高頻開(kāi)關(guān)電源的基本原理

1、第一節(jié) 高頻開(kāi)關(guān)電源的基本原理一、高頻開(kāi)關(guān)電源的組成高頻開(kāi)關(guān)整流器通常由工頻濾波電路、工頻整流電路、功率因數(shù)校正電路、直流-直流變換器和輸出濾波器等部分組成，其組成方框圖如圖1-3-1所示。 圖1-3-1高頻開(kāi)關(guān)整流器組成方框圖圖中輸入回路的作用是將交流輸入電壓整流濾波變?yōu)槠交母邏褐绷麟妷?；功率變換器的作用是將高壓直流電壓轉(zhuǎn)換為頻率大于20KHZ的高頻脈沖電壓；整流濾波電路的作用是將高頻的脈沖電壓轉(zhuǎn)換為穩(wěn)定的直流輸出電壓；開(kāi)關(guān)電源控制器的作用是將輸出直流電壓取樣，來(lái)控制功率開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)脈沖的寬度，從而調(diào)整開(kāi)通時(shí)間以使輸出電壓可調(diào)且穩(wěn)定。從框圖中可見(jiàn)，由于高頻變壓器取代了笨重的工頻

2、（50HZ）變壓器，從而使穩(wěn)壓電源的體積和重量大小減小。開(kāi)關(guān)整流器的特點(diǎn)：重量輕，體積小采用高頻技術(shù)，去掉了工頻變壓器，與相控整流器相比較，在輸出同等功率的情況下，開(kāi)關(guān)整流器的體積只上相控整流器的1/10，重量也接近1/10。功率因數(shù)高相控整流器的功率因數(shù)隨可控硅導(dǎo)通角的變化而變化，一般在全導(dǎo)通時(shí)，可接近0.7以上，而小負(fù)載時(shí)，僅為0.3左右。經(jīng)過(guò)校正的開(kāi)磁電源功率因數(shù)一般在0.93以上，并且基本不受負(fù)載變化的影響（對(duì)20%以上負(fù)載）?？陕勗胍舻驮谙嗫卣髟O(shè)備中，工頻變壓器及濾波電感工作時(shí)產(chǎn)生的可聞噪聲較大，一般大于60dB。而開(kāi)關(guān)電源在無(wú)風(fēng)扇的情況下可聞噪聲僅為45dB左右。效率高開(kāi)關(guān)電源采

3、用的功率器件一般功耗較小，帶功率因數(shù)補(bǔ)償?shù)拈_(kāi)關(guān)電源其整機(jī)效率可達(dá)88%以上，較好的可做到91%以上。沖擊電流小開(kāi)機(jī)沖擊電流可限制的額定輸入電流的水平。模塊式結(jié)構(gòu)由于體積不，重量輕，可設(shè)計(jì)為模塊式結(jié)構(gòu)，目前的水平是一個(gè)2m高的19英寸（in）機(jī)架容量可達(dá)48V/1000A以上，輸出功率約為60KW。二、高頻開(kāi)關(guān)電源的分類(lèi)（二）開(kāi)關(guān)整流器分類(lèi)1、按激勵(lì)方式可分為自激式和他激式。自激式開(kāi)關(guān)電源在接通電源后功率變換電路就自行產(chǎn)生振蕩，即該電路是靠電路本身的正反饋過(guò)程來(lái)實(shí)現(xiàn)功率變換的。自激式電路出現(xiàn)最早。它的特點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單、響應(yīng)速度較快，但開(kāi)關(guān)頻率變化大、輸出紋波值較大，不易作精確的分析、設(shè)計(jì)，通常只有

4、在小功率的情況下使用，如家電、儀器電源。他激式開(kāi)關(guān)電源需要外接的激勵(lì)信號(hào)控制才能使變換電路工作，完成功率變換任務(wù)。他源激式開(kāi)關(guān)電源的特點(diǎn)是開(kāi)關(guān)頻率恒定、輸出紋波小，但電路較復(fù)雜、造價(jià)較高、響應(yīng)速度較慢。2、按開(kāi)關(guān)電源所用的開(kāi)關(guān)器件可分為雙極型晶體管開(kāi)關(guān)電源、功率MOS管開(kāi)關(guān)電源、IGBT開(kāi)關(guān)電源、晶閘管開(kāi)關(guān)電源等。功率MOS管用于開(kāi)關(guān)頻率100kHz以上的開(kāi)關(guān)電源中，晶閘管用于大功率開(kāi)關(guān)電源中。3、按開(kāi)關(guān)電源控制方式可分為脈寬調(diào)制（PWM）開(kāi)關(guān)電源，脈頻調(diào)制（PFM）開(kāi)關(guān)電源，混合調(diào)制開(kāi)關(guān)電源。4、按開(kāi)關(guān)電源的功率變換電路的結(jié)構(gòu)形式可分為降壓型、反相型、升壓型和變壓器型。變壓器型中按開(kāi)關(guān)管輸出

5、電路的形式可分為了單端開(kāi)關(guān)電源、雙端開(kāi)關(guān)電源。而雙端開(kāi)關(guān)電源又可分為推挽型、半橋型、全橋型。單端開(kāi)關(guān)電源可分為單端正激型、單端反激型。除了上述幾種類(lèi)型外，還有一些改進(jìn)型電路，如雙端正激型等。第二節(jié) 開(kāi)關(guān)整流器一、主電路電路如圖1-3-2所示。交流輸入電壓經(jīng)電網(wǎng)濾波、整流濾波得到直流電壓，通過(guò)高頻變換器將直流電壓變換成高頻交流電壓，再經(jīng)高頻變壓器隔離變換，輸出高頻交流電壓，最后經(jīng)過(guò)輸出整流濾波電路，將變換器輸出的高頻交流電壓整流濾波得到需要的直流電壓。圖1-3-2 典型主電路（1）交流輸入濾波及橋式整流濾波電路電容C116、C117、C118，共模電感L102構(gòu)成EMI（Eletromagnet

6、ic Interference電磁干擾）濾波器，其作用是：一方面抑制電網(wǎng)上的電磁干擾；另一方面它還對(duì)開(kāi)關(guān)電源本身產(chǎn)生的電磁干擾有抑制作用，以保證電網(wǎng)不受污染。即它的作用就是濾除電磁干擾，因此常稱(chēng)作EMI濾波器。單相/三相市電經(jīng)濾波后，再經(jīng)全橋整流濾波，得到300V/500V左右的高壓直流電壓送入功率變換電路。（2）功率變換電路（DC/DC變換電路）300V/500V高壓直流電送入功率變換器，功率變換器首先將高壓直流電轉(zhuǎn)變?yōu)楦哳l交流脈沖電壓或脈動(dòng)直流電，再經(jīng)高頻變壓器降壓，最后經(jīng)輸出整流濾波得到所需的低壓直流電。（3）次級(jí)濾波電路由于DC/DC全橋變換器輸出的直流電壓仍含有高頻雜音，需進(jìn)一步濾波

7、才能滿(mǎn)足要求。為此在DC/DC變換器之后，又加了共模濾波器。由高頻電容C212、C213及電流補(bǔ)償式電感L23組成的共模濾波器的直流阻抗很低，但對(duì)高頻雜音有很強(qiáng)的抑制作用，使輸出電壓的高頻雜音峰峰值降到200mV以下。二、控制電路（1）電壓/電流取樣電路電壓/電流取樣電路如圖1-3-3所示： 圖1-3-3 取樣電路整流模塊的輸出電壓，經(jīng)由取樣支路（R205、RP21、R203、R204）的電位器RP21取樣，送出采樣電壓（即反饋電壓）Vf。分流器（取樣電阻）FL01上的電壓即為電流反饋信號(hào)If，作為限流和均流的取樣信號(hào)。（2）反饋控制電路整流模塊控制電路由電壓閉環(huán)控制與電流閉環(huán)控制組

