動相同的缺點，即占空比與開通時間(4)，且功能齊全，有很好的驅(qū)動及性鑒于以上幾種方案，考慮電路設(shè)計的簡潔性和便于軟件性，使用 IR2110MOSFET 驅(qū)動。IR2110 相對于相關(guān)的而言，比較簡便，所需的輔助電源少，性價比較高。F28027輸出的 PWM 信號經(jīng)過高速光電耦合器輸出，這樣既達(dá)到了保護 F28027 又增強系統(tǒng)的力。能4理論分析與計算4.1 SPWM 相關(guān)分析與參數(shù)計算由于本裝置是要模擬并網(wǎng)的，所以頻率波動范圍比較小，一般在 45-55Hz 之間。因此在SPWM 調(diào)制方式上可以選擇同步調(diào)制，即載N（計算公式如公式（4.

20、1）所示）為，變頻時三角波的頻率與正弦調(diào)制波的頻率同步改變，因而輸出電壓半波內(nèi)的矩形脈沖數(shù)是固定不變的。對于單相逆變的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，載N 可以不為 3 的倍數(shù)?？紤]到相位跟蹤是通過調(diào)整產(chǎn)生 SPWM 信號正弦波離散值發(fā)生的時刻而實現(xiàn)的，為了使相位差在 1 度以內(nèi)，每個周期所取的點數(shù)應(yīng)該不少于 180 個（即 N=180）。但開關(guān)頻率提高開關(guān)損耗就會上升，所以開關(guān)頻率不能太高。綜合以上兩點，本設(shè)計取 N=400。這樣理論上可以實現(xiàn)的相位跟蹤精度為 0.45度（50HZ）。遠(yuǎn)小于指標(biāo)中的 5 度。N = fc / fr（4.1）fc 載波頻率； f 調(diào)制波頻率r單相逆變光伏系統(tǒng)主電路中含有 4 個

21、 MOSFET，因此需要 4 路信號來分別。有的設(shè)計方案中利用同一信號來同時導(dǎo)通的兩個管子，這樣實際上只需要 2 路信號。在試驗中發(fā)現(xiàn)，這種方產(chǎn)生比較嚴(yán)重交越失真。其是同時導(dǎo)通的兩個管子在同一信號的作用下不能同時導(dǎo)通（每個管子導(dǎo)通及關(guān)斷時間長度不一樣），特別是占空比比較小的時候更加明顯。為了克服交越失真，要讓每次同時導(dǎo)通的兩個管子中的一個一直導(dǎo)通，另一個接受SPWM 信號。這樣只需要 2 路 SPWM 信號和 2 路頻率較低的信號。2 路 SPWM 信號是由 EPWM1 產(chǎn)生，2 路信號由普通 I/O 口產(chǎn)生。定義一個 EPWM1 中斷次數(shù)統(tǒng)計全局變量 EPwmTimerIntCount。此變

22、量值代表 SPWM 信號正弦波離散點序號，因為每個周期都有400 個點，所以當(dāng)計數(shù)到 400 時，讓其清零。在 0 和 200 時做相應(yīng)操作來完成換向，并在換向時加上一段死區(qū)時間。每個離散點所對應(yīng)的低電據(jù)可由式(4.2)得到。間可數(shù)組 spwm得到。spwm中的數(shù)spwmn = EPWM1_ TIMER _ TBPRD *(1- fabs(sin(PI * n / 200)* m)（4.2）其中 EPWM1_TIMER_TBPRD 為周期寄存器所對應(yīng)的數(shù)值，m 為調(diào)制比。每次周期及調(diào) 制比 m 變化時，都需要重新計算 spwmn。在每次匹配中斷發(fā)生時，執(zhí)行 EPwmTimerIntCount+

23、， 且更新下一周期的占空比。為了產(chǎn)生對稱的 SPWM 信號，EPWM1 計數(shù)器配置為增減模。那么， 此時的 SPWM 周期為：(EPWM1_TIMER_TBPRD*2*400)/60000000。例如要產(chǎn)生 50HZ 的正弦波， EPWM1_TIMER_TBPRD 要為 1500 。 由于需要時刻跟蹤電網(wǎng)的頻率及相位， EPWM1_TIMER_TBPRD 的數(shù)值可由檢測到的電網(wǎng)頻率經(jīng)簡單的計算確定。相位的調(diào)整可通過操作變量 EPwmTimerIntCount 超前或滯后來完成。4.2 電壓電流數(shù)據(jù)的分析與算法本設(shè)計需要實時檢測輸入電壓、輸入電流和輸出電流的大小。F28027 含有 12 位的

