雙向DCDC變換器設計

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上用于鋰電池化成系統(tǒng)的橋式DC/DC變換器摘要：隨著鋰電池在生活中各個方面的廣泛普及，鋰電池在生產(chǎn)過程中重要的化成環(huán)節(jié)逐漸成為關注的焦點。本文主要設計介紹了使用于鋰電池化成系統(tǒng)的橋式變換器部分，包含計算機監(jiān)控、DC/DC雙向變換器。雙向DC/DC變換器通過調(diào)節(jié)MOSFET的占空比，實現(xiàn)對鋰電池的智能充放電。本文對雙向DC/DC變換器的工作原理進行了分析，并通過樣機對預期功能進行驗證。關鍵字：電池化成；雙向DC/DC變換器；實驗分析Abstract：As the lithium battery becomes more and more popular in every

2、aspects of our life, battery formation, a critical process in battery production, draws plenty of attention. This paper introduces a full bridge converter, which used in a formation energy feedback system of lithium battery, including a PC monitor and a DC/DC bi-directional converter. The bi-directi

3、onal DC/DC converter system can realize the intelligent charging and discharging of the lithium batteries by adjusting the duty ratio of MOSFET. The working principle of DC/DC bi-converter was analyzed, and the experimental prototype function was validated through experiments.Keywords: battery forma

4、tion; DC/DC bi-directional converter; experimental analysis1引言進如21世紀以來，隨著環(huán)境問題、能源問題與社會發(fā)展問題的矛盾日益突出，發(fā)展節(jié)能減排的綠色經(jīng)濟以成為全社會關注的焦點。蓄電池作為能量儲存的主要裝置，以成為社會生活中不可或缺的一部分，需求量逐年增長，其中鋰電池以其能量密度高，壽命長，放電電壓穩(wěn)定，污染小，質(zhì)量輕，自放電小，循環(huán)壽命長等優(yōu)點，逐漸取代傳統(tǒng)的鉛酸、鎳鎘電池，成為市場的新寵兒。故鋰電池的廣泛發(fā)展很好地符合綠色經(jīng)濟的要求，緩解環(huán)境和能源的壓力。在鋰電池生產(chǎn)過程中必須要經(jīng)過電池化成這一工序，鋰電池的化成是指對新生產(chǎn)電池

5、初次充放電的過程，即利用化學和電化學反應激活，使電極上的活性物質(zhì)轉(zhuǎn)化成具有電化學特性的正、負極板，是影響電池壽命的重要環(huán)節(jié)。鋰電池的化成過程要求非常嚴格，一般分為恒流充電，恒壓充電，涓流充電和恒流放電四個過程，各個環(huán)節(jié)之間區(qū)別在于充放電過程中的電壓和電流不同，以保證對鋰電池良好的性能。DC/DC變換器，也成為斬波器，是鋰電池化成系統(tǒng)中的一個重要部分，原理是將某一種的直流電壓轉(zhuǎn)換為所需的另一種電壓值不同的直流電壓。在鋰電池化成系統(tǒng)中，雙向DC/DC變換器主要負責對充放電過程進行監(jiān)控管理，根據(jù)最佳充電曲線對充電方式進行調(diào)整，并且對電池起到保護作用。不同于單向的DC/DC變換器，雙向DC/DC變換器

6、可以工作在正向和反向兩種狀態(tài)，實現(xiàn)能量的雙向傳輸。因此，可以說雙向DC/DC變換器的工作性能直接影響化成系統(tǒng)的總體功能，從而決定鋰電池的使用效率和性能。目前，國內(nèi)采用傳統(tǒng)的電阻放電裝置和相控式有源逆變放電裝置對電池化成中的放電過程進行處理，前者雖然結構簡單，成本較低，較為普及，但會對能量造成極大的浪費，特別是在大容量電池的生產(chǎn)中。據(jù)統(tǒng)計，規(guī)模較大的電池生產(chǎn)廠家在電池化成中電能的費用占到生產(chǎn)成本的百分之二十至百分之三十。而后者也具有體積笨重和噪聲污染大、交流輸出功率因數(shù)低、對電網(wǎng)諧波污染嚴重等缺點，故很少采用。本文介紹的主要內(nèi)容是一套雙向DC/DC變換器系統(tǒng)。其結構如下圖1.1所示。系統(tǒng)工作時，

7、通過上位機監(jiān)控變換器的工作，并與其進行通訊，傳輸工作指令和實時數(shù)據(jù)。當鋰電池需要充電時，由上位機通過總線對雙向DC/DC變換器發(fā)送充電指令。雙向DC/DC從48V蓄電池中獲取能量，按智能充電曲線對鋰電池充電。當鋰電池需要放電時，通過上位機對雙向DC/DC發(fā)送放電指令。雙向DC/DC變換器從鋰電池獲取能量，將能量反饋會48V蓄電池內(nèi)，實現(xiàn)了能量的反向輸送。2 雙向H橋DC/DC變換器拓撲分析2.1 雙向DC/DC變換器按照雙向DC/DC變換器拓撲結構的特點，可將其分為隔離型和非隔離型兩種。其中隔離型拓撲主要包括：反擊式變換器，正激式變換器，推挽式變換器，橋式變換器以及其他一些混合式的隔離型變換器

8、。而非隔離型拓撲主要有：雙向Buck/Boost變換器，雙向Buck-Boost變換器，雙向Cuk變換器，雙向Sepic/Zeta變換器。上述的隔離型變換器和非隔離型變換器都可以實現(xiàn)能量的雙向流動。其中隔離型雙向DC/DC變換器雖然可以實現(xiàn)輸入輸出側(cè)大變比，同時也能夠滿足在不同功率等級時的應用需求，但當應用與輸出側(cè)低壓，大電流的場合時，存在著運行效率低以及變壓器設計困難的問題。然而，非隔離型變換器雖然也可以滿足不同動率等級時的應用需求，并且能夠?qū)崿F(xiàn)輸出側(cè)低壓大電流的應用需求，但只能工作是電壓轉(zhuǎn)換比小，即當輸入側(cè)和輸出側(cè)電壓差較大時，難以在PWM占空比很小時對其進行精確的調(diào)節(jié)。故在設計本次鋰電池