8、合而成，其基本原理見(jiàn)圖2-22。 首先討論穩(wěn)壓過(guò)程。從圖2-22可見(jiàn)輸出電壓取樣反饋信號(hào)Vf輸入至PWM控制器內(nèi)部的比較放大器的1腳，與2腳的電壓基準(zhǔn)信號(hào)Vref進(jìn)行比較放大，得到誤差信號(hào)。如果因某種因素使得輸出電壓升高，則Vf上升，因而9腳的電壓降低，這將導(dǎo)致控制器輸出的控制脈沖寬度變窄，即占空比變小，從而最終使得輸出電壓降低，完成負(fù)反饋穩(wěn)壓過(guò)程。電壓基準(zhǔn)電路見(jiàn)圖1-3-4。圖1-3-4 反饋控制電路接著分析恒流（也稱(chēng)限流）過(guò)程。從分流器取樣而來(lái)的反饋信號(hào)If和電流基準(zhǔn)信號(hào)Iref合成后輸入U(xiǎn)6的3腳，同時(shí)Iref也輸入U(xiǎn)6的2腳。當(dāng)模塊輸出電流小于限流值時(shí)（調(diào)整電位器RV1可改變

9、限流值），U6的3腳電平高于2腳電平，這時(shí)1腳呈高電平，二極管截止，電流環(huán)不起作用；當(dāng)模塊限流時(shí)（即模塊輸出電流達(dá)到限流值時(shí)），U6的3腳電平低于2腳電平，1腳呈低電平，二極管導(dǎo)通，從而拉低U7的9腳電平，最后使模塊處于恒流狀態(tài)，電壓環(huán)不起作用。電流基準(zhǔn)電路由圖1-3-3中的U3等構(gòu)成，正常工作時(shí)，當(dāng)光耦不導(dǎo)通時(shí)，電流基準(zhǔn)電平為5.5V左右，光耦飽和導(dǎo)通時(shí)，電流基準(zhǔn)電平為2.55V左右。（3）電壓、電流基準(zhǔn)正常工作時(shí)U8（TL431）產(chǎn)生穩(wěn)壓基準(zhǔn)，其電平為+5V，經(jīng)過(guò)電阻分壓輸出基準(zhǔn)信號(hào)Vref，電阻RX設(shè)有兩檔值，切換這兩檔就可以獲得均充電壓或浮充電壓。調(diào)節(jié)RX便可調(diào)整均充或浮充電壓。在圖1

10、-3-5中，Q12，Q13兩PNP管起著較重要的保護(hù)作用。由于電壓控制環(huán)的反應(yīng)速度比電流控制環(huán)的反應(yīng)速度快，如果沒(méi)有Q12，Q13，當(dāng)輸出短路時(shí)電壓控制環(huán)首先響應(yīng)，工作占空比迅速變至最大，經(jīng)過(guò)幾個(gè)周期后電流控制環(huán)才起作用，把電流限制在一定范圍。這樣輸出短路時(shí)對(duì)電路的沖擊很大。本電路加了Q12，Q13后，在輸出短路時(shí)，圖1-3-3中電容C201通過(guò)二極管D202迅速放電，電壓UB加到Q12、Q13基極，UB的下降使它們導(dǎo)通，迅速將電壓基準(zhǔn)電平和電流基準(zhǔn)電平拉低，將輸出電流限制得很小，使短路沖擊的影響大大降低。另一方面，它還能起輸出軟啟動(dòng)的作用。模塊開(kāi)機(jī)時(shí)，輸出濾波電容上的電壓為0，所以模塊建立電

11、壓的過(guò)程中電流很大。而輸出電流是經(jīng)開(kāi)關(guān)管的，如果沒(méi)有相應(yīng)措施，開(kāi)關(guān)管很容易在這個(gè)時(shí)候遭受過(guò)流沖擊而損壞。開(kāi)機(jī)時(shí)圖1-3-3中電容C201上的電壓UB為0，Q12、Q13導(dǎo)通，電壓基準(zhǔn)被拉得很低，變換器輸出電壓小。電容C201經(jīng)由電阻R207慢慢充電，電壓UB逐漸升高，由于Q12、Q13的作用，電壓、電流基準(zhǔn)逐漸升高，輸出電壓也逐漸升高。最后U8進(jìn)入穩(wěn)壓狀態(tài)，模塊輸出電壓也達(dá)到額定值。這樣就完成了輸出軟啟動(dòng)過(guò)程。 圖1-3-5 電壓電流基準(zhǔn)電路圖（4）驅(qū)動(dòng)電路如圖1-3-6所示?，F(xiàn)以其中一路驅(qū)動(dòng)為例描述工作原理。驅(qū)動(dòng)輸入A、B為為互補(bǔ)對(duì)稱(chēng)關(guān)系。A為高電平時(shí)，由于互補(bǔ)關(guān)系，輸入B為低電平

12、，這時(shí)Q7、Q10導(dǎo)通，Q8、Q9截止。VCC1通過(guò)Q7，隔直電容C1，驅(qū)動(dòng)變壓器T10原邊這條回路產(chǎn)生正向驅(qū)動(dòng)脈沖，使功率管Q1開(kāi)通。當(dāng)驅(qū)動(dòng)輸入A轉(zhuǎn)為低電平時(shí)，Q7、Q9截止，Q8、Q10導(dǎo)通。通過(guò)D8、隔直電容C1、驅(qū)動(dòng)變壓器T10原邊，這條回路產(chǎn)生反向驅(qū)動(dòng)脈沖。當(dāng)變壓器原邊中的電流減小到0時(shí)，電容C1通Q8、變壓器T10原邊放電，繼續(xù)維持等幅反向脈沖。另一路的工作原理相同。圖1-3-6 驅(qū)動(dòng)電路工作原理圖 第二節(jié) 功率變換電路功率變換電路是整個(gè)開(kāi)關(guān)電源的核心部分，根據(jù)輸出功率的大小，開(kāi)關(guān)頻率的工作范圍，以及開(kāi)關(guān)管上所承受的電壓、電流應(yīng)力的不同，功率變換電路有多種拓樸結(jié)構(gòu)，下面介

13、紹兩種拓樸結(jié)構(gòu)：雙端正激變換器和全橋變換器。一、雙端正激變換器電路結(jié)構(gòu)如圖1-3-7所示?；竟ぷ髟?#160; 圖1-3-7 雙端正激變換電路   圖1-3-8 雙端正激電路狀態(tài)1等效電路 圖1-3-9 雙端正激電路狀態(tài)2等效電路Q(chēng)1、Q2由同一組驅(qū)動(dòng)信號(hào)控制，同時(shí)導(dǎo)通或關(guān)斷。其工作過(guò)程是：在Q1、Q2的控制端加一個(gè)高電平，開(kāi)關(guān)管Q1、Q2導(dǎo)通，其等效電路如圖1-3-8所示。這時(shí)，輸入電壓Ui全部加到變壓器初級(jí)線圈兩端，次級(jí)的感生電動(dòng)勢(shì)使D3導(dǎo)通，將輸入電流的能量傳送給電感L和電容C及負(fù)載，給電感L、電容C充電（電感電流IL增大，當(dāng)超過(guò)負(fù)載

14、電流Io時(shí)，電容電壓Uc也開(kāi)始增大，如圖1-3-10所示）；與此同時(shí)在變壓器T中建立起勵(lì)磁電流（INP與INS/n之差，如圖1-3-10中的陰影所指示），即在變壓器的勵(lì)磁電感中存儲(chǔ)能量。撤去Q1、Q2控制端的高電平，Q1、Q2關(guān)斷，變壓器的原、副邊的極性立即反轉(zhuǎn)，D3截止，其等效電路如圖1-3-9所示。這時(shí)，電感L上的電壓極性也反轉(zhuǎn)，通過(guò)續(xù)流二極管D4向負(fù)載繼續(xù)供電，當(dāng)電感電流小于輸出電流Io時(shí)，電容也向負(fù)載供電，見(jiàn)圖1-3-10。另一方面，變壓器中原邊的電流如圖1-3-9所示的方向流動(dòng)，即磁化電流通過(guò)D1、D2將原先儲(chǔ)存的能量回饋給電源Ui而去磁。同時(shí)D1、D2具有箝位作用，它們保證變壓器原