24、A/D 轉(zhuǎn)換器，精度比較的高，分辨率為：3.3V/4096=0.8mV。由于開關(guān)器件等強干擾源的存在，A/D 轉(zhuǎn)換的數(shù)值會不停的變動。盡管在硬件上做了一些工作（加了許多濾波環(huán)節(jié)），A/D 轉(zhuǎn)換的數(shù)值仍在變動。雖然變動范圍很?。ㄔ?2mV 以內(nèi)），但也會影響一些算法的效果，需要在軟件對數(shù)據(jù)處理。A/D 轉(zhuǎn)換是由 EPWM 觸發(fā)的，所以每個 SPWM 周期，采 400 次數(shù)據(jù)。由于本設(shè)計滯后性比較的強，不需要快速的 A/D 轉(zhuǎn)換結(jié)果，所以把 400 次的輸入電流和輸入電壓的 A/D 轉(zhuǎn)換結(jié)果平均處理，這樣大大提高了 A/D 轉(zhuǎn)換精度。利用精密電阻分壓，把輸入的大電壓轉(zhuǎn)換成基準(zhǔn)電壓范圍內(nèi)的小電壓加以

25、測量。最后通過函數(shù)關(guān)系準(zhǔn)確的計算出輸入電壓的數(shù)值。為了能夠得到函數(shù)關(guān)系，做了大量的實驗，最后利用做了相關(guān)數(shù)據(jù)處理，求出了輸入電壓值與測得的 A/D 轉(zhuǎn)換數(shù)值之間的線性關(guān)系。如圖 4.1 所示，其中綠色的直線是擬合得到的，而“*”則是實際的測量值。由圖可以看出，求出的擬合值與實際值是非常接近的，完全滿足本設(shè)計對電壓測量精度的要求。通過Ui = 0.021Ui _ signal - 3.3797(V )擬合求得A/D值與輸入電壓的函數(shù)關(guān)系：（4.3）其中Ui _ signal 表示 AD的值，而Ui 則表示是電壓值。圖 4.1輸入電壓函數(shù)曲線利用電流傳感器 ACS712 把輸入電流轉(zhuǎn)化成相應(yīng)的電壓

26、值，再通過 DSP 的 A/D 轉(zhuǎn)換及函數(shù)關(guān)系算出電流大小。ACS712 的電源電壓不是雙極性時，其基準(zhǔn)值為電源電壓的一半，本設(shè)計中 ACS712 電源電壓為 5V，所以基準(zhǔn)值為 2.5V。流入的電流為正時，輸出電壓從 2.5V 往下減小，輸入電壓越大，輸出電壓減小的越多直到零為止。反之，輸出電壓從 2.5V 往上增加，增到 5V 為止。本設(shè)計把 ACS712 輸出的電壓放大 3.3 倍，使其有 610mV/A 的轉(zhuǎn)化精度。輸入電流是直流即單向的，為了提高系統(tǒng)的安全性，把輸入電流正向接入，使電流升高時，電壓下降。開關(guān)器件通斷使輸入電流有一定的波動，軟件上也采用算術(shù)平均值法（上文介紹）。通過一組

27、數(shù)據(jù)，用擬合得到如圖 4.2 所示，從圖來看，真實值（“*”所表示的）分布在擬合曲線（綠色實線所表示的）附近，雖然有一定的偏差，但能滿足本裝置相關(guān)指標(biāo)的要求。其得到的計算公式為：Ii = -0.002 Ii _ signal + 4.5727(A)（4.4）圖 4.2輸入電流函數(shù)曲線輸出電流是交流的正弦信號，所以不能對整個周期的數(shù)值取算術(shù)平均值來濾波。每 10 次A/D 轉(zhuǎn)換算一次平均值，也可以達(dá)到不錯的效果，這樣每周期40 個不同的電流值，能夠滿足設(shè)計需求。通過一組實際測得直流電流值與 AD得到的數(shù)據(jù)，使用做了線性擬合，得到的圖形如圖 4.3 所示（“*”：實測的點；實線：擬合的曲線）和輸出