9、化成系統(tǒng)中所需的雙向DC/DC變換器時，根據(jù)實際需要，一方面要滿足在變壓比很大時，實現(xiàn)對輸出側(cè)電壓精確調(diào)節(jié)的目的，同時也避免了對隔離變壓器的設計，故最終采用了可實現(xiàn)寬范圍輸出的雙向H橋DC/DC變換器的主電路拓撲，如下圖2.1所示：圖2.1 雙向H橋DC/DC變換器2.2 雙向H橋DC/DC變換器結構分析雙向H橋DC/DC變換器的拓撲結構主要由4個橋臂組成，每個橋臂主要由一個MOSFET開關管和一個反并聯(lián)二極管構成，將VT1和VD1構成的橋臂成為橋臂1，其他依次類推。通常把1,4橋臂作為一對，2,3橋臂作為一對，控制一對橋臂同時開通或關斷。雙向H橋DC/DC變換器可以看做是兩個雙向Buck/B

10、oost變換器輸入端并聯(lián)，輸出端串聯(lián)而成的一個復合型變換器，這樣的結構可以有效的擴大變換器的容量，以便適用于不同容量等級需求?，F(xiàn)將雙向H橋DC/DC變換器的輸出電壓設為U0,輸出電流為I0，同時在直角坐標系中以I0為橫坐標，為U0縱坐標，那么上述變換器可以實現(xiàn)電壓，電流均可逆的四象限運行。在第，象限工作時，通過調(diào)節(jié)VT1VT4的開斷狀態(tài)，可以實現(xiàn)Uo0，Io可逆的二象限D(zhuǎn)C/DC變換器，同理在、象限工作時，可實現(xiàn)Uo0，Io可逆的二象限D(zhuǎn)C/DC變換器。由于在鋰電池充放電過程中的四種狀態(tài)分別為恒流充電，恒壓充電，涓流充電和恒流放電，故前三種充電狀態(tài)都工作在第一象限，最后一種放電狀態(tài)則工作在第二

11、象限。現(xiàn)根據(jù)雙向H橋DC/DC變換器工作狀態(tài)對其進行分析：設變換器中各VTi的導通占空比為Di在正常工作狀態(tài)下，VT1VT4同時導通,占空比為D1和D4;VT2,VT3同時導通,占空比為D2和D3 ,兩對橋臂驅(qū)動波形彼此互補切帶一定死區(qū)為Ds則輸出電壓表示為：則得到輸出電壓與輸入電壓之間的關系式為：由以上公式可得：改變兩個占空比D1和D2之差就可以實現(xiàn)對輸出電壓進行寬范圍的調(diào)節(jié)的目的。此外由于占空比D1和D3之間存在著一定的關系，即：由此可見，在實際中只需要調(diào)節(jié)一個占空比，就可以實現(xiàn)對輸出電壓進行調(diào)節(jié)。當蓄電池需要進行充電時，直流側(cè)48V作為輸入，電池側(cè)1214V的輸出；當蓄電池需要進行放電是

12、，可以通過控制D1，D2之差，使雙向H橋DC/DC變換器工作在逆變狀態(tài)向直流側(cè)放電。2.2 雙向H橋DC/DC變換器工作狀態(tài)分析2.2.1 正向工作狀態(tài)模型分析雙向H橋DC/DC變換器在正向工作模式下，一個開關周期內(nèi)，共有2個開關狀態(tài)。由于在給電池化成是，主電路的輸出電流應該與電池充電給定電流方向相同，同時應保持充電電流連續(xù)，故以下只討論電流正向，連續(xù)的工作狀態(tài)。變換器輸出電流正向，連續(xù)時電流立項工作波形如圖2.2所示。圖2.2 正向工作輸出波形狀態(tài)1(0t1階段): 等效電路如圖2.3所示:圖2.3 正向工作時狀態(tài)1等效電路此時變換器中VT1,VT4處于導通狀態(tài),VT2,VT3處于關斷狀態(tài)，

13、48V的直流電源Ui連接著變換器的輸入端，電流經(jīng)48V電源正端，VT1，濾波電感L1，輸出端蓄電池，濾波電感L2，VT4回到電源負端。在狀態(tài)1內(nèi)，由于輸出端電流為正，電感承受正向的電壓，電感電流直線上升。在這段區(qū)間內(nèi)，48V電源輸出能量，蓄電池兩端電壓和電流都是正向，故從直流源吸收能量；同時電感兩端的電壓和電流都是正向，故處于儲能狀態(tài)。因此，在狀態(tài)1階段內(nèi)直流源給電感和電池傳輸能量。對電感兩端電壓UL，電流iL計算如下：在t1時刻時，VT1和VT4關斷，此時電感上電流達到最大值Imax。狀態(tài)2(t1t2階段): 等效電路如圖2.4所示：圖2.4 正向工作時狀態(tài)2等效電路此工作狀態(tài)VT2,VT3

14、處于導通狀態(tài),VT1,VT4處于關斷狀態(tài)。由于電感電流不能突變，流過蓄電池和電感上的電流Io方向不變，VT2,VT3工作在反向?qū)ǎ?8V的直流電源Ui連接著變換器的輸入端，電流經(jīng)48V電源負端，VT2，濾波電感L1，輸出端蓄電池，濾波電感L2，VT3回到電源正端。在這段時間內(nèi)，電源電壓時正向的，電流時反向的，故有能量向直流電源反饋；與此同時電池兩端電壓和電流都為正，故電池處于充電狀態(tài)；電感兩端電壓時反向的，電流為正，故其能量減小，電感對電源和電池釋放能量。對電感兩端電壓UL，電流iL計算如下：在T時刻時，電流下降到最小值Imin：在變換器實際工作中，需要考慮死區(qū)時間。如何沒有死區(qū)時間，可能會

15、出現(xiàn)上下橋臂同時導通的狀況，導致48V直流母線短路。為了防止上述現(xiàn)象，確保功率開關管的可靠關斷，需要在驅(qū)動信號內(nèi)加入死區(qū)時間，相應的死區(qū)時間內(nèi)工作等效電路如圖2.5所示：圖2.5 正向工作時死區(qū)時間的等效電路死區(qū)時間是工作在狀態(tài)1和狀態(tài)2之間，VT1,VT2VT3,VT4處于都不導通的狀態(tài)，電流的方向和狀態(tài)2類似，經(jīng)48V電源負端，VD2，濾波電感L1，輸出端蓄電池，濾波電感L2，VD3回到電源正端，處于續(xù)流狀態(tài)?？梢娝绤^(qū)時間和狀態(tài)2的結果是一樣的，故理論上把死區(qū)時間計算在狀態(tài)2中。上述是對電池充電狀態(tài)時的分析，可得，能量從48V直流母線正向流動到電池內(nèi)，電池能量一直增加。2.2.2 反向工作

