《電力拖動自動控制系統(tǒng)》課程設計數(shù)字式直流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)設計

1、電力拖動自動控制系統(tǒng)課程設計電力拖動自動控制系統(tǒng)課程設計直流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)設計一、設計目的及要求1.1 課程設計的目的計算機控制技術的課程設計是一個綜合運用知識的過程，它不僅需要微型機控制理論、程序設計方面的基礎知識，而且還需要具備一定的生產工藝知識。設計包括確定控制任務、系統(tǒng)總體方案設計、硬件系統(tǒng)設計、控制軟件的設計等，以便使學生掌握微型計算機控制系統(tǒng)設計的總體思路和方法。1.2 課程設計的預備知識術基本知識及直流控制系統(tǒng)的有關知識。 1.3 課程設計要求 完成直流電機轉熟悉計算機控制技速、電流控制系統(tǒng)設計。 1.設計控制系統(tǒng)主機、過程通道模板電路，包括元器件選擇。 2.畫出系統(tǒng)控制圖

2、。 3.控制系統(tǒng)軟件設計。轉速、電流控制采用PI控制算法，設計增量式PI控制算法。繪出程序流程圖，設計算法程序。1.4設計內容及要求為某生產機械設計一個調速范圍寬、起制動性能好的直流雙閉環(huán)系統(tǒng)，且擬定該系統(tǒng)由大功率晶體管調制放大器給電動機供電。已知系統(tǒng)中直流電動機主要數(shù)據如下：1）直流電機型號：Z2-41型額定功率Pe=18kW；額定電壓Ue=220V額定電流Ie=94A；額定轉速ne=1000r/min電樞回路總電阻R=0.45;電磁時間常數(shù)Tl=0.0297s;機電時間常數(shù)Tm=0.427s；電動勢系數(shù)C=0.2059/（r.min-1 )晶體管PWM功率放大器：工作頻率：2kHz；工作方

3、式：H型雙極性；直流電源電壓：264V2）主要技術指標：調速范圍0-1000 r/min 電流過載倍數(shù)：1.5倍速度控制精度 0.1%（額定轉速時）3）主要要求：電動機控制電源采用晶體管PWM功率放大器，其占空比變化為00.51時，對應輸出電壓為-264V0264V，為電機最大提供25A電流。速度檢測采用光電編碼器（光電脈沖信號發(fā)生器），且其輸出的A、B兩相脈沖經光電隔離辯相后獲得每轉1024個脈沖角度分辨力和方向信號。電流傳感器采用霍爾電流傳感器，其原副邊電流比為1000：1，額定電流50A。采用雙閉環(huán)（電流環(huán)和速度環(huán)）控制方式。二、系統(tǒng)總體方案設計2.1直流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)原理圖1 直

4、流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)原理圖根據設計任務要求整個系統(tǒng)原理如圖1所示。采用了轉速、電流雙閉環(huán)控制結構，在系統(tǒng)中設置兩個調節(jié)器，分別調節(jié)轉速和電流，二者之間實行串級連接，即以轉速調節(jié)器的輸出作為電流調節(jié)器的輸入，再用電流調節(jié)器的輸出作為PWM的控制電壓。從閉環(huán)反饋結構上看，電流調節(jié)環(huán)在里面，是內環(huán)，按典型型系統(tǒng)設計；轉速調節(jié)環(huán)在外面，成為外環(huán)，按典型型系統(tǒng)設計。為了獲得良好的動、靜態(tài)品質，調節(jié)器均采用PI調節(jié)器并對系統(tǒng)進行了校正。檢測部分中，采用了霍爾片式電流檢測裝置（TA）對電流環(huán)進行檢測，轉速環(huán)則是采用了光電碼盤進行檢測，達到了比較理想的檢測效果。PWM采用8051單片機以及4858、4040