28、電流求解公式：Io = -0.0063 Io _ signal +18.9618(A)（4.5）圖 4.3輸出電流函數(shù)曲線4.3 MPPT 算法分析法等10-13。目前有多種 MPPT 算法，如定電壓跟蹤法、擾動觀察法、電導(dǎo)增量法、實時各種算法都有其優(yōu)缺點，本設(shè)計在綜合考慮了各方法的優(yōu)缺點之后，采用電導(dǎo)增量法。電導(dǎo)增量法的特點是：精確、響應(yīng)比較快，但步長和閥值的選擇上存在一定的。但經(jīng)過理論分析及多次試驗后得出較理想的步長和閥值。下面先介紹下電導(dǎo)增量法相關(guān)理論公式：= U IPmaxdIdP / dU = I + U= 0dUdI / dU = -I / U（4.6）式（4.6）為達(dá)到最大功率點

29、的條件，當(dāng)輸出電導(dǎo)的變化量等于輸出電導(dǎo)的負(fù)值時，光伏陣列工作在最大功率點。本設(shè)計通過dI / dU + I / U 與零的關(guān)系來需要增加還是減小占空比來實現(xiàn)最大功率跟蹤。大于零時，表明要提高電壓值，可通過減小調(diào)制比 m 來實現(xiàn)。小于零時，表明要降低電壓值，可通過增大調(diào)制比 m 來實現(xiàn)。因為 m（0,1），所以在m 加減時要加限制條件以防止超出范圍。為保證系統(tǒng)在最大功率處的穩(wěn)定性，需要加一閥值，使dI / dU + I / U 在一定范圍內(nèi)變化時，認(rèn)為其等于零。系統(tǒng)工作在最大功率點且內(nèi)阻為 30時，有：I=1A，U=30V，I/U=0.033S。取 I/U 百分之十（即 0.0033）為閥值，經(jīng)

30、過試驗后發(fā)現(xiàn)取 0.005 較為理想?？紤]到本設(shè)計中，在模擬光伏電池輸出端加有 4700uF 的電容，系統(tǒng)有很高響應(yīng)速度。負(fù)載等效電阻為 30時，帶有 30V 電壓的電容放電到 29.5V 所需要時間為t=-ln（29.5/30）*RC=0.0236s,所以步長在 20ms 左右較為理想，400 次 AD 轉(zhuǎn)換的時間剛好 20ms，所以在設(shè)置成每 400 次 AD 轉(zhuǎn)換執(zhí)行一次 MPPT 算法。400 次 AD 轉(zhuǎn)換取算術(shù)平均，可得到非常精確的輸入電壓和輸入電流值。通過實驗得知，閥值為 0.005，步長為 20ms，可取得很好的效果。本設(shè)計為了優(yōu)化系統(tǒng)響應(yīng)，采用了增量式的數(shù)字 PI技術(shù)，引入變

31、量 G_new,G_old 來表示dI / dU + I / U 的兩次計算值。調(diào)制比 m 變化量D m 與其關(guān)系式為：Dm = Kp (G _ new - G _ old) + Ki G _ new（4.7）器飽采用 T 法整加以修正后，得到 Kp=3，Ki=1.2。并采用抗飽和措施來消除和這種狀況。設(shè)定若D m 大于 0.1 設(shè)定其為 0.1，若D m 小于-0.1 設(shè)定其為-0.1。最終的實驗結(jié)果表明此算法完全能夠滿足指標(biāo)要求。4.4 頻率相位跟蹤分析與參數(shù)計算F28027 只有一個輸入捕捉器，而本設(shè)計需要兩個。所以只能采用其他的方式來跟蹤頻率和相位。中斷方式使用起來比較的簡便，F(xiàn)280