16、狀態(tài)模型分析雙向H橋DC/DC變換器在反向工作狀態(tài)時，一個開關周期內(nèi)，也有2個開關狀態(tài)。與正向工作狀態(tài)時相反，主電路的輸出電流與蓄電池的給定充電電流方向相反，同時為了保證持續(xù)可靠工作，現(xiàn)分析電流處于連續(xù)工作的狀態(tài)。電流反向，連續(xù)時，反向工作狀態(tài)時的理想輸出波形如圖2.6所示：圖2.6 反向工作輸出波狀態(tài)1（0t1）：等效電路如圖2.7所示：圖2.7 反向工作狀態(tài)1等效電路當雙向H橋DC/DC變換器工作在反向工作，狀態(tài)1時，VT2,VT3處于導通狀態(tài),VT1,VT4處于關斷狀態(tài)。48V的直流電源Ui連接著變換器的輸入端，電流經(jīng)48V電源正端，VT3，濾波電感L2，輸出端蓄電池，濾波電感L1，VT

17、2回到電源負端。在狀態(tài)1內(nèi)，由于輸出端電流為負，電感承受的電壓為負，流過電感的電流反向上升。在這段時內(nèi)，48V電源的電壓和電流都為正向，所以向外輸出能量；蓄電池兩端的電壓為正，電流反向，故蓄電池輸出能量；而電感兩端的電壓和電流都是反向的，故電感處于儲存電能的狀態(tài)。按上述分析，在狀態(tài)1階段內(nèi)直流源和蓄電池給電感傳輸能量。狀態(tài)2：等效電路如圖2.8所示：圖2.8 反向工作狀態(tài)2等效電路雙向H橋DC/DC變換器工作在反向工作狀態(tài)2是，VT1,VT4處于導通狀態(tài),VT2,VT3處于關斷狀態(tài)。48V輸入電壓加在輸出端，由于電感中的電流不能突變，流過蓄電池和電感的電流為負，VT1,VT4工作在反向?qū)ǎ?

18、8V的直流電源Ui連接著變換器的輸入端，電流經(jīng)48V電源負端，VT4，濾波電感L2，輸出端蓄電池，濾波電感L1，VT1回到電源正端。在這段時間內(nèi)，電源電壓時正向的，電流時反向的，故有能量向直流電源反饋；與此同時電池兩端電壓為正，電流都為負，故電池處于放電狀態(tài)；電感兩端電壓正向，電流為負，故其能量減小，電感和電池對電源反向傳輸能量。與分析正向工作狀態(tài)時的死區(qū)工作狀態(tài)相同，死區(qū)時間內(nèi)VT1,VT2VT3,VT4處于都不導通的狀態(tài)，電流的方向和狀態(tài)2類似，經(jīng)48V電源負端，VD4，濾波電感L2，輸出端蓄電池，濾波電感L1，VD1回到電源正端，處于續(xù)流狀態(tài)?？梢娝绤^(qū)時間和狀態(tài)2的結果是一樣的，故理論上

19、把死區(qū)時間計算在狀態(tài)2中。上述是對電池放電狀態(tài)時的分析，可得，能量從電池反向流動到48V直流母線內(nèi)，電池能量一直減小。3 硬件電路分析設計3.1 器件參數(shù)選擇分析本裝置的主要技術指標：變換器的額定功率為2kW，充電時輸入電壓為48V，輸出電壓為12V14V，輸出電流020A，開關頻率100kHZ;工作在恒流放電時，最大放電電流20A，當蓄電池電壓低于10.4V時停止放電，轉(zhuǎn)為停機狀態(tài)。3.1.1 主開關管的選擇在選擇功率開關管的時候，主要考慮開關管的額定電壓、額定電流以及內(nèi)部寄生二極管等參數(shù)。結合實際需求以，本次雙向H橋DC/DC變換器選擇MOSFET作為開關器件?？紤]到直流側(cè)輸入電壓為48V

20、，開關管能安全工作時一般留有2倍的電壓裕量96V。根據(jù)市場上各MOSFET的參數(shù)表，選擇額定電壓大于150V的MOSFET開關管。由于本次系統(tǒng)的最大充電電流設定為20A，留取23倍的電流裕量，選取額定電流大于60A的功率管。在寄生二極管的選擇時，需要考慮開關頻率，在100kHZ的開關頻率工作時，需要寄生二極管具有較快的反向恢復能力，同時能承受較高的反向電壓。結合上述因數(shù)，最終選擇了Fairchild公司的FDP2532作為主開關管，參數(shù)如表3.1所示：UcesIctontofftrtfrDS 150V79A69ns39ns30ns17ns14m表3.1 FDP2532主要參數(shù)3.1.2 濾波電

21、感參數(shù)的計算(1) 電感值計算濾波電感在電路輸出端起到穩(wěn)定輸出電流，降低電流紋波的目的。根據(jù)需求，本次設計電感電流的波動范圍在10%Io內(nèi)。以下給出電感值計算：在一對開關管，如VT1,VT4導通時，一個電感L1或L2兩端的電壓值為（Ui-Uo）/2，故：式中dt為一個周期內(nèi)的導通時間，則電感L的表達式為：為了保證電感在臨界情況下電流連續(xù)，需要滿足：將上述公式帶入電感表達式，可得：為了使濾波電感電流連續(xù)并且電流最大紋波值在10%Io，電感值為：（2） 電感磁芯選擇電感電流中直流分量較大，交流成分較小，工作在連續(xù)狀態(tài)。綜合考慮磁芯工作狀態(tài)、損耗和體積，選擇采用寬恒磁導率、高飽和磁通的磁芯材料，本文

22、選用由浙江科達磁電有限工作提供的3種磁芯材料，型號分別為KS141-060A,KS157-040A,KS141-060A,KS157-026A。三種電磁鐵芯材料相同，大小不同。為了驗證濾波電感對輸出性能的影響，實驗中將分別實驗不同電感的工作性能。3.2 硬件電路分析設計3.2.1 驅(qū)動電路分析設計（1）PWM發(fā)生電路由雙向H橋DC/DC變換器拓撲結構可知，為了驅(qū)動2對工作相位相差180o的MOSFET功率管，需要雙脈沖才能夠滿足條件；同時，為了降低濾波電感的體積，本次采用了提高開關頻率的方法，最終采用了常用的PWM發(fā)生器SG3525芯片。SG3525 是一種性能優(yōu)良、功能齊全和通用性強的單片集