15、邊的電壓不超過(guò)輸入電壓Ui，能有效防止變壓器漏感的電壓尖峰對(duì)開(kāi)關(guān)管的沖擊。顯然，在Q1、Q2再次導(dǎo)通之前，T中的去磁電流必須釋放到零，即T中的磁通必須復(fù)位，否則，能量經(jīng)幾個(gè)周期疊加，將使變壓器T發(fā)生飽和導(dǎo)致開(kāi)關(guān)管損壞。這就要求占空比0.5。   圖1-3-10 雙端正激變換電路工作波形特性分析正激：開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，輸入饋電給負(fù)載，截止時(shí)L供電給負(fù)載，因此稱(chēng)為正激式耐壓：開(kāi)關(guān)管最大電壓為Ui變壓器：變壓器利用率不高（僅使用磁滯回曲線第一象限）應(yīng)用：安圣電源HD4850和HD4820-5整流模塊主電路二、全橋式變換電路基本工作原理圖1-3-11 全橋式變換電路全橋式變換電路的結(jié)構(gòu)

16、如圖1-3-11所示。輸入電壓為經(jīng)整流后的直流電壓Ui。工作時(shí)開(kāi)關(guān)管分為Q1Q4和Q2Q3兩組，由兩組對(duì)稱(chēng)倒相的方波脈沖驅(qū)動(dòng)，見(jiàn)圖1-3-16中Ugs(Q1)、Ugs(Q2)的關(guān)系。C1的容量很大，時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于開(kāi)關(guān)管的工作周期，在電路工作過(guò)程中，C1上的電壓變化很小，在分析過(guò)程中可以當(dāng)成導(dǎo)線。電路的工作過(guò)程是：（1）Q1Q4導(dǎo)通即Q1Q4的柵極激勵(lì)信號(hào)為高電平，使Q1Q4導(dǎo)通（Q2Q3仍保持關(guān)斷）。變換電路的等效電路如圖1-3-12所示。這時(shí)輸入電壓Ui幾乎完全加在變壓器的原邊，電流按箭頭所示的方向流動(dòng)。按圖中所示變壓器原副邊的電壓極性，整流二極管D6承受正偏壓導(dǎo)通，整流二極管D5承受反向偏

17、壓而截止，即輸入電壓Ui通過(guò)變壓器T和二極管D6給電感L，電容C2充電，并給負(fù)載供電，二極管D6的電流線性上升。電路的工作波形見(jiàn)圖1-3-16。 圖1-3-12狀態(tài)1（Q1、Q4導(dǎo)通）的等效電路（2）Q1Q4關(guān)斷撤去激勵(lì)信號(hào)，Q1Q4截止（Q2Q3仍保持截止），即四個(gè)開(kāi)關(guān)管都不導(dǎo)通。這個(gè)狀態(tài)下的等效電路如圖1-3-13所示，其中RT為線圈內(nèi)阻。這時(shí)變壓器的極性突然反轉(zhuǎn)為如圖中所示的方向。副邊的產(chǎn)生的反電動(dòng)勢(shì)、電感L的自感電動(dòng)勢(shì)使D5導(dǎo)通，繼續(xù)給負(fù)載供電。另一方面，電感L還將通過(guò)D6續(xù)流。變壓器的電感比儲(chǔ)能電感L小得多，所以副邊上的電動(dòng)勢(shì)很?。ㄟh(yuǎn)小于Uo）。雖然對(duì)于D6來(lái)說(shuō)，副邊產(chǎn)生的

18、反電動(dòng)勢(shì)有礙于它的導(dǎo)通，但它遠(yuǎn)小于電感L的電動(dòng)勢(shì)。而且線圈上有內(nèi)阻RT，包含D5的上半回路的電流很大，在內(nèi)阻RT上的壓降抵消了上半部副邊的正向電動(dòng)勢(shì)，使得D6正向偏置，因而電感L的自感電動(dòng)勢(shì)也使得D6導(dǎo)通，通過(guò)D6續(xù)流。從另一個(gè)角度來(lái)說(shuō)，副邊上的電壓遠(yuǎn)小于Uo，因而原邊的電壓也小于Ui，原邊上沒(méi)有電流。如果D6不導(dǎo)通，則變壓器只有上半部副邊流過(guò)IL，IL遠(yuǎn)大于原來(lái)的勵(lì)磁電流（原、副邊的等效電流之差，與前面的雙正激電路一樣），而變壓器鐵芯中的磁通（磁能）不能突變的，因而勢(shì)必要在下半部副邊流過(guò)一定的反向電流來(lái)抵消掉一部分由上半部副邊電流（流經(jīng)D5的電流）所產(chǎn)生的磁通，即使得D6導(dǎo)通。這樣，電感中的

19、電流分成兩路分別流經(jīng)D5、D6續(xù)流，分配的比例與線圈內(nèi)阻、變壓器電感、勵(lì)磁電流大小有關(guān)，總的來(lái)說(shuō)ID5大于ID6?？傊琎1Q4截止時(shí)，D5、D6同時(shí)導(dǎo)通，給電感L續(xù)流。 圖1-3-13 狀態(tài)2（Q1Q4關(guān)斷）的等效電路（3）Q2Q3導(dǎo)通即Q2Q3的柵極激勵(lì)信號(hào)為高電平，使Q2Q3導(dǎo)通（Q1Q4仍保持關(guān)斷）。變換電路的等效電路如圖1-3-14所示。這時(shí)輸入電壓Ui幾乎完全加在變壓器的原邊，電流按箭頭所示的方向流動(dòng)。按圖中所示變壓器原副邊的電壓極性，整流二極管D5承受正偏壓導(dǎo)通，整流二極管D6承受反向偏壓而截止，即輸入電壓Ui通過(guò)變壓器T和二極管D5給電感L，電容C2充電，并給負(fù)載供電

20、，二極管D5的電流線性上升。電路的工作波形見(jiàn)圖1-3-16。 圖1-3-14 狀態(tài)3（Q2、Q3導(dǎo)通）的等效電路（4）Q2Q3關(guān)斷撤去激勵(lì)信號(hào)，Q2Q3截止（Q1Q4仍保持截止），即四個(gè)開(kāi)關(guān)管都不導(dǎo)通。這個(gè)狀態(tài)下的等效電路如圖1-3-15所示，其中RT為線圈內(nèi)阻。和狀態(tài)三相同的道理，電感中的電流分成兩路分別流經(jīng)D5、D6續(xù)流，分配的比例與線圈內(nèi)阻、變壓器電感、勵(lì)磁電流大小有關(guān)，總的來(lái)說(shuō)ID6大于ID5。 圖1-3-15 狀態(tài)4（Q2、Q3關(guān)斷）的等效電路然后又回到步驟1，不斷重復(fù)上述過(guò)程。整個(gè)工作過(guò)程的波形如圖1-3-16所示。圖1-3-11中的功率開(kāi)關(guān)管都并接了一個(gè)二極管

21、，在實(shí)際應(yīng)用中，兩者經(jīng)常是做成一體的，大多數(shù)功率管內(nèi)部并接換向二極管。它有兩個(gè)作用：一是功率管截止時(shí)，換向二極管將開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)漏感儲(chǔ)存的能量回送到輸入電源，同時(shí)箍位住漏感形成的尖峰電壓；二是開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓電源在運(yùn)行過(guò)程中，如果負(fù)載突然開(kāi)路，變壓器的漏感和分布電容形成的自激振蕩有可能使功率管的源極電壓瞬間高于漏極電壓很多，使管子反向擊穿。加入二極管后，通過(guò)箝位作用防止了功率管的反向擊穿。電容C1是用來(lái)增強(qiáng)電路的平衡能力，它可以防止因功率管的特性差異而造成變壓器磁芯飽和。兩組開(kāi)關(guān)管Q1Q4和Q2Q3的開(kāi)關(guān)特性不可能完全一致，假設(shè)Q1Q4的開(kāi)啟的速度稍快一點(diǎn)，則勢(shì)必造成給變壓器原邊供電的方波脈沖的正半周高