32、27 有三個外部中斷可供選擇，且可以配置任一個 I/O口為中斷輸入端。因此選用外部中斷方式來檢測電網(wǎng)模擬信號及逆變器輸出電流信號的頻率及相位。用外部中斷方式，還需要有系統(tǒng)基準(zhǔn)時間。在輸出頻率為 45HZ，載為 400 時，每個EPWM 的周期為 55us。在此情況下相位調(diào)整（相位的調(diào)整通過操作變量 EPwmTimerIntCount 超前或滯后來完成），每次調(diào)整最少要調(diào)整 55us（每次要調(diào)一整個 EPWM 周期），所以基準(zhǔn)時間間隔小于 55us 對相位檢測是無意義的。但基準(zhǔn)時間間隔越小頻率跟蹤就越準(zhǔn)確，所以基準(zhǔn)時間間隔不能太小。綜合以上兩點， 定時器 0 配置為 10us 的定時器，每 10

33、us 執(zhí)行一次CpuTimer0.InterruptCount+。全局變量CpuTimer0.InterruptCount 便成為時間基準(zhǔn)。這樣頻率誤差在 0.05%以內(nèi)，具體方法如下。首先通過頻率相位檢測電路將電網(wǎng)模擬信號、逆變器輸出電流信號變信號（如圖所示），信號的上升沿觸發(fā)中斷，進入中斷服務(wù)子程序。對于電網(wǎng)模擬信號，用變量In_time_new下此時的系統(tǒng)基準(zhǔn)時間，下個周期的上升沿再次觸發(fā)中斷，用變量In_time_old 記下 In_time_new 的值，In_time_new 賦為此時的系統(tǒng)基準(zhǔn)時間。對于逆變器輸出電流信號，用變量 Out_time_new下此時的系統(tǒng)基準(zhǔn)時間， 下

34、個周期的上升沿再次觸發(fā)中斷，用變量 Out_time_old 記下 Out_time_new 的值，Out_time_new 賦為此時的系統(tǒng)基準(zhǔn)時間。則電網(wǎng)模擬信號的周期 fin 及逆變器輸出電流信號頻率 fout 有如下公式：= 100000.0 / (Out _ time _ new - Out _ time _ old )fout（4.8）= 100000.0 / (In _ time _ new - In _ time _ old )fin（4.9）相位差可由 Out_time_new 和 In_time_new 相減得到，通過二者差值符號來超前與滯后，通過差值的大小來相位差的大小，相

35、位差的計算公式為：Dj = (Out _ time _ new - In _ time _ new) 360 / (In _ time _ new - In _ time _ old )（4.10）頻率和相位差都測量出來以后就可以實現(xiàn)頻率和相位的跟蹤。本設(shè)計采取頻率和相位校正策略，先校正頻率，然后再調(diào)整相位。由于裝置的滯后性很強，頻率和相位的校正頻率不能過高，而且每校正一次都需要等待一段時間來觀察校正后的效果。外部中斷響應(yīng)時間，大概在 22ms45ms 之間（因為頻率變化范圍為 45HZ-55HZ），通過多次試驗后發(fā)現(xiàn)每兩次中斷響應(yīng)執(zhí)行一次頻率校正或相位校正較為理想。在頻率校正條件滿足時，輸入

36、頻率和輸出頻率是否相等，不等則調(diào)整 EPWM1_TIMER_TBPRD。直接把檢測到的電網(wǎng)模擬信號頻率轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的數(shù)值賦給 EPWM1_TIMER_TBPRD。經(jīng)過換算后得到：EPWM1_ TIMER _ TBPRD = 30 fin（4.11）由于 EPWM 輸出頻率十分準(zhǔn)確，基本上一次調(diào)整就符合頻率相等要求。在頻率相等后，開始相位調(diào)整。如果 abs（Out_time_new-In_time_new）比較的?。ㄔO(shè)定小于等于 5），可以做適當(dāng)?shù)奈⒄{(diào)，根據(jù)超前或滯后對變量 EPwmTimerIntCount 加 1 或減 1。若比較大則根據(jù)相關(guān)公式直接調(diào)整變量 EPwmTimerIntCount