23、成控制芯片，它簡單可靠及使用方便靈活，輸出驅(qū)動為推拉輸出形式，增加了；內(nèi)部含有欠壓鎖定電路、軟啟動控制電路、PWM，有過流保護功能，頻率可調(diào)，同時能限制最大占空比。具體的PWM發(fā)波電路如圖3.1所示：圖3.1 PWM波發(fā)波電路從檢測端輸出的電壓或電流反饋值和電壓或電流給定值分別輸入到SG3525內(nèi)部誤差放大器的兩端，即1腳和2腳；同時，通過1腳鏈接一個CD4052芯片，再鏈接到SG3525的9腳，即內(nèi)部誤差放大器的輸出端，構成一個模擬PI調(diào)節(jié)器。SG3525的5腳外接電容和6腳的外接可調(diào)電阻可以用來改變PWM波的頻率。SG3525的13腳為輸出端，通過將11腳和14腳短接，可實現(xiàn)其占空比的可調(diào)

24、范圍為01，具體占空比由1腳和2腳電壓差決定。（2） 死區(qū)產(chǎn)生電路在雙向H橋DC/DC變換器中，由于開關管的結電容的存在，其兩端的驅(qū)動電壓不會突變，需要一定的延時，故在開關管開通和關斷時，都存在一定的延時時間。由于，上下橋臂上的兩個開關管的驅(qū)動信號是反向的，如果在一個開關管關閉的同時，立即開通另一個開關管，由于延遲的存在，可能會出現(xiàn)兩個開關管同時導通，即上下橋臂同時導通的情況，那就相當于48V直流側(cè)直接接在兩個開關管的兩端，會產(chǎn)生很大的電流，使器件損壞。為了避免上述現(xiàn)象的發(fā)生，需要在開關管的驅(qū)動信號中加入一段死區(qū)時間。死區(qū)產(chǎn)生電路如圖3.2所示：圖3.2 死區(qū)產(chǎn)生電路本次死區(qū)產(chǎn)生電路的原理是由

25、RC組成的充放電延時電路，整個過程如下：1端輸出嚴格高低電平的PWM驅(qū)動波形，經(jīng)過反相器，輸入到一個緩沖器中，經(jīng)過一個RC電路時，在高電平時以=RC的時間參數(shù)對電容進行充電，輸出端的驅(qū)動波形以指數(shù)形式上升，當達到電容充滿時，保持高電平；同理當RC電路輸入端為低電平時，電容通過電阻進行放電，輸出電平緩慢下降至低電平，并保持?？梢?，通過上述充放電過程，驅(qū)動波形得到后級遲滯比較器處理，形成兩路互補帶死區(qū)的PWM驅(qū)動波形，通過調(diào)節(jié)合理的電容和電阻值，調(diào)節(jié)時間參數(shù)，就可以實現(xiàn)對死區(qū)時間的調(diào)節(jié)。（3） 驅(qū)動電路PWM經(jīng)上述死區(qū)產(chǎn)生電路處理后還不能用于MOSFET的驅(qū)動，主要原因是其電壓峰值為5V左右，如果

26、直接用于驅(qū)動開關管，不能保證開關管的正常有效導通，故需對PWM驅(qū)動信號進行處理，使其電壓能夠達到滿足驅(qū)動開關管的要求。故采用以芯片IR2110為核心的驅(qū)動電路，將5V左右的PWM波轉(zhuǎn)換為用于MOSFET驅(qū)動的12V左右的PWM波。圖3.3 為驅(qū)動電路：圖3.3 驅(qū)動電路上圖為驅(qū)動電路的拓撲，為了驅(qū)動4個開關管，需要2個IR2110 芯片，每個芯片輸出相反的兩個信號，分別用于驅(qū)動一個上下橋臂的MOSFET。當LIN為高電平，HIN為低電平時，D1芯片中的G1輸出低電平，開關管VT1關閉，G2輸出高電平，開關管VT2開通；而D2芯片的LIN和HIN相反，故G3輸出高電平，開關管VT3開通，G4輸出

27、低電平，開關管VT4關斷。利用上述驅(qū)動電路，可以成功驅(qū)動雙向H橋DC/DC變換器的4個MOSFET開關管。（4） 狀態(tài)切換電路電池的充電時有三個過程，放電時有一個過程，由于每個狀態(tài)的給定電壓或電流值都不同，需要通過上位機發(fā)送命令控制其各個過程的選擇與切換，同時需要對比反饋值來控制占空比。上述功能主要通過CD4052以及外圍電路選擇不同工作狀態(tài)時的給定值，具體電路如圖3.4所示：圖3.4 狀態(tài)切換電路CD4052內(nèi)部有兩組傳輸門，輸入X0、X1、X2、X3經(jīng)過一傳輸門和輸出X相連，輸入Y0、Y1、Y2、Y3經(jīng)另一傳輸門和輸出端Y相連，控制端A、B的不同組合來確定選中所需狀態(tài)的信號。Y值為4中狀態(tài)

28、的給定值，X值為電路采樣的反饋至，通過兩者比較，實現(xiàn)閉環(huán)控制。（5） 電壓電流采樣電路、保護電路對雙向H橋DC/DC變換器采用閉環(huán)控制，以達到穩(wěn)壓或穩(wěn)流的目的。因此，需要對蓄電池兩端的電壓和電流值進行實時采樣監(jiān)控，將采樣值經(jīng)電路處理后與各個狀態(tài)的給定值做比較，通過差值來控制PWM驅(qū)動信號的占空比，從而實現(xiàn)對電路的閉環(huán)控制。由于在電路設計時，將模擬端和數(shù)字端隔離的方式，故對電壓電流的采樣都分為模擬采樣和數(shù)字采樣兩部分。模擬電壓采樣采用分壓電阻法，具體電路如圖3.5所示：圖3.7 電阻分壓采樣電路在蓄電池兩端進行電壓采樣，通過電阻分壓后得到兩個電壓Uo1和Uo2，通過比較器得到兩電壓的差值，經(jīng)放大