5、共同實現(xiàn)，驅動電路采用了IR2110集成芯片，具有較強的驅動能力和保護功能。2.2直流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)硬件結構根據系統(tǒng)原理我們設計了直流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)硬件結構，如圖2所示，系統(tǒng)的特點：雙閉環(huán)系統(tǒng)結構，采用微機控制；全數(shù)字電路，實現(xiàn)脈沖觸發(fā)、轉速給定和檢測；采用數(shù)字PI算法。由軟件實現(xiàn)轉速、電流調節(jié)系統(tǒng)由主電路、檢測電路、控制電路、給定電路、顯示電路組成。主電路：三相交流電源經不可控整流器變換為電壓恒定的直流電源，再經過直流PWM變換器得到可調的直流電壓，給直流電動機供電。檢測回路：包括電壓、電流、溫度和轉速檢測。電壓、電流和溫度檢測由 A/D 轉換通道變?yōu)閿?shù)字量送入微機；轉速檢測用數(shù)

6、字測速（光電碼盤）。故障綜合：利用微機擁有強大的邏輯判斷功能，對電壓、電流、溫度等信號進行分析比較，若發(fā)生故障立即進行故障診斷，以便及時處理，避免故障進一步擴大。這也是采用微機控制的優(yōu)勢所在。圖2 微機直流雙閉環(huán)PWM調速系統(tǒng)硬件結構圖三、主電路設計3.1主電路主電路由二極管整流器UR、PWM逆變器UI和中間直流電路三部分組成，一般都是電壓源型的，采用大電容C濾波，同時兼有無功功率交換的作用。3.1.1限流電阻為了避免大電容C在通電瞬間產生過大的充電電流，在整流器和濾波電容間的直流回路上串入限流電阻（或電抗），通上電源時，先限制充電電流，再延時用開關K將短路，以免長期接入時影響整流電路的正常工

7、作，并產生附加損耗。3.1.2泵升電壓限制3.2主電路參數(shù)計算和元件選擇主電路參數(shù)計算包括整流二極管計算，濾波電容計算、功率開關管IGBT的選擇及各種保護裝置的計算和選擇等。3.2.1整流二極管的選擇根據二極管的最大整流平均IF 和最高反向工作電壓UR分別應滿足： IF >1.1×IO(AV) ÷21.1*99/2=54.5 (A) UR>1.1××U2=1.1××220=340.2 (V)選用2ZC系列的大功率硅整流二極管，型號和參數(shù)如下所示：型號額定正向平均電流IF(A) 額定反向峰值電壓URM(V)正向平均壓降UF(

8、V)反向平均漏電流IR(MA)散熱器型號 ZP10010010016000.50.76SL18在設計主電路時，濾波電容是根據負載的情況來選擇電容C值，使RC(35)T/2,且有Udmax=0.9×220×0.95=188(V)2×C1.5×0.02, 即C15000uF故此，選用型號為CD15的鋁電解電容，其額定直流電壓為400v，標稱容量為22000 uF3.2.2絕緣柵雙極晶體管的選擇最大工作電流 Imax2Us/R=440/0.45=978(A)集電極發(fā)射極反向擊穿電壓（BVCEO） BVCEO(23)Us=440660v3.3調節(jié)器參數(shù)設計3.3

9、.1系統(tǒng)設計的一般原則按照“先內環(huán)后外環(huán)” 的設計原則，從內環(huán)開始，逐步向外擴展。在這里，首先設計電流調節(jié)器，然后把整個電流環(huán)看作是轉速調節(jié)系統(tǒng)中的一個環(huán)節(jié)，再設計轉速調節(jié)器直流雙閉環(huán)調速原理圖3.3.2電流環(huán)的參數(shù)設計電流環(huán)結構圖最大允許電流Idm=1.5×94=141(A)電樞電流范圍為，A/D轉換為8位二進制數(shù)碼，電流反饋回路反饋系數(shù)為，則：=255/(141-(-141)=255/282=0.904/A已知晶體管PWM功率放大器的工作頻率為2kHz，工作方式為H型雙極性，直流電源電壓為264V,設定用來直接生成PWM信號的計數(shù)器的時鐘脈沖頻率為4MHz，則轉換得到的PWM信號

