第二節(jié)集成運放的性能參數(shù)———及其對應(yīng)用電路的影響

1、第二節(jié)第二節(jié) 集成運放的性能參數(shù)集成運放的性能參數(shù)及其對應(yīng)用電路的影響及其對應(yīng)用電路的影響一、集成運放性能參數(shù)：一、集成運放性能參數(shù)：1、差模特性差模特性：是指集成運放在差模輸入信號作用下，所呈現(xiàn)的特性，相應(yīng)的集成運放的電路模型如圖所示。vidvdvAvidvidRodRovvvvid根據(jù)電路模型可知vvvvvAoidovdvdvdAdBAlg20)(其值在80140dB(104107倍) 差模輸入電阻Rid，指集成運放兩輸入端之間呈現(xiàn)的視在電阻，M數(shù)量級。MOS集成運放Rid ，一般為106 M 。Rod 為輸出電阻，一般在200一下。一般情況下，上述各參數(shù)均為頻率的復(fù)函數(shù)，分別表示為：Av

2、d(j) 、Zid(j) 、Zod(j) 。 最大的差模輸入電壓范圍 VIDM ：是指輸入差分對管發(fā)射結(jié)不產(chǎn)生反向擊穿所能承受的最大輸入電壓。2、共模特性共模特性：是指集成運放在共模輸入信號作用下呈現(xiàn)的特性，屬于這一類特性的參數(shù)主要為，共模抑制比 KCMR ，共模輸入電阻 Ric 和最大的共模輸入電壓范圍 VICM 。計入共模參數(shù)后的電路模型，如圖所示：vidvdvAvidvidRoRovCMRicvdKvAicRicR根據(jù)定義有：vvvid2vvvicvcvdCMRAAK所以CMRicvdicvcocKvAvAvCMRicvdicvcocKvAvAv可將上是折算到輸入端，根據(jù)第183頁（4-

3、423式）已知：CMRicidKvv作為輸入誤差電壓，則電路模型可等效為：vidvdvAvidvidRodRovCMRicKvicRicRvidvdvAvidvidRodRovCMRicKvicRicR式中vcvdCMRAAK可表示為：CMRCMRKdBKlg20)(其值為：80120dB(104107)之間 。Ric 是集成運放輸入端對共模輸入信號的視在電阻，即每一個輸入端對地呈現(xiàn)的電阻，其值大于100M。VICM 、KCMR 、Ric 均為頻率的復(fù)函數(shù)。3、輸入直流誤差特性輸入直流誤差特性：是指集成運放的輸入失調(diào)特性，主要參數(shù)是輸入失調(diào)電壓VIO及其溫漂VIO ；輸入失調(diào)電流IIO 及其溫

4、漂 IIO ，計入這些參數(shù)后，電路模型則等效為：vidvdvAvidvidRodRovCMRicKvicRicRIBIIBIIOI21IOI21圖中2/(21）BBIBIII為輸入差放極兩邊輸入偏置電流平均值。（10100）AVIO 是輸出失調(diào)電壓為零時，兩輸入端之間所加的補(bǔ)償電壓，其值一般為mV量級。TVIOVIO是指 VIO 隨溫度的變化率。IIO 是輸出失調(diào)電流為零時，兩輸入端之間所加的補(bǔ)償電流，其值一般為量輸入端的差值。即：21BBIOIIITIIOIIO是指 IIO 隨溫度的變化率。4、大信號動態(tài)特性大信號動態(tài)特性：是指集成運放在大信號的作用下呈現(xiàn)的動態(tài)特性。其主要參數(shù)為轉(zhuǎn)換速率 S

5、R 及全功率帶寬 Bp等。五、電源特性l屬于這類特性的參數(shù)主要有：QEEQCCDIVIVP電壓允許的變化范圍 電源電壓抑制比(Power Supply Rejection Ratio)KSVR是指輸入失調(diào)電壓隨電源電壓的變化率，定義為CCOvdSRVVVAKEEOvdSRVVVAK常用分貝數(shù)表示，即SRVSRVKKlg20)dB(l電源靜態(tài)功率，定義為二、直流和低頻參數(shù)對性能的影響二、直流和低頻參數(shù)對性能的影響 通常集成運放為非理想器件，因此，有在直流和低頻工作時，不僅其增益和輸入電阻不為無窮大，輸出電阻也不為零，而且還存在著輸入失調(diào)和有限共模抑制比等引入的輸入誤差。 因此，在分析各種應(yīng)用電路

6、時，得到的結(jié)果與理想化條件下得到的結(jié)果稍有不同。1、Avd 、Rid 、Rod 為有限值得影響：根據(jù)選取得電路可以不考慮 KCMR 、輸入失調(diào)等參數(shù)的影響，例如、反向放大器，可僅考慮Avd 、Rid 、Rod 影響。vidvdvAvSvidRodRov1RfRLR畫電路模型voRfR1vsRLvidvdvAvSvidRodRov1RfRLR根據(jù)電路模型列方程：fodsRvvRvRvv1LoodidvdofoRvRvAvRvvidvv求解方程組得：sovfvvAvdLfodfARRRRRR1111)1 (1vdLfodvfARRRRA式中fidRRRR/11fodLLRRRR/vfA為非理想值v