29、后得到采樣電壓U2，輸入到CD4052的反饋端，實現(xiàn)電壓的閉環(huán)控制。數(shù)字端的電壓采樣采用LV28-P霍爾傳感器，電路拓撲如圖3.8所示圖3.8 霍爾電壓采樣電路霍爾傳感器精度高，溫飄小，抗干擾性好，有利于精確顯示實時數(shù)據(jù)，同時實現(xiàn)智能狀態(tài)切換。由于霍爾傳感器通過采樣電阻得到一個采樣電流，同樣輸出的是電流信號，其比為1000:2500，原邊額定電流為10mA,故為了保持測量的精度，要是采樣電壓除以采樣電阻和內(nèi)阻的值在10mA附近，故選擇1k的采樣電阻。電流采樣運用LA55-P霍爾電流傳感器，通過霍爾傳感器在主電路輸出端的采樣，將其輸出值經(jīng)電流采樣處理電路后，數(shù)字側(cè)輸出給單片機，模擬測輸入到反饋值

30、和保護電路。具體電路如圖3.9，圖3.10和圖3.11：圖3.9 霍爾電流、電壓采樣電路圖3.10 模擬采樣電流處理電路圖3.11 數(shù)字采樣電流處理電路霍爾電流傳感器的變比為1000:1，即采樣為1A時，采樣輸出為1mA。經(jīng)傳感器得到的電流信號I_bat 和I_bat_CPU，通過電阻R47和R48，將電流信號轉(zhuǎn)化為電壓信號，通過一個跟隨器將其輸入到CPU或是作為回饋值輸入到CD4052的電流反饋段。AD采樣時需注意的是：采樣輸入值不應大于3V，以免損壞單片機。通過AD電壓和電流采樣的處理電路有所不同是因為輸出電壓恒為正，而輸出電流可能為負，故電流采樣處理電路需要一個上拉電壓。電路的保護除了軟

31、件保護盒保險絲之外，還需要額外的保護電路，當電流超過一定值時，通過硬件電路將驅(qū)動電路關斷。具體電路如圖3.12所示：圖3.12 電流保護電路經(jīng)霍爾電流采樣輸出的電流信號I_bus進電阻轉(zhuǎn)換為電壓信號，當其值大于由R23和R30分壓得到的放大器反向輸入端電壓時，SD為正電平，接到IR2110的SD端將其關閉，不再輸出驅(qū)動信號。同時Over1和SD相反，在死區(qū)電路中關閉輸入到IR2110的信號，達到電流保護的作用。才外，保護電路具有自恢復能力，當電流小于一定值時，能重新恢復驅(qū)動的工作。以上就是對雙向H橋DC/DC變換器中的各個關鍵硬件電路的具體分析，包括了開關管選擇、濾波電感選擇、驅(qū)動電路、死區(qū)電

32、路、信號選擇電路、電壓電流采樣電路和保護電路。4 系統(tǒng)結構與控制4.1 系統(tǒng)結構整套蓄電池化成系統(tǒng)如下圖4.1所示：圖4.1 蓄電池化成系統(tǒng)結構圖系統(tǒng)由48V直流母線，雙向DC/DC變換器和上位機監(jiān)控組成，每套雙向DC/DC變換器對應一組需要化成的鋰電池，鋰電池數(shù)量根據(jù)整體容量匹配而定。通過控制雙向DC/DC變換器來控蓄電池和48V直流母線之前的能量流動。當要對蓄電池進行充電時，上位機通過通訊RS485總線向DC/CD變換器發(fā)送充電指令。此時，48V直流母線通過DC/DC變換器向蓄電池提供能量，DC/DC變換器通過實時監(jiān)控蓄電池兩端的電壓和流過蓄電池的電流來進行恒流充電，恒壓充電，恒壓均充三種

33、狀態(tài)的切換，以滿足智能充電曲線的要求。當蓄電池需要放電時，通過上位機發(fā)送放電指令，蓄電池中的能量通過DC/DC變換器回饋到48V直流母線。當放電電壓低于設定值時，單片機發(fā)送停機指令，整套系統(tǒng)停止工作。4.2 控制系統(tǒng)結構雙向H橋DC/DC變換器的系統(tǒng)控制擦用模擬電路與數(shù)字電路相結合的模式，功能主要包括：實時采樣、監(jiān)控、調(diào)節(jié)驅(qū)動、保護控制。上述功能是通過單片機P89LPC938芯片與硬件電路配合完成的?？刂破鞑捎玫氖荘I控制器。具體控制結構圖如圖4.2 所示：圖4.2 控制結構圖通過采樣電路在DC/DC變換器的輸出側(cè)，即蓄電池兩端，進行實時采樣。將電壓、電流采樣值經(jīng)處理電路后，模擬部分輸入到CD

34、4052反饋值端口，數(shù)值部分鏈接單片機AD采樣引腳后輸入到單片機。單片機根據(jù)上位機的指令以及采樣得到的數(shù)值，控制CD4052的狀態(tài)選擇電路，并在電流或電壓達到設定值時進行狀態(tài)切換。CD4052根據(jù)單片機給定的狀態(tài)，選擇相應狀態(tài)的給定值，與采樣檢測值對比，通過PI調(diào)節(jié)電路，將信號發(fā)送給PWM波發(fā)生器SG3525。SG3525產(chǎn)生的PWM波經(jīng)死區(qū)產(chǎn)生電路產(chǎn)生死去時間，再經(jīng)驅(qū)動電路提升驅(qū)動電壓，最終用于驅(qū)動4個MOSFET開關管。在整個過程中，單片機會將采樣數(shù)據(jù)實時發(fā)給上位機，并在上位機上顯示。同時，在Ui的負端會對電流進行采樣保護，如果超過設定值，將會切斷驅(qū)動信號。在單片機的程序中同樣也設定這輸出

35、端電壓和電流保護，當其值超過設定值會發(fā)送停機信號給CD4052，是整個電路停止工作。4.3 DC/DC變換器控制方法為了提高變換器的靜態(tài)性能和動態(tài)性能，本套系統(tǒng)對DC/DC變換器采用了負反饋閉環(huán)控制。在穩(wěn)定性上系統(tǒng)能夠抑制輸入電壓變化、負載改變和外界干擾等因素的影響，穩(wěn)定系統(tǒng)的輸出值；同時在動態(tài)性能上，超調(diào)量和調(diào)節(jié)時間需要滿足系統(tǒng)的設定。整套系統(tǒng)根據(jù)蓄電池在不同狀態(tài)時，對電壓或電流進行采樣監(jiān)控，通過補償電路和校正裝置構成閉環(huán)系統(tǒng)。4.3.1 電壓控制模式電壓控制模式主要用于恒壓充電和恒壓均充兩種狀態(tài)，將蓄電池兩端的電壓值經(jīng)電阻分壓法采樣后，經(jīng)采樣處理電路后作為反饋量輸入到CD4052的反饋端，