10、的分辨率為1/2000，即計數(shù)值為2000時，對應的PWM信號占空比為1，PWM功率放大器的輸出電壓為200V；計數(shù)值為1000時，對應PWM信號的占空比為0.5，PWM功率放大器的輸出電壓為；計數(shù)值為時，對應PWM信號占空比為，PWM功率放大器的輸出電壓為-200V,則PWM控制信號和PWM波形生成之間的數(shù)字控制量到模擬電壓輸出量之間的增益為： =0.0297s=0.0005s=1/2000=0.0005s=0.0005Ti=0.001s=0.5/ Ti =0.5/0.001=500=R/()=500*0.0297*0.45/(0.264*0.904)=28校驗近似條件電流環(huán)截止頻率：wci

11、KI=500脈寬調制變換器傳遞函數(shù)近似條件 wci1/(3Ts)1/(3Ts)1/(3×0.00025)=666.67>500= wci可見，滿足近似條件。小時間常數(shù)近似條件 wci654.03>500滿足近似條件。忽略反電勢對電流環(huán)影響的條件：wci2.96<500滿足近似條件。3.3.3轉速環(huán)的參數(shù)設計轉速環(huán)結構圖速度反饋回路的滯后時間約為=1ms機電時間常數(shù)=0.427s速度環(huán)的小時間常數(shù)為 =1/+=1/500+0.001=0.003s按跟隨性能和抗干擾性能要求，取中頻寬h=5，則積分時間常數(shù)為；=(h+1)/2h² ²=(5+1)/(2

12、*5*5*0.003²)=13333.333速度調節(jié)器比例系數(shù)00 < Wci轉速環(huán)傳遞函數(shù)簡化條件 Wcn=235.7滿足近似條件。小時間常數(shù)近似處理條件 Wcn=235.7滿足近似條件。當 h=5，查表可知，n=37.6,不滿足設計要求。實際上，由于表中是按線性系統(tǒng)計算的，而突加階躍給定時，ASR飽和，不符合線性系統(tǒng)的前提，應該按照退飽和時的情況重新計算超調量。由公式代入數(shù)據計算得n=0.35，能夠滿足設計要求3.4調節(jié)器的離散化經過前面的調節(jié)器參數(shù)計算得到模擬式的電流、轉速調節(jié)器，在微機數(shù)字控制系統(tǒng)中，當采樣頻率足夠高時，可以先按模擬系統(tǒng)設計方法設計調節(jié)器，然后在離散化，

13、就可以得到數(shù)字控制器的散發(fā)，這就是模擬調節(jié)器的數(shù)字化。數(shù)字控制器采用PI調節(jié)算法，不僅可以對系統(tǒng)偏差進行比例調節(jié)，而且可對偏差進行積分，因而提高了系統(tǒng)的控制精度和抗外界干擾能力。模擬調節(jié)的PI算式為:式中-t時刻調節(jié)器輸出信號;-比例系數(shù);-時刻偏差，為測量值和給定值之差;-積分時間常數(shù);在數(shù)字式控制中，由于采用數(shù)字計算，要對給定值和反饋量進行采樣，因此要對上述PI算式進行離散化，得到適用于數(shù)字控制的PI算式:式中-第n次采樣后算得的調節(jié)器輸出;-第n次次采樣算得的偏差;T-采樣周期;n-采樣序號，n=l，2，3，上述算式計算出的是第n次采樣后，控制器輸出的數(shù)字量，叫做位置式算式。從式中可以看

14、出，想要計算，不僅擊要本次與上次偏差信號和，而且還要在積分項中把歷次偏差信號進行相加，即求取。這樣不僅計算繁瑣，而且保留要占用很大的內存空間，使用非常不方便。為此，又有了在實際應用中的數(shù)字化增量式算式:式中-第n次輸出的地量;-第n次采樣后偏差值;-第n-1次采樣后偏差值;-積分系數(shù):在位置式算式中，由于采用全量輸出，每次輸出均與原來位置有關，會使輸出產生較大變化。在增量式中，每次只輸出控制增量，對系統(tǒng)影響較小，且具有以下優(yōu)點：由于增量輸出，出現(xiàn)誤動作時影響小，必要時可以用限幅辦法去掉。手動/自動切換時沖擊較小。不會產生積分失控，易于獲得較好的積分效果。因此，實際應用中增量式獲得廣泛應用，故本