22、電平的實(shí)際持續(xù)時(shí)間稍長(zhǎng)。如果沒(méi)有C1，則將出現(xiàn)變壓器原邊向下充電的時(shí)間在每個(gè)周期內(nèi)都長(zhǎng)于反向充電的時(shí)間，這使得變壓器的沒(méi)有完全去磁，幾個(gè)周期的積累之后，必將使得變壓出現(xiàn)磁飽和而使電路不能正常工作。接入C1后，則在第一個(gè)周期內(nèi)，C1上的電壓也沒(méi)有恢復(fù)到0，而是有一個(gè)左正右負(fù)的電壓。在下一個(gè)周期時(shí)，正向方波的電壓被C1上的電壓抵消一部分后才給變壓器原邊充電，線圈上的正向充電電壓低，電流上升速度慢；反向方波的電壓疊加了C1上的電壓之后再給變壓器原邊充電，因而線圈的反向充電電壓高，電流上升速度快，最終保證在以后的每個(gè)周期內(nèi)正向、反向電流上升量相同，從而保證變壓器完全退磁。   圖1

23、-3-16 全橋變換電路的工作波形（5）特性分析耐壓：開(kāi)關(guān)管承受的最大電壓為Ui；變壓器：變壓器利用率高，使用磁滯回曲線第一、三象限；輸出功率：輸出功率比雙正激高一倍；驅(qū)動(dòng)電路：四級(jí)驅(qū)動(dòng)電路需隔離，防止相鄰橋臂直通。 第三節(jié) 功率因數(shù)校正電路由于開(kāi)關(guān)電源電路的整流部分使電網(wǎng)的電流波形畸變，諧波含量增大，而使得功率因數(shù)降低（不采取任何措施，功率因數(shù)只有0.60.7），污染了電網(wǎng)環(huán)境。開(kāi)關(guān)電源要大量進(jìn)入電網(wǎng)，就必須提高功率因數(shù)，減輕對(duì)電網(wǎng)的污染，以免破壞電網(wǎng)的供電質(zhì)量。下面著重介紹單相有源校正、三相有源校正、無(wú)源校正的原理。一、單相有源校正傳統(tǒng)的整流電容器輸入方式在輸入電壓峰值時(shí)取一窄脈

24、沖電流，使得電源從電網(wǎng)中直接得到的能量少，且電流波形中高次諧波豐富，其波峰因數(shù)高。從波峰因數(shù)一功率因數(shù)曲線可知，波峰因數(shù)越高，功率因數(shù)越低。 波峰因數(shù)Ipeak/Irms式中 Ipeak：瞬時(shí)脈沖電流值 Jrms：均方根電流值若在圖1-3-17所示中加L濾波器則可使諧波分量減少，功率因數(shù)得到改善，此方式為“無(wú)源”濾波器方式。圖1-3-17 無(wú)源功率因數(shù)校正原理圖采用開(kāi)關(guān)型變換技術(shù)，利用預(yù)調(diào)整器接收來(lái)自?xún)蓚€(gè)源的控制信息，即輸入電流波形和輸出電壓反饋，然后由一乘法器將該信號(hào)處理產(chǎn)生一個(gè)預(yù)調(diào)整器的控制信號(hào)，使輸入電流按正弦波規(guī)律變化，這種方式稱(chēng)為“有源”濾波方式。有源濾波方式的功率因數(shù)校正器也稱(chēng)為“

25、有源”濾波器。有源濾波器的基本原理圖和波形圖，如圖1-3-18（a）、（b）所示。具體工作過(guò)程如下：電流參考來(lái)自輸入全波整流后的正弦電壓，輸出調(diào)整由正比于輸出直流誤差的因子乘以參考值所提供。整流后的類(lèi)正弦信號(hào)用作控制電路的輸入。峰值電流檢測(cè)控制方式由于具有較高的品質(zhì)因數(shù)和較低的輸入電流，被認(rèn)為是優(yōu)良的控制方式?？刂齐娐愤€應(yīng)提供過(guò)壓關(guān)機(jī)和峰值電流限制，以保護(hù)開(kāi)關(guān)管。合適的工作頻率能保持預(yù)調(diào)整器開(kāi)關(guān)管損耗最低(允許電路在95效率工作)，大多數(shù)損耗的產(chǎn)生是由于MOSFET漏源間電容充電切換和二極管的反向恢復(fù)電流所致。對(duì)于固定的工作頻率，每個(gè)周期需要最小的”O(jiān)FF”時(shí)間，即占空比要大，通常為95。占空

26、比由在輸入正弦波上瞬時(shí)電壓值所決定(電感電流為零)。占空比越高，”干涸”點(diǎn)越低，諧波危害越少，功率因數(shù)越高。(a)(b)圖1-3-18（a）、（b） 有源功率因數(shù)校正原理與波形二、三相有源校正 1、單相綜合式 整流器輸入為三個(gè)單相輸入組成的三相，其有源校正可用三個(gè)單相有源校正電路組合。單相綜合校正缺點(diǎn)是元件較多，可靠性較差，現(xiàn)在己逐漸不予采用。 2、三相一體化控制整流器輸入為三相帶零線或不帶零線，其有源校正可用三相一體化的校正電路。下面介紹一種PWM諧波消除電路。電路原理及波形如圖1-3-19所示。PWM諧波消除法就是將諧波中的低次分量轉(zhuǎn)化為高次分量，從而只需使用很小的濾波器就可將其濾去?？梢?jiàn)

27、使用這種方法，能大大減小濾波器的體積，降低成本，功率因數(shù)也高，因而具有很高的實(shí)用價(jià)值。3、PWM一般分為以下幾種方式： (1)等距脈寬PWM方式 即用同一直流電平切割三角載波就可以產(chǎn)生等距脈寬的PWM波形； (2)普通的正弦波調(diào)制PwM方式(SPwM) 即通過(guò)正弦波與三角載波比較產(chǎn)生的； (3)引入諧波的PWM法 即在原正弦波基準(zhǔn)信號(hào)中加入一定比例的三次諧波(或其他諧波)分量； (4)最佳PwM法 該方式以消除多個(gè)低次諧波為目的； (5)新SPWM法 即三角載波對(duì)2軸對(duì)稱(chēng)，且在323范圍內(nèi)沒(méi)有三角載波。這種方式的等效開(kāi)關(guān)頻率很高，且它的最大直流環(huán)節(jié)增益比一般的SPWM方式高。圖1-3-19 P

28、WM諧波消除電路原理圖考慮PWM方式控制器設(shè)計(jì)的兩個(gè)主要的技術(shù)指標(biāo)是：l         調(diào)制指數(shù)M 它是調(diào)制波幅值B和載波幅值A(chǔ)之比，改變M 可以改變輸出電壓值；l         載波頻率fc 改變fc就可以改變諧波成分，當(dāng)fc增加時(shí)，諧波峰值就向高頻端偏移。在設(shè)計(jì)中選擇合適的PWM方式并考慮到上述兩個(gè)參數(shù)的選用，可以設(shè)計(jì)出所希望的三相有源校正器的控制電路。三相有源校正器控制電路的原理并不復(fù)雜，其控制電路主要由鎖相環(huán)路PLL、計(jì)數(shù)器

29、、PWM波形存儲(chǔ)器、PWM波形選擇器和PWM波形合成器等組成。由PLL產(chǎn)生與電網(wǎng)同步且頻率是電網(wǎng)頻率的整數(shù)倍的時(shí)鐘頻率。該時(shí)鐘頻率計(jì)數(shù)器作為由EPROM組成的PWM波形存儲(chǔ)器的地址信號(hào)，在PWM波形存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)著不同M值下的PWM波形。通過(guò)PWM波形選擇器選擇出所需的M值(即電壓值)的PWM脈沖，由于對(duì)稱(chēng)關(guān)系，實(shí)際上為PWM波形存儲(chǔ)器中的某一種波形和它的短路脈沖波形進(jìn)行綜合，從而得到所需的脈沖。短路脈沖產(chǎn)生器用來(lái)產(chǎn)生短路脈沖，用短路脈沖迫使三相橋的上下臂短路，給電路續(xù)流，控制電路基本方框圖如圖1-3-20所示。圖1-3-20 控制電路基本框圖三、無(wú)源校正無(wú)源濾波器可用在單相或三相輸入電路中，如