37、。滯后情況下，Epwm = (Out _ time _ new - In _ time _ new) 400 / Freq _ in + Epwm)%400（4.12）在超前情況下，Epwm = (400 - (In _ time _ new - Out _ time _ new) 400 / Freq _ in + Epwm)%400（4.13） 其中 Epwm 為變量 EPwmTimerIntCount； Freq _ in 為求得的輸入頻率的等效值；其他的參數(shù)與前面的同名參數(shù)意義一樣。通過實驗后發(fā)現(xiàn)，裝置可以快速的實現(xiàn)頻率和相位的調(diào)整，而不需用很復(fù)雜的算法。4.5 濾波電路的分析與參數(shù)計

38、算濾波器采用 LC 結(jié)構(gòu)電路進行濾波，為了保證濾波器的濾波效果，必須保證濾波器的轉(zhuǎn)折頻率，通常取濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為頻率 510 倍，開關(guān)頻率也為轉(zhuǎn)折頻頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于率的 510 倍14-15。確定了濾波器的轉(zhuǎn)折頻率之后，只要再確定電感或電容的大小就能確定濾波器的參數(shù)。u 輸出濾波電容的選取本設(shè)計中輸出交流電壓的頻率為 fo 為 50Hz，逆變器的開關(guān)頻率為 20KHz，濾波器的轉(zhuǎn)折頻率一般取為(510)fo，輸出濾波電容用來濾除輸出電壓 uo 的諧波。為了減少輸出功率的無功分量，一般選取 Icf0.2Iomax 為宜，其中 Iomax 為滿載時的輸出電流。= 2 AIo max（4.14）因此濾

39、波電容值應(yīng)滿足下式： 0.2Io maxC2p f U f（4.15）o o由上式計算可得，輸出低通濾波器的電容值取小于 90uF。u 輸出濾波電感的選取由上述分析的濾波器的轉(zhuǎn)折頻率為可以選擇輸出濾波電感 Lf 的值：頻率 510 倍，并在確定輸出濾波電容的基礎(chǔ)上，1L =f(2p Nf )2 Cof（4.16）其中，N 代表轉(zhuǎn)折頻率的倍數(shù)，一般取 510。這里取 N=10，綜合電感體積等因素，確定電感 Lf 值約為 300uH。經(jīng)和調(diào)試最終確定該輸出低通濾波器的電容值為 50uF，電感 Lf 值為 330uH。4.6 FFT 變換及 THD 計算葉變換是一種將時間信號轉(zhuǎn)變?yōu)轭l域信號的變換形式

40、。在頻域分析中，頻譜分析是信號分析的重要內(nèi)容，它反映了系統(tǒng)性能的好壞。有限長序列可以通過離散葉變換(DFT)將其頻域也離散化成有限長序列。但其計算量太大，很難實時地處理問題，因此引出了快速葉變換(FFT)?？焖偃~變換（FFT）是計算離散葉變換（DFT）的快速算法。它利用葉變換的周期性和對稱性得到的一種算法，該算法有多種形式，但基本上可以分為兩大類：按時間抽?。―IT）和按頻率抽?。―IF）。這里簡要說明一下按時間抽取算法的實現(xiàn)。非周期連續(xù)時間信號 x(t) 的葉變換可以表示為：X (w) =x(t)e- jwtdt-（4.17）假設(shè)經(jīng)過采樣得到了 N 點采樣值x(nT ), n = 0,1,.

41、, n -1，那么其頻譜采樣的譜間距為：w0 = 2p / NT可以推出式（1）的離散形式為：- j 2p kn NN -1N -1X (kw ) = x(nT )e= x(nT )en=0- jkw0nT（4.18）0n=02pN，省略符號w0 和 T，則上式可寫為：令WN = - jN -1X (k ) =x(n)Wk = 0,1,., n -1kn（4.19）Nn=0式（3）中， X (k ) 是時間序列 x(n) 的頻譜；W kn 成為蝶形因子。對于 N 點時域采樣值，N經(jīng)過式（3）的計算，可以得到 N 個頻譜條，這就是離散葉變換（DFT）。又由于蝶形因子具有如下的周期性和對稱性：周期

42、性：Wkn = Wk ( N +n) = W (k +N )nNNN對稱性：W (kn+ N /2) = WknW N /2 = -W knNNNN先將序列 x(n)按奇偶項分解為兩組x(2r) = x1 (r)r = 0,1,L, N - 12x(2r + 1) = x (r)2根據(jù)上述兩個性質(zhì)，將 DFT 運算按時間抽取得到：N -1X (k) = DFTx(n) =x(n)Wn=0knNN -1N -1=x(n)W x(n)WknknNNn=0n=0n為偶數(shù)n 為奇數(shù)N / 2-1N / 2-1(2r +1)k Nx(2r)W+x(2r + 1)W2rkNr =0r =0N / 2-1N