15、系統(tǒng)按要求也選擇增量式。但增量式的不足為:由于積分截斷誤差大，使系統(tǒng)存在靜態(tài)誤差;溢出的影響較大。故在實際應用中，還要根據對象的具側弓好求來選定。一般來說，以可控硅作驅動的系統(tǒng)或控制程度要求高的系統(tǒng)中，宜采用位置式。而在步進電機或電動閥門作執(zhí)行器的系統(tǒng)中宜采用增量式為好。3.4.1數(shù)字控制器PI增量式算法及程序增量式PI程序：Fosc=12MHZ，用一個定時器/計數(shù)器定時50ms，用R2作計數(shù)器，置初值14H，到定時時間后產生中斷，每執(zhí)行一次中斷服務程序，讓計數(shù)器內容減1，當計數(shù)器內容減為0時，則到1s。PI控制算法:Ui=Ui-1+Kp(ei-ei-1)+(Kp*T/Ti)*ei令P=KP

16、I=KP*T/T I則Ui=Ui-1+P(ei-ei-1)+I*eiT采樣周期 Ti=RnCn Kp=Rn/R0PI程序：SETB EX1 ；開放中斷1MOV R0，90H ；P1口（W）送R0,預設MOV R1，80H ；P0口（Y）送R1，實測MOV A，R0 ；W給AMOV B，R1 ；Y給BSUBB A，B ；ei給AMOV 7FH，A ；ei 給7FHMOV 7EH，#00H ；ei-1=0給7EHMOV 7BH，Umax MOV 7AH, UminAJMP IN ；積分項AJMP P ；比例項MOV A，R2 ；Pi給AADD A，R3 ；Pi+Pp給AMOV 7DH，#00H ；

17、Ui-1=0給7DHADD A，7DH ；Ui-1+Pi+Pp=Ui給AMOV 7CH,A ；Ui給7CHMOV 7DH，7CH ；Ui給Ui-1MOV A，7BH ；Umax給ACJNE A，#Ui，LOOP2 ；UiUmax轉移LOOP2：JNC LP1 ;若Ui>Umax ,則跳轉 MOV A,#UiCJNE A，7AH，LOOP3 ；Ui<Umin轉移LOOP3:JNC LP2 ;若Ui<Umin，則跳轉MOV A,#UiSJMP DONELP1:MOV A,7BHSJMP DONELP2:MOV A,7AHDONE: MOV 90H，A ；輸出Ui到P1口RETII

18、N：MOV 6FH，#I MOV A，6FH ；I給A MOV B，7FH ；ei給B MUL AB ；Pi=I*ei給A MOV R2，A ；Pi給R2 RETIP：MOV 6EH，#P CLR C MOV A，7FH ；ei給A SUBB A，7EH ；ei-ei-1給A MOV 7EH，7FH ；ei給ei-1 MOV B，6EH MUL AB ；（ei-ei-1）*P給A MOV R3，A ；Pp給R3 RETI3.5采樣周期的選擇根據 Shannon 采樣定理，采樣頻率 fsam 應不小于信號最高頻率 fmax 的2倍，即 fsam 2 fmax 這時，經采樣及保持后，原信號的頻譜可