30、圖1-3-21（a）、（b）所示。其工作原理如下：(a)(b)圖1-3-21無(wú)源校正原理與波形圖中il：無(wú)電感時(shí)的電流波形；i2：有電感時(shí)的電流波形。i2峰值低于il峰值，即降低整流器負(fù)載的波峰因數(shù)，同時(shí)錯(cuò)開(kāi)電壓峰值，因而其瞬時(shí)功率是降低了的。如果輸入回路串入一只高頻電感器，通過(guò)選擇合適的電感量，并保證滿(mǎn)負(fù)載時(shí)其不會(huì)進(jìn)入飽和狀態(tài)，就能改善輸入回路的非線性負(fù)載特性。（四）選擇高功率因數(shù)校正器的最佳拓?fù)涔β室驍?shù)校正器電路能夠提高電源利用率和滿(mǎn)足IEC要求。它的電路拓?fù)渲饕猩龎菏?、降壓式與回掃式三種電路，用得最多的是升壓式。升壓式峰值開(kāi)關(guān)電流約等于輸入線路電流，而其輸出電壓比峰值輸入電壓高。降壓式

31、是斷續(xù)工作方式，峰值開(kāi)關(guān)電流大于線路電流幾倍，一般只用在輸出功率為150W左右的變換器中。圖1-3-22所示為上述三種電路結(jié)構(gòu)原理圖。由于升壓型具有下述優(yōu)點(diǎn)，故在目前得到了廣泛的應(yīng)用。· 輸入電路中的電感人適于電流型控制；· 電容器C儲(chǔ)能大，體積??；· 由于預(yù)調(diào)整器在電容器上保持高壓，故維持時(shí)間長(zhǎng)；· 全輸入電壓范圍內(nèi)控制能保持有最高的功率因數(shù)；· 輸入電流無(wú)間斷，且在輸入開(kāi)關(guān)瞬時(shí)最小，易于EMI濾波：· 輸入電感阻止快速的線路瞬變，大大提高了工作可靠性：· 開(kāi)關(guān)電壓低于輸出電壓。圖1-3-22 三種模式的功率因數(shù)校正電路原

32、理圖圖1-3-23 升壓型有源功率因數(shù)校正電路原理及波形圖升壓型電路簡(jiǎn)化形式，如圖1-3-23所示。當(dāng)開(kāi)關(guān)元件MOSFET為ON時(shí)，反能量 儲(chǔ)存在電感L中，MOSFETO為OFF時(shí)，通過(guò)二極管V供給負(fù)載，輸出電壓ERL不能從高于輸入電壓EIN的電壓中取出。 輸出電流和脈動(dòng)電壓可分別由下式表示：第四節(jié) 負(fù)荷均分電路一、負(fù)荷均分的概念一套開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)至少需要兩個(gè)開(kāi)關(guān)電源模塊并聯(lián)工作，大的系統(tǒng)甚至多達(dá)數(shù)十個(gè)電源模塊并聯(lián)工作，這就要求并聯(lián)工作的電源模塊能夠共同平均分擔(dān)負(fù)載電流，即均分負(fù)載電流。均分負(fù)載電流的作用是使系統(tǒng)中的每個(gè)模塊有效地輸出功率，使系統(tǒng)中各模塊處于最佳工作狀態(tài)，以保證電源系統(tǒng)的穩(wěn)定、可

33、靠、高效地工作。負(fù)載均分性能一般以不平衡度指標(biāo)來(lái)衡量，不平衡度越小，其均分性能越好，即各模塊實(shí)際輸出電流值距系統(tǒng)要求值的偏離點(diǎn)和離散性越小。國(guó)家有關(guān)標(biāo)準(zhǔn)和信息產(chǎn)業(yè)部入網(wǎng)要求其均分負(fù)載不平衡度±5輸出額定電流值。按照通信用半導(dǎo)體整流設(shè)備標(biāo)準(zhǔn)中描述的不平衡度，計(jì)算方法如下：1=（K1K）×100%2=（K2K）×100%n=（KnK）×100%K1=I1/IH1K2=I2/IH2K1=I1/IH1Kn=In/IHnI1、I2IN為各臺(tái)整流模塊所分擔(dān)的輸出電流值，IH1、IH2INn為各臺(tái)整流模塊額定輸出電流值，為n臺(tái)整流模塊輸出電流總和，為n臺(tái)整流模塊輸出電

34、流額定值總和。目前，較好的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)的負(fù)載均分不平衡度為2±4%，如果在全負(fù)載變化范圍內(nèi)(一般20額定電流值)均滿(mǎn)足這一要求尚屬不易。大多數(shù)廠家生產(chǎn)的開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)在全負(fù)載變化范圍內(nèi)負(fù)載不平衡度±5，通常也能滿(mǎn)足使用要求。（二）一種脈寬調(diào)制(PWM)型負(fù)載均分電路以往所采用的多種負(fù)載均分電路一般都是模擬信號(hào)取樣，且通過(guò)外部導(dǎo)線來(lái)傳輸，具有以下幾點(diǎn)不足：均分精度隨負(fù)載大小變化且不易調(diào)整：均分性能穩(wěn)定度欠佳；動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性不好：參與均分的模塊數(shù)受限。解決這些問(wèn)題，必須考慮產(chǎn)生數(shù)字式負(fù)載均分信號(hào)，并解決其傳輸方式。DUM23和DUMl4系列開(kāi)關(guān)電源采用PWM型均流方式，是一種數(shù)字式

35、調(diào)整均流方式，具有均流精度高、動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性好，抗干擾性較好，模塊控制數(shù)多等優(yōu)點(diǎn)。PWM型均流方式的基本電路原理圖，如圖1-3-24所示。圖1-3-24中，Us為系統(tǒng)取樣電壓，Ur為系統(tǒng)基準(zhǔn)電壓，兩者比較后產(chǎn)生誤差電壓UD，UD與三角波進(jìn)行比較產(chǎn)生一脈寬調(diào)制方波信號(hào)，其波寬受UD大小控制。這個(gè)方波信號(hào)送至每個(gè)整流模塊，再通過(guò)模塊內(nèi)光耦隔離整形放大后與模塊電流IO比較。這個(gè)比較信號(hào)再與模塊的電壓參考值UREF疊加，從而發(fā)出電壓U調(diào)節(jié)信號(hào)，改變模塊的輸出電壓，從而調(diào)整模塊輸出電流，使每個(gè)模塊的輸出電流相等。此電路的關(guān)鍵特點(diǎn)有二：一是產(chǎn)生P1MbI信號(hào)，二是通過(guò)光耦隔離。前者解決數(shù)字式控制精確度高的問(wèn)

36、題，后者解決抗干擾性及同步傳輸無(wú)損耗問(wèn)題。利用此均流控制方式，每套DuMl4電源系統(tǒng)可對(duì)100個(gè)整流模塊進(jìn)行監(jiān)控，其均流不平衡度±2.5%。  下面的是在網(wǎng)上下載下來(lái)的原理                                 &

37、#160;                        高頻開(kāi)關(guān)電源的組成與分類(lèi)開(kāi)關(guān)電源具有體積小、效率高等一系列優(yōu)點(diǎn)，在各類(lèi)電子產(chǎn)品中得到廣泛的應(yīng)用。但由于開(kāi)關(guān)電源的控制電路比較復(fù)雜、輸出紋波電壓較高，所以開(kāi)關(guān)電源的應(yīng)用也受到一定的限制。電子裝置小型輕量化的關(guān)鍵是供電電源的小型化，因此需要盡可能地降低電源電路中的損耗。開(kāi)關(guān)電源中的調(diào)整管工作于開(kāi)關(guān)狀態(tài)，必然存在開(kāi)關(guān)