36、構成系統(tǒng)的電壓控制環(huán)?；驹砣鐖D4.3所示：圖4.3 電壓閉環(huán)控制圖系統(tǒng)對輸出Vo進行采樣，經(jīng)采樣傳遞函數(shù)得到電壓信號值V，與參考電壓VRef比較，算出誤差信號Ve，經(jīng)PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)脈沖寬度調(diào)節(jié)器實現(xiàn)閉環(huán)控制。4.3.2 電流控制模式與電壓控制模式相似，電壓控制模式主要用于恒流充電和恒流放電兩種狀態(tài)。通過霍爾傳感器將主電路中的電流值采樣經(jīng)處理后，作為反饋量輸入到CD4052的反饋段，構成系統(tǒng)的電流控制環(huán)。基本原理如圖4.4所示圖4.4 電流閉環(huán)控制圖輸出電流經(jīng)I/V轉(zhuǎn)換器得到電壓信號VR，電壓信號VR經(jīng)采樣網(wǎng)絡傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)為電壓值V，與電流環(huán)的給定比較得到誤差信號vCA作為電流控制器的給定值

37、，經(jīng)脈寬調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)驅(qū)動占空比，實現(xiàn)系統(tǒng)的電流閉環(huán)控制。4.4 軟件設計實現(xiàn)功能：單片機接受上位機的命令信號，期間要實現(xiàn)站號的比較，單片機只會接收到三種命令：充電、放電和上傳數(shù)據(jù)。若接收到的是充電命令，即恒流均充、恒壓均充、恒壓浮充，這三個階段是按順序依次完成的，每個階段都必須經(jīng)過，三個階段的轉(zhuǎn)換由單片機檢測輸出電壓、電流值來切換，在前兩個階段，它們的結束時間是由檢測出的電壓、電流值來決定，當檢測值到達給定值時該階段就結束進入下一階段，而恒壓浮充階段理論上是要一直進行充電的。放電過程的結束時間也是由檢測的電壓、電流值來決定，當檢測值小于給定值時就結束放電階段。設計思路：首先對89LPC938單片

38、初始化，包括I/O、A/D采樣、變量、函數(shù)及定時器等的初始化。在對單片機I/O初始化設置需要注意，除特殊功能的3個I/O口外，其余每個I/O都可以通過軟件配置為：準雙向、推挽、輸入和開漏四種輸出類型之一，需要對每種類型和實際電路功能結合進行合理配置，否則會出現(xiàn)輸出異?，F(xiàn)象，如端口電平過高、通信數(shù)據(jù)丟失等現(xiàn)象發(fā)生。單片機的看門狗功能可以防止程序跑飛，保證單片機的可靠工作，因此需要初始化看門狗功能，并定時喂狗。利用單片機定時器0來產(chǎn)生10ms的中斷，10ms中斷產(chǎn)生后就進入A/D轉(zhuǎn)換狀態(tài)，完成對電感電流和蓄電池兩端電壓的四次檢測。在A/D轉(zhuǎn)換程序中，定義了A/D轉(zhuǎn)換結束標志位Flag_AD，當A/

39、D轉(zhuǎn)換結束使能該標志位。主循環(huán)中會不斷地判斷該標志位是否被使能，若檢測到該位被使能，首先判斷采樣電壓電流是否在允許范圍內(nèi)，若超過，則發(fā)出保護信號關閉功率管驅(qū)動PWM波；若沒有，就會判斷檢測的電壓電流是否達到了預先設置的狀態(tài)切換給定值，若達到，則進行狀態(tài)的切換。利用串行口中斷來實現(xiàn)單片機與上位機的數(shù)據(jù)通訊，當進入串行口中斷時就表示有數(shù)據(jù)需要與上位機通信傳輸。若中斷接收標志位RI置1，則表示單片機要接受數(shù)據(jù)，程序就進入接受處理程序中，在此過程要判斷接收到的數(shù)據(jù)的正確性且要確保該命令是下發(fā)給該單片機的，當接收處理結束后清中斷標志位；若發(fā)送標志位TI置1，則表示單片機通過SCI串口向上位機傳送的數(shù)據(jù)已

40、經(jīng)發(fā)送完，可以發(fā)送下一個數(shù)據(jù)。5 實驗調(diào)試與結果分析5.1 實驗平臺搭建制作完成雙向H橋DC/DC變換器的樣機后，需對其性能進行測試。首先搭建實驗平臺， 主要由以下幾部分組成：1）4節(jié)12V，4AH蓄電池，串聯(lián)作為48V供電端。2）6節(jié)2V，100AH蓄電池，串聯(lián)最為輸出端，模擬實際工作時的鋰電池。3）最大電阻10，最大允許電流14A的可調(diào)電阻。4）一塊調(diào)試樣機。5）上位機：PC機，用于發(fā)送指令，實時監(jiān)控。6）開關與若干導線。除了上述設備，實驗需要其他的設備有：高進度數(shù)字萬用表，示波器，信號發(fā)生器， 15V輔助電源，可編程穩(wěn)壓電源。調(diào)試樣機的主要參數(shù)為：1） 直流輸入側(cè)電壓48V。2） 輸出側(cè)

41、電壓12V14V。3） 輸出電流020A。4） 開關頻率100k。5） 濾波電感56.25mH，LA55-P霍爾電流傳感器，LV28-P霍爾電壓傳感器。整個平臺實物如圖5.1和圖5.2所示：圖5.1 實驗平臺圖5.2 輸入側(cè)，輸出側(cè)蓄電池5.2 樣機調(diào)試5.2.1 供電電源調(diào)試首先測試的是雙向H橋DC/DC變換器主板上控制電路的供電電源。由于整個系統(tǒng)由模擬電路和數(shù)字電路兩個模塊構成，為了確保各器件穩(wěn)定可靠運行，采取將模擬電源和數(shù)字電源分開的方式。模擬電路主要包括：狀態(tài)切換電路，死區(qū)產(chǎn)生電路，驅(qū)動電路，模擬部分采樣電路和保護電路等。數(shù)字電路主要包括：P89LPC938單片機電路，數(shù)字部分采樣電路