19、以不發(fā)生明顯的畸變，系統(tǒng)可保持原有的性能。 但實際系統(tǒng)中信號的最高頻率很難確定，尤其對非周期性信號（系統(tǒng)的過渡過程）來說，其頻譜為 0 至的連續(xù)函數(shù)，最高頻率理論上為無窮大。因此，難以直接用采樣定理來確定系統(tǒng)的采樣頻率。在一般情況下，可以令采樣周期: Tmin 為控制對象的最小時間常數(shù)；或用采樣角頻率 wsam wc 為控制系統(tǒng)的截止頻率在本系統(tǒng)中我們采用系統(tǒng)電流環(huán)開環(huán)截止頻率選取電流環(huán)采樣角頻率 得電流環(huán)采樣周期系統(tǒng)的轉速環(huán)開環(huán)截止頻率選取轉速環(huán)采樣角頻率得速度環(huán)采樣周期四、控制回路4.1 PWM控制電路4.1.1 PWM的基本原理PWM（脈沖寬度調制）是通過控制固定電壓的直流電源開關頻率，

20、改變負載兩端的電壓，從而達到控制要求的一種電壓調整方法。PWM可以應用在許多方面，比如：電機調速、溫度控制、壓力控制等等。在PWM驅動控制的調整系統(tǒng)中，按一個固定的頻率來接通和斷開電源，并且根據需要改變一個周期內“接通”和“斷開”時間的長短。通過改變直流電機電樞上電壓的“占空比”來達到改變平均電壓大小的目的，從而來控制電動機的轉速。也正因為如此，PWM又被稱為“開關驅動裝置”。如下圖所示： 設電機始終接通電源時，電機轉速最大為Vmax，設占空比為D= t1 / T，則電機的平均速度為Va = Vmax * D，其中Va指的是電機的平均速度；Vmax 是指電機在全通電時的最大速度；D = t1

21、/ T是指占空比。由上面的公式可見，當我們改變占空比 D = t1 / T時，就可以得到不同的電機平均速度Vd，從而達到調速的目的。嚴格來說，平均速度Vd 與占空比D并非嚴格的線性關系，但是在一般的應用中，我們可以將其近似地看成是線性關系。4.1.2 PWM信號發(fā)生電路設計 PWM波可以由具有PWM輸出的單片機通過編程來得以產生，也可以采用PWM專用芯片來實現(xiàn)。當PWM波的頻率太高時，它對直流電機驅動的功率管要求太高，而當它的頻率太低時，其產生的電磁噪聲就比較大，在實際應用中，當PWM波的頻率在18KHz左右時，效果最好。在本系統(tǒng)內，采用了兩片4位數(shù)值比較器4585和一片12位串行計數(shù)器404

22、0組成了PWM信號發(fā)生電路。兩片數(shù)值比較器4585，即圖上U2、U3的A組接12位串行4040計數(shù)輸出端Q2Q9，而U2、U3的B組接到單片機的P1端口。只要改變P1端口的輸出值，那么就可以使得PWM信號的占空比發(fā)生變化，從而進行調速控制。12位串行計數(shù)器4040的計數(shù)輸入端CLK接到單片機C51晶振的振蕩輸出XTAL2。計數(shù)器4040每來8個脈沖，其輸出Q2Q9加1，當計數(shù)值小于或者等于單片機P1端口輸出值X時，圖中U2的（A>B）輸出端保持為低電平，而當計數(shù)值大于單片機P1端口輸出值X時，圖中U2的（A>B）輸出端為高電平。隨著計數(shù)值的增加，Q2Q9由全“1”變?yōu)槿?”時，圖

23、中U2的（A>B）輸出端又變?yōu)榈碗娖?，這樣就在U2的（A>B）端得到了PWM的信號，它的占空比為（255 -X / 255）*100%，那么只要改變X的數(shù)值，就可以相應的改變PWM信號的占空比，從而進行直流電機的轉速控制。使用這個方法時，單片機只需要根據調整量輸出X的值，而PWM信號由三片通用數(shù)字電路生成，這樣可以使得軟件大大簡化，同時也有利于單片機系統(tǒng)的正常工作。由于單片機上電復位時P1端口輸出全為“1”，使用數(shù)值比較器4585的B組與P1端口相連，升速時P0端口輸出X按一定規(guī)律減少，而降速時按一定規(guī)律增大。4.2 PWM功率放大驅動電路設計該驅動電路采用了IR2110集成芯片，