38、損耗，而且損耗的大小隨開(kāi)關(guān)頻率的提高而增加。另一方面，開(kāi)關(guān)電源中的變壓器、電抗器等磁性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。目前市場(chǎng)上開(kāi)關(guān)電源中功率管多采用雙極型晶體管，開(kāi)關(guān)頻率可達(dá)幾十kHz；采用MOSFET的開(kāi)關(guān)電源轉(zhuǎn)換頻率可達(dá)幾百kHz。為提高開(kāi)關(guān)頻率必須采用高速開(kāi)關(guān)器件。對(duì)于兆赫以上開(kāi)關(guān)頻率的電源可利用諧振電路，這種工作方式稱(chēng)為諧振開(kāi)關(guān)方式。它可以極大地提高開(kāi)關(guān)速度，原理上開(kāi)關(guān)損耗為零，噪聲也很小，這是提高開(kāi)關(guān)電源工作頻率的一種方式。采用諧振開(kāi)關(guān)方式的兆赫級(jí)變換器已經(jīng)實(shí)用化。開(kāi)關(guān)電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實(shí)。然而，把功率開(kāi)關(guān)管與控制電路都集成在同一芯片上，必須解決電隔離和熱絕緣

39、的問(wèn)題。11開(kāi)關(guān)電源的基本構(gòu)成開(kāi)關(guān)電源采用功率半導(dǎo)體器件作為開(kāi)關(guān)器件，通過(guò)周期性間斷工作，控制開(kāi)關(guān)器件的占空比來(lái)調(diào)整輸出電壓。開(kāi)關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖1所示，其中DC/DC變換器進(jìn)行功率轉(zhuǎn)換，它是開(kāi)關(guān)電源的核心部分，此外還有起動(dòng)、過(guò)流與過(guò)壓保護(hù)、噪聲濾波等電路。輸出采樣電路（R1、R2）檢測(cè)輸出電壓變化，與基準(zhǔn)電壓Ur比較，誤差電壓經(jīng)過(guò)放大及脈寬調(diào)制（PWM）電路，再經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路控制功率器件的占空比，從而達(dá)到調(diào)整輸出電壓大小的目的。圖2是一種電路實(shí)現(xiàn)形式。DC/DC變換器有多種電路形式，常用的有工作波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準(zhǔn)正弦波的諧振型變換器。圖1開(kāi)關(guān)電源的基本構(gòu)成圖2開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓

40、電源的原理電路對(duì)于串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源，輸出對(duì)輸入的瞬態(tài)響應(yīng)特性主要由調(diào)整管的頻率特性決定。但對(duì)于開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓電源，輸入的瞬態(tài)變化比較多地表現(xiàn)在輸出端。提高開(kāi)關(guān)頻率的同時(shí)，由于反饋放大器的頻率特性得到改善，開(kāi)關(guān)電源的瞬態(tài)響應(yīng)問(wèn)題也能得到改善。負(fù)載變化瞬態(tài)響應(yīng)主要由輸出端LC濾波器特性決定，所以可以利用提高開(kāi)關(guān)頻率、降低輸出濾波器LC乘積的方法來(lái)改善瞬態(tài)響應(yīng)特性。12開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓電源的分類(lèi)開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓電源的電路結(jié)構(gòu)有多種：（1）按驅(qū)動(dòng)方式分，有自勵(lì)式和他勵(lì)式。（2）按DC/DC變換器的工作方式分：?jiǎn)味苏齽?lì)式和反勵(lì)式、推挽式、半橋式、全橋式等；降壓型、升壓型和升降壓型等。（3）按電路組成分，有諧振型和非諧振

41、型。（4）按控制方式分：脈沖寬度調(diào)制(PWM)式；脈沖頻率調(diào)制(PFM)式；PWM與PFM混合式。（5）按電源是否隔離和反饋控制信號(hào)耦合方式分，有隔離式、非隔離式和變壓器耦合式、光電耦合式等。以上這些方式的組合可構(gòu)成多種方式的開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓電源。因此設(shè)計(jì)者需根據(jù)各種方式的特征進(jìn)行有效地組合，制作出滿(mǎn)足需要的高質(zhì)量開(kāi)關(guān)型穩(wěn)壓電源。2開(kāi)關(guān)電源常用的電路類(lèi)型21PWM變換器脈沖寬度調(diào)制（PWM）變換器就是通過(guò)重復(fù)通/斷開(kāi)關(guān)工作方式把一種直流電壓（電流）變換為高頻方波電壓（電流），再經(jīng)過(guò)整流平波后變?yōu)榱硪环N直流電壓輸出。PWM變換器有功率開(kāi)關(guān)管、整流二極管及濾波電路等元器件組成。輸入輸出間需要進(jìn)行電氣隔離

42、時(shí)，可采用變壓器進(jìn)行隔離和升降壓。PWM變換器的工作原理如圖3所示。由于開(kāi)關(guān)工作頻率的提高，濾波電感L，變壓器T等磁性元件以及濾波電容C等都可以小型化。對(duì)于PWM變換器，加在開(kāi)關(guān)管S兩端的電壓us及通過(guò)S的電流is的波形近似為方波，如圖4所示。占空比D定義為式中：Ts開(kāi)關(guān)工作周期；ton一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通時(shí)間；toff一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)斷開(kāi)時(shí)間；對(duì)于這種變換器，有兩種工作方式。一種是保持開(kāi)關(guān)工作周期Ts不變，控制開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間ton的脈沖寬度調(diào)制（PWM）方式，另一種是保持導(dǎo)通時(shí)間ton不變，改變開(kāi)關(guān)工作周期Ts的脈沖頻率調(diào)制（PFM）方式。圖3PWM變換器的基本工作原理圖4變換器開(kāi)關(guān)工作的波形22

43、隔離型變換器DC/DC變換器用于開(kāi)關(guān)電源時(shí)，很多情況下要求輸入與輸出間進(jìn)行電隔離。這時(shí)必須采用變壓器進(jìn)行隔離，稱(chēng)為隔離變換器。這類(lèi)變換器把直流電壓或電流變換為高頻方波電壓或電流，經(jīng)變壓器升壓或降壓后，再經(jīng)整流平滑濾波變?yōu)橹绷麟妷夯螂娏?。因此，這類(lèi)變換器又稱(chēng)為逆變整流型變換器。（1）推挽型變換器與半橋型變換器推挽型變換器與半橋型變換器是典型的逆變整流型變換器，電路結(jié)構(gòu)和工作波形如圖5所示。加在變壓器一次繞阻上的電壓幅度為輸入電壓UI，寬度為開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間ton的脈沖波形，變壓器二次電壓經(jīng)二極管V1、V2全波整流為直流。圖5（a）表示推挽型變換器的電路結(jié)構(gòu)和工作波形，圖5(b)表示半橋型變換器的電路

44、結(jié)構(gòu)和工作波形。如只從輸出側(cè)濾波器來(lái)看，工作原理和降壓型變換器完全相同，二次側(cè)濾波電感用于存儲(chǔ)能量。如以圖中所示的占空比來(lái)表示時(shí)，電壓變換比m與降壓型變換器相類(lèi)似，即m=D/n式中n變壓器的匝數(shù)比，n=N1/N2；N1為一次繞組的匝數(shù)；N2為二次繞組的匝數(shù)。（a）推挽型          (b)半橋型圖5推挽型與半橋型變換電路（2）正激型變換器正激型變換器電路如圖6所示，它是采用變壓器耦合的降壓型變換器電路。與推挽型變換器一樣，加在變壓器一次側(cè)（一半）上的電壓振幅為輸入電壓UI，寬度為開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間ton的脈沖波形，