43、 / 2-1 x (r)W 2rk + W k x (r)W 2rk1NN2Nr =0r =0N / 2-1N / 2-1 x (r)W rk + W k x (r)W rk1N / 2N2N / 2r =0r =0= X (k) + W k X (k)1N2其中 X1 (k) 、 X 2 (k) 分別是 x1 (n)、x2 (n) 的 N/2 點的 DFTN / 2-1N / 2-1NX (k) x (r)W=x(2r)W,0 k - 1rkrk1N / 2N / 212r =0r =0N / 2-1N / 2-1NN / 2(r)W=x(2r +1)W,0 k -1rkrkX (k)xr

44、=022N / 22r =0至此，一個 N 點 DFT 被分解為兩個 N/2 點的 DFT。由此依次類推就得出：N 點 DFT 可全部由下式確定出來： X (k ) = X (k ) + W k X (k )N1N2k = 0,1,L,-12（4.20） X (k + N / 2) = X (k ) - W k X(k )1N2按時間抽取葉變換（DIT-FFT），由于上式可以用一個的蝶形符號表示，所以也稱為蝶形運算。由于這種算法同 DFT 相比，大大減少了單元和運算次數(shù)，所以在實時性上存在著較大的優(yōu)勢，所以本設(shè)計使用 DIT-FFT 算法來實時分析信號的頻譜和計算 THD。在具體的使用 F28

45、027 進行 DIT-FFT 變換時，采用同步采樣技術(shù)，每個周期采 400 個數(shù)據(jù)點。而由于 FFT 變換中的輸入數(shù)據(jù)必須要求 2 的n 次方個，在一些相關(guān)文獻(xiàn)中主要采用兩種方式達(dá)到要求。第一條途徑是拋棄某些輸入序列的樣值，使得長度縮短為 2 的整數(shù)次方；第二種途徑是在輸入序列后面補 0，使得序列的長度加長到的整數(shù)次方16-18。但考慮到數(shù)據(jù)的長度對FFT 變換時間的影響及整個系統(tǒng)實時性的要求，選擇第法。將 400 削減為 16 個點，然后進行 FFT 變換，即每隔 25 個點取一個作為 FFT 的輸入數(shù)據(jù)點。同時考慮在計算過程中可能因為數(shù)據(jù)的精度所帶來的誤差，采取平均化處理方法，每算出 50

46、 個 THD 值進行算術(shù)平均，以提高計算結(jié)果的精確性。波形失真度 THD 的基本計算公式為：Nk =0k 12kUTHD =100%（4.21）U15系統(tǒng)硬件設(shè)計5.1逆變主電路及 DSP 最小系統(tǒng)圖 5.1逆變主電路如圖 5.1 所示，本設(shè)計采用典型的 H 橋電路，由于本裝置對電壓的要求不高，所以選用的MOSFET 型號為 IRF540。此款 MOSFET 通態(tài)電阻極低（正常工作為 0.047），可以在很大程度上降低功耗。在 MOSFET 的 G 極加了 10的柵極電阻和快恢復(fù)二極管，一方面可以消除阻尼震蕩，另一方面可以加快 MOSFET 的關(guān)斷，以減小關(guān)斷時間。為防止 MOSFET 過電壓

47、，加入了緩沖電路。此緩沖電路由二極管 Di、電阻 R 和電容 C6 組成，可有效的防止MOSFET 過電壓。在產(chǎn)生正弦波時，正半周期，圖 5.1 中的 V4 一直導(dǎo)通，V2、V3 一直關(guān)斷，V1 受SPWM 信號制。；在負(fù)半周期， V3 一直導(dǎo)通，V1、V4 一直關(guān)斷，V2 受 SPWM 信號控本設(shè)計采用了 TI 推薦的 F28027 這款 DSP 處理器及其最小系統(tǒng)板。DSP 的 40 個引腳通過兩排 1.27mm 的排針引出，我們只需要在電路板上添加接口電路即可。這使得我們可以把精力集 中 到 其 它 硬 件 及 算 法 的 研 究 上 。 本 設(shè) 計 所 用 到 的 DSP如 下 ： E