42、等。數(shù)字電路與模擬電路連接的部分，通過光耦合器件TLP521傳輸?shù)侥M電路。調(diào)試時，接通控制電路電源后，首先將萬用表的黑表筆接到模擬地，再用紅表筆依次測量供電端器件LM7805的3腳Vout端，其輸出應為5V；再測試REF3033的2腳Vout端，其輸出應為3.3V。數(shù)字電路的供電端主器件為LM317，測試時，需要將接地端換到數(shù)字地，然后測試LM317的2腳Vout，其輸出電壓應為3.3V。測試完供電電路，并確認其能正常工作后，下一步進行控制電路各個芯片供電端的電壓值。模擬電路芯片中主要測試的是：狀態(tài)選擇芯片CD4052，PWM波發(fā)波芯片SG3525，反相器芯片74HC14，四輸入與門芯片74

43、HC21，驅(qū)動芯片IR2110，運算放大器LM258，電壓比較器LM393。數(shù)字電路芯片包括：P89LPC938單片機，運算放大器TL062。在測試過程中遇到一的問題：1） 部分REF3033的3.3V輸出端實際輸出電壓為3V，由于此電壓值用于狀態(tài)給定值，調(diào)節(jié)各個給定的滑動電阻同樣可使電路正常工作。2） 在給功率開關管背部加上散熱器時，沒有考慮到絕緣問題，導致控制電路中部分管腳短路，使得供電電源芯片損壞。3） 在測試時，由于誤操作，表筆同時接觸了LM317的2腳和3腳，導致電路中部分元器件損壞。解決上述在測試過程中發(fā)生的問題后，控制電路的供電電源可以正常工作。5.2.2 驅(qū)動信號調(diào)試在供電電源

44、調(diào)試完畢后，將控制電路所需的各個芯片安裝到主電路中，進行功率管驅(qū)動波形的測試。由于在正常狀態(tài)下，CD4052的狀態(tài)選擇信號為：0 0，芯片工作在停機狀態(tài)，使得PWM波發(fā)波芯片SG3525不在工作狀態(tài)，故需要給CD4052的狀態(tài)選擇端一個信號，使其能工作在某一個充電或放電狀態(tài)。在實驗時，選用一臺可編程穩(wěn)壓電源給CD4052的狀態(tài)選擇端供電，使其工作在恒流充電狀態(tài)。SG3525的1腳反向輸入端為電流反饋值，2腳正向輸入端為經(jīng)RP2可調(diào)電阻后的給定電壓，輸出端13腳可得到PWM波形。SG3525輸出的PWM波形經(jīng)兩個反相器后得到兩個互補的PWM信號，通過死區(qū)電路后兩個互補的PWM信號都會產(chǎn)生一定的死

45、區(qū)區(qū)間，經(jīng)兩個四輸入與門電路相互關斷和工作保護輸入，輸出到驅(qū)動信號將PWM波放大，最終輸出給功率開關管的驅(qū)動。在調(diào)試過程中發(fā)現(xiàn)一些問題，如：1） PWM信號經(jīng)死區(qū)產(chǎn)生電路后就消失了，后發(fā)現(xiàn)由于保護電路中LM393出現(xiàn)故障使得輸出的保護信號關斷了與門電路，使輸入到驅(qū)動芯片IR2110的信號為0。2） 另外還需要考慮單片機保護信號，在不安裝單片機時，由于連接單片機的各個輸出管腳為0，通過光耦隔離后恰好能使單片機保護不起作用。3） 雖然系統(tǒng)正常工作狀態(tài)為閉環(huán)控制，然而在調(diào)試時則須要首先進行開環(huán)調(diào)試，因為如果連接的閉環(huán)，在主電路沒有上強電的情況下，閉環(huán)會使占空比一直變大，直至極限。解決上述問題后，通過

46、示波器接到柵極與漏極之間，觀察到驅(qū)動波形正常，并且能夠過調(diào)節(jié)給定可調(diào)電阻實現(xiàn)驅(qū)動波形占空比的變換。此外在實驗中還測定了死區(qū)時間，具體如表5.1，圖5.3所示：G1 百分比G2 百分比死區(qū)百分比輸出電壓45.738.116.22.8947.236.416.44.01749.634.316.15.3750.832.416.85.97453.529.916.66.7755.128.316.67.17557.925.416.78.85458.424.6179.775表5.1 死區(qū)時間表格圖5.3 死區(qū)時間通過示波器兩個信號探針，測定了上下橋臂兩個開關管的驅(qū)動波形的占空比，去平均值后得到死區(qū)時間約占一個

47、信號周期的16.55%，能夠保證開關管在開斷過程中避免上下橋臂直接導通的問題。5.2.3 單片機程序，VB工程調(diào)試將單片機安裝到PCB板中，將之前編寫的程序?qū)懭氲絾纹瑱C內(nèi)。程序?qū)懭牒?，首先進行單片機與上位機通訊的調(diào)試。在VB工程調(diào)試之前，采用串口調(diào)試助手程序，觀察單片機能夠?qū)崟r采樣，并能否成功的將數(shù)據(jù)發(fā)送給上位機。在調(diào)試過程中由于AD采樣的值可能會發(fā)生變化，為了觀察傳輸?shù)臄?shù)值能否穩(wěn)定，可以在程序初始化時人為設定一個值，觀察串口調(diào)試助手接收到輸出是否始終一樣。在單片機能夠正常發(fā)送數(shù)據(jù)后。進行VB工程的調(diào)試。VB主要的功能為：發(fā)送充放電狀態(tài)指令，實時接受單片機上傳的輸出并處理后顯示出來。在調(diào)試時，

48、通過發(fā)送各種狀態(tài)指令，觀察狀態(tài)信號指示燈是否能夠正常切換，同時輸出的驅(qū)動波形是否按照給定值變化。經(jīng)過上述調(diào)試過程，樣機已具備了一下功能：1） 接受上位發(fā)送的指令，并按指令切換工作狀態(tài)。2） 實時進行AD采樣，并將數(shù)值發(fā)送給上位機。3） 根據(jù)電路的電壓電流，自動切換充放電狀態(tài)。5.2.4 保護與采樣電路測試主電路中加入了過流保護電路，單片機程序中也有過壓過流保護，為了測試保護電路和程序能否正常工作，通過給定一個電壓信號，觀察電路自切斷功能。運用一個信號發(fā)生器，在電流保護采樣的采樣輸出端給定一個電壓信號，并將示波器接到功率管的驅(qū)動端。首先用上位機發(fā)送恒流充電指令，樣機接受指令后正常輸出驅(qū)動波形，此