24、該集成電路具有較強的驅動能力和保護功能。4.2.1 芯片IR2110性能及特點IR2110是美國國際整流器公司利用自身獨有的高壓集成電路以及無閂鎖CMOS技術，于1990年前后開發(fā)并且投放市場的，IR2110是一種雙通道高壓、高速的功率器件柵極驅動的單片式集成驅動器。它把驅動高壓側和低壓側MOSFET或IGBT所需的絕大部分功能集成在一個高性能的封裝內，外接很少的分立元件就能提供極快的功耗，它的特點在于，將輸入邏輯信號轉換成同相低阻輸出驅動信號，可以驅動同一橋臂的兩路輸出，驅動能力強，響應速度快，工作電壓比較高，可以達到600V，其內設欠壓封鎖，成本低、易于調試。高壓側驅動采用外部自舉電容上電

25、，與其他驅動電路相比，它在設計上大大減少了驅動變壓器和電容的數(shù)目，使得MOSFET和IGBT的驅動電路設計大為簡化，而且它可以實現(xiàn)對MOSFET和IGBT的最優(yōu)驅動，還具有快速完整的保護功能。與此同時，IR2110的研制成功并且投入應用可以極大地提高控制系統(tǒng)的可靠性。降低了產品成本和減少體積。4.2.2 IR2110的引腳圖以及功能引腳1（LO）與引腳7（HO）：對應引腳12以及引腳10的兩路驅動信號輸出端，使用中，分別通過一電阻接主電路中下上通道MOSFET的柵極，為了防止干擾，通常分別在引腳1與引腳2以及引腳7與引腳5之間并接一個10K的電阻。引腳2（COM）：下通道MOSFET驅動輸出參

26、考地端，使用中，與引腳13（Vss）直接相連，同時接主電路橋臂下通道MOSFET的源極。引腳3（Vcc）：直接接用戶提供的輸出極電源正極，并且通過一個較高品質的電容接引腳2。引腳5（Vs）：上通道MOSFET驅動信號輸出參考地端，使用中，與主電路中上下通道被驅動MOSFET的源極相通。與引腳6（VB）：通過一陰極連接到該端陽極連接到引腳3的高反壓快恢復二極管，與用戶提供的輸出極電源相連，對Vcc的參數(shù)要求為大于或等于0.5V，而小于或等于+20V。引腳9（VDD）：芯片輸入級工作電源端，使用中，接用戶為該芯片工作提供的高性能電源，為抗干擾，該端應通過一高性能去耦網絡接地，該端可與引腳3（Vcc

27、）使用同一電源，也可以分開使用兩個獨立的電源。引腳10（HIN）與引腳12（LIN）：驅動逆變橋中同橋臂上下兩個功率MOS器件的驅動脈沖信號輸入端。應用中，接用戶脈沖形成部分的對應兩路輸出，對此兩個信號的限制為Vss-0.5V至Vcc+0.5V，這里Vss 與Vcc分別為連接到IR2110的引腳13（Vss）與引腳9（VDD）端的電壓值。引腳11（SD）：保護信號輸入端，當該引腳為高電平時，IR2110的輸出信號全部被封鎖，其對應的輸出端恒為低電平，而當該端接低電平時，則IR2110的輸出跟隨引腳10與12而變化。引腳13（Vss）：芯片工作參考地端，使用中，直接與供電電源地端相連，所有去耦電

28、容的一端應接該端，同時與引腳2直接相連。引腳8、引腳14、引腳4：為空引腳。圖-驅動集成芯片IR2110 芯片引腳4.2.3 延時保護電路利用IR2110芯片的完善設計可以實現(xiàn)延時保護電路。IR2110使它自身可對輸入的兩個通道信號之間產生合適的延時，保證了加到被驅動的逆變橋中同橋臂上的兩個功率MOS器件的驅動信號之間有一互瑣時間間隔，因而防止了被驅動的逆變橋中兩個功率MOS器件同時導通而發(fā)生直流電源直通路的危險。4.3 PWM 控制H橋雙極性主電路從上面的原理可以看出，產生高壓側門極驅動電壓的前提是低壓側必須有開關的動作，在高壓側截止期間低壓側必須導通，才能夠給自舉電容提供充電的通路。因此在