45、變壓器二次電壓經(jīng)二極管全波整流變?yōu)橹绷鳌ｋ妷鹤儞Q比為m=D/n對(duì)于這種變換器，開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)變壓器存儲(chǔ)能量，一次繞組中的勵(lì)磁電流達(dá)到：式中：IM1為繞組N1的勵(lì)磁電感。圖6正激型變換電路開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，變壓器釋放能量，二極管V3和繞組N3就是為此而設(shè)，能量通過(guò)它們反饋到輸入側(cè)。開(kāi)關(guān)一斷開(kāi)，繞組N1中存儲(chǔ)的能量轉(zhuǎn)移到繞組N3中，繞組N3的勵(lì)磁電流為式中：N1、N2、N3為繞組N1、N2和N3的匝數(shù)。反饋二極管V3為導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，變壓器去磁。繞組N3的勵(lì)磁電感LM3與繞組N1電感LM1的關(guān)系為L(zhǎng)M3釋放能量所需要的時(shí)間可由下式求出：為防止變壓器飽和，在開(kāi)關(guān)斷開(kāi)期間內(nèi)變壓器必須全部消磁，則tre(1D)Ts。

46、(3)隔離型CuK變換器隔離型CuK變換器電路如圖7所示。開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，電感L1的電流IL1對(duì)電容C11充電，充電電荷量為Qoff=IL1·toff圖7隔離型Cuk變換電路同時(shí)C12也充電(二極管V導(dǎo)通)，開(kāi)關(guān)S導(dǎo)通時(shí)，二極管V變?yōu)榻刂範(fàn)顟B(tài),C12通過(guò)L2向負(fù)載放電,放電電荷為這時(shí)C11也處于放電狀態(tài)。穩(wěn)定狀態(tài)時(shí)，電容C11充放電電荷量相等，則電壓變換比為式中：n為變壓器匝數(shù)比，n=N1/N2（4）電流變換器電流變換器電路如圖8所示，它是逆變整流型變換器。圖8（a）是能量回饋方式，開(kāi)關(guān)S導(dǎo)通時(shí)S1、S2導(dǎo)通時(shí)刻見(jiàn)圖8（a），電感器L的一次側(cè)電壓為UInTUO(nT=N1/N2),電感L

47、勵(lì)磁并儲(chǔ)存能量；S斷開(kāi)時(shí)，儲(chǔ)存在電感L中的能量通過(guò)二極管V3反饋到輸入側(cè)。若采用圖示的占空比，則電壓變換比為：式中：nL為反饋繞組的匝數(shù)比，nL=N3/N4對(duì)于圖8（b）所示的變換器，兩只開(kāi)關(guān)同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，加在電感L上的電壓為UI，電感L勵(lì)磁并儲(chǔ)存能量。任意一只開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，反向電壓（nTUOUI）加到電感L上，電感L釋放能量。其工作原理與升壓型變換器類(lèi)似，電壓變換比為（5）全橋型變換器（a）能量回饋式(b)升壓式圖8電流變換電路全橋型變換器如圖9如示，S1、S3及S2、S4是兩對(duì)開(kāi)關(guān)，重復(fù)交互通斷。但兩對(duì)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通有時(shí)間差。所以變壓器一次側(cè)加的電壓UAB為脈沖寬度等于其時(shí)間差的方形波電壓。變壓器二

48、次側(cè)的二極管將此電壓整流變?yōu)榉讲ǎ║F），再經(jīng)濾波器變?yōu)槠交绷麟姽┙o負(fù)載。圖9全橋型變換電路電壓變換比為m=D/n23準(zhǔn)諧振型變換器在PWM電路中接入電感和電容的諧振電路，流經(jīng)開(kāi)關(guān)的電流以及加在開(kāi)關(guān)兩端的電壓波形為準(zhǔn)正弦波，這種電路被稱(chēng)為準(zhǔn)諧振型變換器。圖10表示出電流諧振開(kāi)關(guān)和電壓諧振開(kāi)關(guān)的基本電路以及工作波形。圖10（a）是電流諧振開(kāi)關(guān)，諧振用電感Lr和開(kāi)關(guān)S串聯(lián)，流經(jīng)開(kāi)關(guān)的電流為正弦波的一部分。當(dāng)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)，電流is從0以正弦波形狀上升，上升到電流峰值后，又以正弦波形狀減小到零，電流變?yōu)榱阒螅_(kāi)關(guān)斷開(kāi)，見(jiàn)圖（a）波形。開(kāi)關(guān)再次導(dǎo)通時(shí)，重復(fù)以上過(guò)程。由此可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)在零電流時(shí)通斷，這樣動(dòng)

49、作的開(kāi)關(guān)叫做零電流開(kāi)關(guān)（ZeroCurrentSwitch）,簡(jiǎn)稱(chēng)為ZCS。在零電流開(kāi)關(guān)中，開(kāi)關(guān)通斷時(shí)與電壓重疊的電流非常小，從而可以降低開(kāi)關(guān)損耗。采用電流諧振開(kāi)關(guān)時(shí)，寄生電感可作為諧振電路元件的一部分，這樣可以降低開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓。（a）電流諧振式(b)電壓諧振型圖10準(zhǔn)諧振開(kāi)關(guān)電路圖10（b）所示電路為電壓諧振開(kāi)關(guān)，諧振電容Cr與開(kāi)關(guān)并聯(lián)，加在開(kāi)關(guān)兩端的電壓波形為正弦波的一部分。開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)，開(kāi)關(guān)兩端電壓從0以正弦波形狀上升，上升到峰值后又以正弦波形狀下降為零。電壓變?yōu)榱阒螅_(kāi)關(guān)導(dǎo)通，見(jiàn)圖（b）波形。開(kāi)關(guān)再斷開(kāi)時(shí)，重復(fù)以上過(guò)程?？梢?jiàn)開(kāi)關(guān)在零電壓處通斷，這樣動(dòng)作的開(kāi)關(guān)叫做零電壓開(kāi)關(guān)（

50、ZeroVoltageSwitch），簡(jiǎn)稱(chēng)ZVS。在零電壓開(kāi)關(guān)中，開(kāi)關(guān)通斷時(shí)與電流重疊的電壓非常小，從而可以降低開(kāi)關(guān)損耗。這種開(kāi)關(guān)中寄生電感與電容作為諧振元件的一部分，可以消除開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)的電流浪涌與斷開(kāi)時(shí)的電壓浪涌。電流諧振開(kāi)關(guān)中開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)電流脈沖寬度ton由諧振電路決定，為了進(jìn)行脈沖控制，需要保持導(dǎo)通時(shí)間不變，改變開(kāi)關(guān)的斷開(kāi)時(shí)間。對(duì)于電壓諧振開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)的電壓脈沖寬度toff由諧振電路決定，為了進(jìn)行脈沖控制，需要保持開(kāi)關(guān)的斷開(kāi)時(shí)間不變，改變開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。在以上兩種情況下，改變開(kāi)關(guān)工作周期，則諧振變換器就由改變開(kāi)關(guān)工作頻率進(jìn)行控制。在圖10所示電路中，開(kāi)關(guān)電壓或電流的波形為半波，但也可以

51、為全波，因此諧波開(kāi)關(guān)又可分為半波諧振開(kāi)關(guān)和全波諧振開(kāi)關(guān)兩種。3功率電路主要元器件的選擇與保護(hù)目前，在高頻開(kāi)關(guān)電源中應(yīng)用最廣泛的功率半導(dǎo)體器件有兩類(lèi)：雙極型功率晶體管和功率金屬氧化物場(chǎng)效應(yīng)管。31功率晶體管的選擇選擇晶體管時(shí)，必須注意兩個(gè)基本參數(shù)：第一個(gè)參數(shù)是晶體管截止時(shí)的耐壓值，第二個(gè)參數(shù)是晶體管在導(dǎo)通時(shí)能承受的電流值。這兩個(gè)參數(shù)的選擇是由開(kāi)關(guān)電源的類(lèi)型決定的。（1）單端反激式變換器中開(kāi)關(guān)晶體管的選擇對(duì)圖11所示的單端反激式變換器，晶體管的集電極與發(fā)射極之間最大耐壓值式中：UI加到晶體管集電極的直流電壓；Dmax最大工作占空比。為了限制晶體管的集電極電壓，工作占空比值應(yīng)取低一些，一般應(yīng)低于50