49、時，信號發(fā)生器發(fā)送一個方波。經(jīng)測試，當方波的電壓值大于0.9V時，保護起作用，當方波的電壓值低于0.488V時，電路能恢復工作。通過計算，0.9V換算到主電路輸入側(cè)的電流為18A。運用同樣的方法，將信號發(fā)生器接到各個AD采樣的輸入端，通過觀察，程序能夠?qū)崿F(xiàn)過壓過流關斷功能。采樣電路的測試主要包括：1） 輸出端電壓經(jīng)分壓電阻后得到的反饋電壓U2，輸出端電壓經(jīng)霍爾電壓傳感器LV28-P采樣輸入到單片機的電壓值AD0。通過測后，得到以下數(shù)據(jù),如表5.2和圖5.4所示：輸出電壓U2AD19.281.980.9610.622.281.1111.642.481.212.32.641.2513.132.84

50、1.3413.931.46表5.2 輸出電壓，U2，AD1數(shù)據(jù)表圖5.4 輸出電壓與U2，AD1關系曲線得到上述數(shù)據(jù)后通過生成曲線，可以看到在電路工作電壓范圍附近，輸出電壓與模擬，數(shù)字采樣值成很好的線性關系。2） 輸出端電流經(jīng)采樣輸出電路I_bat，處理后得到的反饋至I2。經(jīng)測試得到以下數(shù)據(jù)，如表5.3 和圖5.5所示：輸出電流I_batI20.0580.011.650.7750.0321.6671.720.081.6682.380.1141.6783.480.171.704表5.3 輸出電流，I_bat，I2數(shù)據(jù)表圖5.5 輸出電流與I_bat，I2關系曲線3）另外，由于單片機的AD采樣存在

51、著一定的誤差，如果純粹按照電路突破結構對采樣值進行換算的話，會存在很大的誤差。為了保證監(jiān)控的數(shù)據(jù)的準確性，先采用通過仿真器測得AD采樣數(shù)據(jù)與實際數(shù)據(jù)相比較的方法，算出其線性關系，將此關系輸入到單片機和VB工程的換算公式。數(shù)據(jù)表5.4和圖5.6所示：輸出端電壓單片機采樣值0.021111.014452.034753.0651083.9921405.0011716.0572056.9972358.2952779.37631511.28837912.41141213.31944114.065471表5.4 輸出電壓與采樣值數(shù)據(jù)表圖5.6 輸出電壓與采樣值的線性關系從上述線性關系中得到單片機程序的換算

52、公式為AD1=32.754*U1+10.312；VB換算公式正好相反，為U1= AD1 * 0.0305 - 0.2148；在得到此公式后，通過將程序?qū)懭雴纹瑱C，進行通訊后，發(fā)現(xiàn)顯示的電壓數(shù)值與實際值相差在0.1V左右。同樣，電流AD采樣也存在著相應的誤差，為了糾正誤差，按照實際電流與采樣值對比線性關系可得兩者的線性關系，數(shù)值如表5.5和圖5.7所示：輸出端電流單片機采樣值0.1135250.7025312.755453.3675564.1785624.6125715.209582表5.5 輸出電流與單片機采樣值數(shù)據(jù)表圖5.7 輸出電流與采樣值的線性關系觀察上述曲線，發(fā)現(xiàn)電流與采樣值的一次線性

53、關系不是很理想，在電流變換過程中，AD采樣值變換不明顯，并且存在著一定的誤差。通過分析電路后可知，在電流采樣處理電路的輸出端，采用的是加上拉電壓再電阻分壓的方法，所以AD0=(3.3+51*I_bat_CPU)/2，這樣的設計時為了保證電流為負的時候也能夠進行采樣，但是隨之發(fā)送的問題就是得到采樣值的變換范圍過小。而電壓采樣中卻沒有碰到這樣問題的原因是，電壓采樣輸出端沒有采用上拉壓電后分壓的方法，輸出值AD1=51*V_bat，保證了采樣值的很寬的范圍內(nèi)變動。經(jīng)反復測量后得到輸出電流與采樣值在單片機內(nèi)的關系式：I=15.438*AD0+512.19；在VB工程中的關系式為：AD0 = I * 0

54、.0648 - 32.969。5.2.4 開環(huán)、閉環(huán)測試完成對雙向H橋DC/DC變換器控制電路的調(diào)試后，可以在輸入側(cè)與輸出側(cè)通強電進行開環(huán)測試。具體過程如下:1） 接通控制電路電源。2） 上位機發(fā)送充放電指令，觀察驅(qū)動輸出波形是否正常。3） 在驅(qū)動波形占空比合適是，合上開關，接通輸入側(cè)輸出側(cè)。在調(diào)試初期，為了確保安全，將占空比調(diào)節(jié)至45%左右，因為扣去死區(qū)時間，該占空比使得輸出端電壓為4V左右，同時輸出端暫不接電源，而是接接一個最大阻值10，耐流14A的電阻。上小節(jié)的采樣值測定正是在這種工作狀態(tài)下進行的。在調(diào)試過程中，逐漸減小電阻值，并逐步增加串聯(lián)2V，100Ah的電池到輸出端，最終去掉電阻，

55、輸出端為6節(jié)2V,100Ah的電池，此時整個控制電路和主電路能夠正常工作。在開環(huán)下，可以測定整個系統(tǒng)的充電時的一些數(shù)值和效率，具體如表5.6所示：輸出電壓輸出電流輸入電壓輸入電流效率11.91.05146.60.3260.121.63446.60.5010.12.262.15346.60.6510.12.353.0646.20.9130.12.433.44945.81.060.12.54.03245.21.2870.12.514.2944.81.3350.表5.6 開環(huán)時充電效率表在測試過沖中，輸出電壓為12.5V之前，系統(tǒng)的效率能保證在85%左右，而再增大滑動變阻其以增大給定電壓時，輸出端電壓電流都會逐漸減小，導致輸出端的響應值也減小。分析上述現(xiàn)象后，認為是由于輸出端的供電電源是4節(jié)4Ah的蓄電池，而輸出側(cè)則是6節(jié)100Ah的蓄電池，雖然輸入端電池總電壓為48V，但其容量過小，導致在充電功率提高時，其內(nèi)部電能下降很快，使其輸出供電電壓急劇下降，影響整個系統(tǒng)的工作性能。 充電時各個工作狀態(tài)和數(shù)據(jù)測試完畢后，進行放電狀態(tài)測試。放電和充電測試時，區(qū)別就在于給定值的不同，當給定值電壓小于輸出端電壓時，輸出側(cè)蓄電池會反向放電，而充電時給定電壓大于輸出側(cè)電壓。經(jīng)過測試得到以下數(shù)據(jù)，如表5.7所示：輸出電壓輸出