7、fA為理想值)1(1vdLfodvfvdARRRRAA此式，表明當(dāng) Avd 、Rid 、和 Rod 為有限值時，反相放大器的增益 Avf 與理想值 Avf =-Rf /R 1 之間的偏差與 Avd 的大小密切相關(guān)， Avd 越大， Avf 就越趨近于理想值A(chǔ)vf 。 實際上，從反饋觀點來看， Avd 越大，放大器就越接近深度負(fù)反饋， Avf 就越接近Avf ，同時，放大器的輸入電阻Rif 和輸出電阻Rod 也就越趨于零，在這種情況下，由信號源看進(jìn)去的輸入電阻即為外接電阻 R1 。 可見，對反相放大器性能影響最大的是Avd ，相比之下Rid 和 Rod 的影響是次要的。2、KCMR 、Ric 為

8、有限值的影響 選用同相放大器為例，考慮到 Rod 很小，因此可忽略。vidvdvAvidvidRfRovCMRicvdKvAicRicR1RLRsv畫電路模型voRfR1vsRLvidvdvAvidvidRfRovCMRicvdKvAicRicR1RLRsvicidRR已知對與電路來說idRR 1所以svv ofvRRRv11vvvid2vvvicvidvdvAvidvidRfRovCMRicvdKvAicRicR1RLRsv由于v+ 十分接近于v- 所以有：icsvvvv根據(jù)電路模型可知：CMRicvdidvdoKvAvAvCMRvdvdKvAvvA)(CMRicvdidvdoKvAvAvC

9、MRvdvdKvAvvA)(CMRsvdofsvdKvAvRRRvA)(11已知11RRRf為同相放大器的理想增益值。CMRsvdovfsvdoKvAvAvAv)1(則sCMRvdvfvfovKAAAv)11 (1經(jīng)整理得：令sCMRvdvfvfovKAAAv)11 (1vdvfvfvfAAAA1所以)1 (vdvfvfvfAAAAsCMRvfsvfovKAvAv由此可知，當(dāng) Avd 為有限值時，同相放大器增益與理想值之間的偏差取決于Avf 對 Avd 的比值， Avd越大，偏差就越小，顯然這與深度負(fù)反饋條件一致。sCMRvfsvfovKAvAv由此可知，由KCMR 產(chǎn)生的誤差電壓為：sCMR

10、vfovKAv因此有輸出的相對誤差CMRvfvfCMRvfooKAAKAvvCMRK1由此可見，由 KCMR 引起的相對偏差與KCMR 成反比， KCMR 越大，偏差就越小。 在同相放大器中，當(dāng) Avd 足夠大，并滿足深度負(fù)反饋條件時，它的輸出電阻Rod 趨于零，輸入電阻趨于無窮大，因此，呈現(xiàn)在 vs 端的輸入電阻為 Ric 。三、IIB 、IIO 、VIO 為有限值的影響2/ )(21BBIBIII為輸入差放級兩邊輸入偏置電流的平均值。VIO 是輸出失調(diào)電壓為零時，兩輸入端之間所加的補(bǔ)償電壓，稱為輸入失調(diào)電壓。IIO 是輸出失調(diào)電壓為零時，兩輸入端所加的補(bǔ)償電流，稱為輸入失調(diào)電流，其值為輸入

11、端輸入電流的差值。即：21BBIOIIIvoRfR1vsRLvoRfR1vsRL（1）、 IIB 、IIO 為有限值，令 VIO = 0為了討論方便起見，假設(shè) KCMR 、Avd 、Rid 、Ric 、R od 均為理想值。 當(dāng)集成運算放大器的其他參數(shù)均為理想值時，產(chǎn)生輸出誤差電壓vo ，主要是輸入直流偏置引起的，因此可以令輸入電壓 vs = 0，可的反相和同相放大器的電路模型。voRfR1vsRLvoRfR1vsRLvvLRfRov1RIBIIBIIOI21IOI21根據(jù)電路模型可知：0v0vv所以fIOIBoRIIv)21(由于IOIBII21可見產(chǎn)生的vo 主要是IIB 產(chǎn)生的。vvLR

12、fRov1RIBIIBIIOI21IOI21 為了克服IIB 的影響，一般在集成運放的同相輸入端外接特定電阻R 2 。電路模型如圖所示vvLRfRov1RIBIIBIIOI21IOI212RvvofvRRR11fRR /1IBIIBIIOI21IOI212R根據(jù)電路可知offIOIBvRRRRRIIv111)/)(21()/)(21(111fIOIBofRRIIvRRR2)21(RIIvIBIOvvofvRRR11fRR /1IBIIBIIOI21IOI212R)/)(21(111fIOIBofRRIIvRRRv2)21(RIIvIBIO若使 vv則)/)(21(111fIOIBofRRIIv