52、，即Dmax（a）原理圖(b)波形圖圖11隔離單端反激式變換器電路晶體管飽和時(shí)的集電極電流可按下式計(jì)算Ic=I/n式中：I變壓器二次繞組的峰值電流；n變壓器一、二次繞組匝數(shù)比。Ic也可以用輸出功率Po來(lái)表示。假定變換器的效率為0.8，最大占空間比Dmax為0.4,則Ic=6.2Po/UI(2)推挽式變換器電路中開(kāi)關(guān)晶體管的選擇對(duì)圖12所示推挽式變換器電路,它實(shí)際上是由兩個(gè)單端正激變換器電路構(gòu)成。所以，在開(kāi)關(guān)晶體管截止時(shí)，每只開(kāi)關(guān)管上承受的電壓限制在2UI以?xún)?nèi)，利用輸出功率、效率、最大占空比，可推導(dǎo)出晶體管集電極工作電流的表達(dá)式如下：假定變換器的=0.8，Dmax=0.8，則集電極工作電流為（a

53、）原理圖(b)波形圖圖12推挽式變換器電路（3）半橋式變換器電路開(kāi)關(guān)晶體管的選擇圖13所示半橋式變換器中，變壓器的一次側(cè)在整個(gè)周期中都流過(guò)電流，磁心得到充分利用，對(duì)功率開(kāi)關(guān)管的耐壓要求較低，決不會(huì)超過(guò)線路峰值電壓。與推挽式電路相比，若輸出相同的功率，則開(kāi)關(guān)晶體管必須流過(guò)2倍的電流。在半橋式變換器電路中，因?yàn)樽儔浩鞯碾妷阂褱p少到UI/2，為了獲得相同的功率，晶體管的工作電流將加倍。假定變換器的效率=0.8，最大占空比Dmax=0.8，則晶體管的工作電流為:半橋式變換器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是:它可以自動(dòng)校正變壓器磁心偏磁,避免變壓器磁心飽和。圖13半橋式變換器電路在設(shè)計(jì)開(kāi)關(guān)電源時(shí)，還應(yīng)考慮的是使用雙極型晶

54、體管還是MOSFET管，這兩種晶體管各有優(yōu)缺點(diǎn)。二者相比較，雙極型晶體管價(jià)格較低，而MOSFET管由于驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，所以整個(gè)電路設(shè)計(jì)也比較簡(jiǎn)單。雙極型晶體管有一個(gè)缺點(diǎn)，就是工作截止頻率較低，一般在幾十kHz左右，而MOSFET管的開(kāi)關(guān)工作頻率可達(dá)幾百kHz。開(kāi)關(guān)電源工作頻率高就意味著設(shè)計(jì)出來(lái)的開(kāi)關(guān)電源體積較小。提高開(kāi)關(guān)電源的工作頻率，這是當(dāng)前開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)的一個(gè)趨勢(shì)。32功率晶體管的保護(hù)功率晶體管的保護(hù)有抗飽和、二次擊穿等問(wèn)題，這里重點(diǎn)介紹二次擊穿的防止及RC吸收回路元件參數(shù)的選擇方法。（1）正偏壓的二次擊穿要設(shè)計(jì)出一個(gè)工作穩(wěn)定、可靠的開(kāi)關(guān)電源，必須避免開(kāi)關(guān)晶體管出現(xiàn)正向偏置狀態(tài)下的二次擊穿現(xiàn)象

55、。圖14表示晶體管集電極電流Ic與Uce間的關(guān)系圖，曲線的軌跡代表的是晶體管可以工作的最大限度范圍。在晶體管導(dǎo)通期間，落入安全區(qū)正向偏置的負(fù)載曲線認(rèn)為是安全的，工作時(shí)不能超過(guò)廠家所提供的器件熱限度和安全工作區(qū)。圖14雙極型晶體管安全工作區(qū)正向偏置的二次擊穿現(xiàn)象是由若干個(gè)發(fā)熱點(diǎn)引起的。這些發(fā)熱點(diǎn)是由于晶體管在高壓下電流的不均衡而造成的。它們分布在功率晶體管工作面上的許多地方，由于晶體管的基極發(fā)射極結(jié)間是負(fù)溫度系數(shù)，這些發(fā)熱點(diǎn)就增加了局部電流流動(dòng)，電流越大，則產(chǎn)生功率越大，進(jìn)而使得某一發(fā)熱點(diǎn)的溫度更高。由于集電極對(duì)發(fā)射極的擊穿電壓也是負(fù)溫度系數(shù)，所以與上述結(jié)果相同。由此可見(jiàn)，如果加在晶體管上的電壓

56、不消失，電流就不會(huì)終止，集電極發(fā)射極結(jié)就會(huì)被擊穿，而晶體管會(huì)由于無(wú)法抗拒高溫而損壞。有一種防止正向偏壓二次擊穿的新方法：在制造晶體管時(shí)增加了發(fā)射極平衡技術(shù)，使用這種技術(shù)制造的晶體管可以工作在它本身允許的最大功率和最大集電極電壓的條件下，而不必?fù)?dān)心會(huì)產(chǎn)生二次擊穿。應(yīng)用這種技術(shù)的器件如圖15所示。具體實(shí)現(xiàn)方法是在功率開(kāi)關(guān)晶體管的基極再串接一個(gè)結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)管，場(chǎng)效應(yīng)管起著基極平衡電阻的作用，其阻值隨集電極對(duì)基極電壓的變化而變化。當(dāng)集電極電壓變化時(shí)，能夠維持恒定的功耗。圖15 防止二次擊穿的措施（2）反偏壓的二次擊穿當(dāng)晶體管用作開(kāi)關(guān)器件使用時(shí)，存儲(chǔ)時(shí)間和開(kāi)關(guān)損耗是兩個(gè)重要的參數(shù)。如果不能有效地減少存儲(chǔ)時(shí)

57、間，變壓器就會(huì)產(chǎn)生飽和，而且開(kāi)關(guān)電源的調(diào)整范圍就會(huì)受到限制。同時(shí)，對(duì)開(kāi)關(guān)損耗必須進(jìn)行控制，因?yàn)樗绊懼麄€(gè)電源系統(tǒng)的工作效率。實(shí)際應(yīng)用中，晶體管的反向偏置安全工作區(qū)（RBSOA）很有實(shí)用意義，如圖16所示。圖16反向偏置時(shí)安全工作區(qū)RBSOA曲線表示，對(duì)于Uce低于Uceo的情況，只受晶體管集電極電流Ic的限制。對(duì)Uce高于Uceo情況，集電極電流必須隨所加的方向偏置電壓的增加而減少。很明顯，反向偏置電壓Ueb是非常重要的，它對(duì)RBSOA的影響非常大。在開(kāi)關(guān)晶體管加反向偏壓時(shí)，因?yàn)殛P(guān)斷時(shí)間會(huì)減少，應(yīng)避免基極發(fā)射極結(jié)的雪崩現(xiàn)象發(fā)生。設(shè)計(jì)時(shí)可采用有箝位二極管的RC吸收回路以避免雪崩現(xiàn)象的發(fā)生。（3）開(kāi)關(guān)晶體管的RC吸收回路由上面的討論可見(jiàn)，開(kāi)關(guān)晶體管工作在截止?fàn)顟B(tài)的瞬間，為了把存儲(chǔ)時(shí)間減少到最低限度，一般采用加大反向基極電流的辦法。但是如果Ib過(guò)大，會(huì)造成發(fā)射結(jié)的雪崩，而損壞晶體管。為了防止這種情況的發(fā)生，可采用RC吸收回路，RC吸收回路并聯(lián)在開(kāi)關(guān)晶體管的集電極發(fā)射極之間，在功率開(kāi)關(guān)晶體管截止時(shí)給開(kāi)關(guān)晶體管集電極電流分流，見(jiàn)圖17。當(dāng)晶體管V1截止時(shí)，電容C通過(guò)二極管V2被