48、PWM1（GPIO0,GPIO1）,TIMER0，XINT(GPIO5,GPIO6,GPIO7,),Tz1（GPIO12）,Tz2（GPIO16）,I/O（GPIO17,GPIO34，GPIO19，GPIO2,GPIO18,GPIO32）,ADC（ADCINA1, ADCINA2, ADCINA4,ADCINA6）。GPIO1、 GPIO0、GPIO17、GPIO34、GPIO19 用來MOSFET 驅(qū)動電路。XINT1接輸出波形調(diào)理電路；XINT2 接輸入波形調(diào)理電路；XINT3 接鍵盤。ADCINA4 接輸入電壓采集電路；ADCINA6 接輸入電流電路；ADCINA2 接輸出電流電路。TZ

49、1 接輸出電流硬件保護輸出端；TZ2 接輸入電壓硬件保護輸出端。GPIO2、GPIO18、GPIO32 用來顯示器。5.2 驅(qū)動及其保護電路圖 5.2驅(qū)動及保護電路考慮到電路的復(fù)雜程度，決定采用 IR2110 來驅(qū)動MOSFET（如圖 5.2 所示）。為保證 IR2110的穩(wěn)定性，電路中大量的使用了耦合電容，并在 PCB 圖中把電容放在IR2110 的一大特點是高壓側(cè)懸浮自舉驅(qū)動，其優(yōu)點是驅(qū)動電路電源不需電源輸入端附近。，缺點是對自舉電容及自舉二極管的要求比較嚴(yán)格。自舉電容需采用穩(wěn)定性較高的鉭電容且大小要適當(dāng)，自舉二極采用快恢復(fù)型二極管。經(jīng)過理論分析及計算后，決定采用0.47uf 的鉭電容和型

50、號為IRF157的快恢復(fù)二極管。在試驗中，發(fā)現(xiàn)電容及二極管的選擇十分理想。IR2110 的 4 個驅(qū)動信號和使能端均通過光耦與 DSP 相連，這極大的提高了系統(tǒng)安全及穩(wěn)定性。5.3 頻率和相位檢測電路在并網(wǎng)過程中，必須滿足頻率相等和相位相同才可以并網(wǎng)。因此需要實時檢測這兩個變量。在此，設(shè)計了如圖 5.3 所示電路。使用比較器 LM393 把給定電網(wǎng)模擬信號和逆變輸出的電流信號轉(zhuǎn)換。考慮到電平兼容及電磁兼容等問題，使用了高速光電耦合器 6N137 對信號。經(jīng)后的信號可安全可靠的接入 DSP 的外部中斷輸。圖 5.3頻率和相位差測量電路如圖 5.3 所示，交流的正弦信號經(jīng)二極管組成的箝位電路后接入

51、比較器 LM393，這樣就可以把正弦信號變信號。DSP 對信號檢測處理后就可以得出交流正弦信號的頻率及相位。此部分電路的一大優(yōu)點是加入了二極管鉗位電路，一方面提高了系統(tǒng)的安全性（電網(wǎng)電壓過高時不至于使比較器的輸入電壓過高），另一方面提高了檢測的準(zhǔn)確性。5.4 電源管理電路圖 5.4電源管理電路為了保障系統(tǒng)的正常供電，以及對不源的要求，設(shè)計了能夠比較穩(wěn)定運行的電源管理模塊。如圖 5.5 所示，使用 15V 輔助電源，一方面為 IR2110 提供電源，另一方面通過 LM2940轉(zhuǎn)換為 5V，為相關(guān)電路提供電源。F28027 使用的是 3.3V 的，所以必須有 3.3V 電源。在設(shè)計時使用了 LM1117-3.3將 5V 電源轉(zhuǎn)換成 3.3V，從而為相關(guān)電路供電。另外，加了 LED 指示電源的工作狀況。考慮到電路對在一點處用電感接在一起。的要求，電路中所有不同性質(zhì)的地均布線，最后5.5 電壓和電流相關(guān)檢測電路圖