13、RRR2)21(RIIIBIO整理得)/(21)/(21112211fIOfIBIBIOfoRRIRRIRIRIRRRv)/(21)/(21112211fIOfIBIBIOfoRRIRRIRIRIRRRv 由此可以看出為了消除IIB 的影響，則應(yīng)該消除方程中的IIB 的項。因此可以令fRRR/12故)/(21)/(211111fIOfIOfoRRIRRIRRRv)/(111fIOfRRIRRR fIORI 為了消除IIB 的影響，應(yīng)該滿足電阻平衡條件。即從集成運放內(nèi)部向外看，反相端對地的電阻，應(yīng)該等于同相端對地的電阻。當(dāng)實現(xiàn)電阻平衡條件后，IIO 產(chǎn)生的vo 直接與Rf 成正比。（2）、 II

14、B 、IIO 、VIO 為有限值電路模型如圖所示vvofvRRR11fRR /1IBIIBIIOI21IOI212RIOV根據(jù)電路模型有ofvRRRv11)/)(21(1fIOIBRRII2)21(RIIVvIBIOIO若使 vv vv即則有)/)(21(111fIOIBofRRIIvRRR2)21(RIIVIBIOIO經(jīng)整理得)/(21)/(21112211fIOfIBIOIBIOfoRRIRRIVRIRIRRRvfRRR/12滿足電阻平衡條件所以)(211RIVRRRvIOIOfo此式表明：（1）、若R2 為大值，即滿足 VIO IIOR2 時，VIO 起主要作用，因此，為了減小vo ，應(yīng)

15、選用VIO 小的集成運放。6.2.3 高頻參數(shù)對性能的影響l一、小信號頻率參數(shù)如上一章所述，采用內(nèi)補(bǔ)償?shù)募蛇\放可近似看成為一單極點系統(tǒng)，它的差模電壓增益表示為PvdvdjAjA1)(6-2-9)圖6-2-7示出了它的幅頻特性漸近波特圖。例如，F(xiàn)007集成運放，Avd108dB，fP Hz 。對于單極點系統(tǒng)， fP即為放大器的上限頻率，又稱為開環(huán)帶寬(Open Loop Band width)。即PfBW 當(dāng) w wp時，上式近似為)()(jAjAPvdvd(6-2-10)則使令, 1)()(,GvdvdGBWAfABWfBWAfABWvdPvdG(6-2-11)將式(6-2-11)代入式(6

16、-2-10)，Avd(jf)又可寫成fBWjfAGvd)j (6-2-12) BW和BWG是集成運放的兩個小信號頻率參數(shù)。在閉環(huán)應(yīng)用時，BWG就是反饋放大器的增益帶寬積，可以直接顯示閉環(huán)增益Avf與閉環(huán)帶寬BWf之間的關(guān)系，即GfvfBWBWA(6-2-13)采用密勒電容補(bǔ)償時，集成運放作為單極點系統(tǒng)，可以采用圖6-2-8所示的簡化模型表示。由圖可見CjjVCjjVjVjIoioo)()()()(21集成運放的差模電壓增益近似為CjAjVjVjAgidovd)()()(將上式與式(6-2-12)比較，單位增益頻率可表示為CABWgG2(6-2-14) 二、大信號動態(tài)參數(shù)l1轉(zhuǎn)換速率集成運放的轉(zhuǎn)

17、換速率SR(又稱擺率)是指集成運放輸出電壓隨時間的最大變化速率，即max)(dttdvSoR根據(jù)圖6-2-8所示集成運放的簡化模型，輸出電壓與輸入差放級電流之間關(guān)系為CidttdvdttdvCdttvtvdCioooioo121)()()()(或者因而CIdttdvSQoRmax)(6-2-15)為了具體說明轉(zhuǎn)換速率對輸出電壓變化的影響，將集成運放接成同相跟隨器，如圖629(a)所示，并由輸入階躍電壓激勵，如圖629(b)所示，電壓幅度Vs足夠小，輸入差放級線性工作時，作為單極點系統(tǒng)，它的輸出電壓)1 ()(tOOeVtv引用式(6-2-14)，SR又可表示為)2(GgQRBWAIS(6-2-16)例如，對于圖6-2-8所示運放電路模型，其輸入差放級的Ag近似等于差分對管的跨導(dǎo)，即sBWsVCISMHzCVICgBWpFCAIVIgAGQRTQmgQTQmg67. 0)2(167. 004. 2)4()2(,30,20, )2(求得若已知所以，受轉(zhuǎn)換速率限制的輸出電壓VSVRO05. 0l2全功率帶寬(Full Power Band wi