29、這個電路中，Q1、Q4或者Q2、Q3是不可能持續(xù)、不間斷的導通的。我們可以采取雙PWM信號來控制直流電機的正轉以及它的速度。將IC1的HIN端與IC2的LIN端相連，而把IC1的LIN端與IC2的HIN端相連，這樣就使得兩片芯片所輸出的信號恰好相反。在HIN為高電平期間，Q1、Q4導通，在直流電機上加正向的工作電壓。其具體的操作步驟如下：當IC1的LO為低電平而HO為高電平的時候，Q2截止，C1上的電壓經過VB、IC內部電路和HO端加在Q1的柵極上，從而使得Q1導通。同理，此時IC2的HO為低電平而LO為高電平，Q3截止，C3上的電壓經過VB、IC內部電路和HO端加在Q4的柵極上，從而使得Q4

30、導通。電源經Q1至電動機的正極經過整個直流電機后再通過Q4到達零電位，完成整個的回路。此時直流電機正轉。在HIN為低電平期間，LIN端輸入高電平，Q2、Q3導通，在直流電機上加反向工作電壓。其具體的操作步驟如下：當IC1的LO為高電平而HO為低電平的時候，Q2導通且Q1截止。此時Q2的漏極近乎于零電平，Vcc通過D1向C1充電，為Q1的又一次導通作準備。同理可知，IC2的HO為高電平而LO為低電平，Q3導通且Q4截止，Q3的漏極近乎于零電平，此時Vcc通過D2向C3充電，為Q4的又一次導通作準備。電源經Q3至電動機的負極經過整個直流電機后再通過Q2到達零電位，完成整個的回路。此時，直流電機反轉

31、。因此電樞上的工作電壓是雙極性矩形脈沖波形，由于存在著機械慣性的緣故，電動機轉向和轉速是由矩形脈沖電壓的平均值來決定的。設PWM波的周期為T，HIN為高電平的時間為t1，這里忽略死區(qū)時間，那么LIN為高電平的時間就為T-t1。HIN信號的占空比為D=t1/T。設電源電壓為V，那么電樞電壓的平均值為：Vout= t1 - ( T - t1 ) V / T = ( 2 t1 T ) V / T = ( 2D 1 )V定義負載電壓系數(shù)為，= Vout / V, 那么 = 2D 1 ；當T為常數(shù)時，改變HIN為高電平的時間t1，也就改變了占空比D，從而達到了改變Vout的目的。D在01之間變化，因此在

32、±1之間變化。如果我們聯(lián)系改變，那么便可以實現(xiàn)電機正向的無級調速。當=0.5時，Vout=0,此時電機的轉速為0；當0.5<<1時，Vout為正，電機正轉；當=1時，Vout=V,電機正轉全速運行。4.3.1輸出電壓波形五、單片機小系統(tǒng)設計5.1主要芯片選擇5.11 單片機的選擇在詳細的系統(tǒng)分析、實用性、經濟性分析的基礎上，選用了MCS-51系列的8051單片機，其結構框圖如下圖所示5.1 .2 8253可編程定時器/計數(shù)器芯片MCS51內部只有兩個16位定時器/計數(shù)器，在數(shù)字測速電路中需要計數(shù)器，選用了一個可擴展8253芯片。其邏輯結構如下圖所示。8253內部具有3個獨

33、立的16位定時/計數(shù)器，每個計數(shù)器有三根I/O線；CLK為時鐘輸入線，為計數(shù)脈沖輸入端；OUT為計數(shù)器輸出端，當計數(shù)器減為零時OUT輸出相應信號；GATE為門控信號，用于啟動或禁止計數(shù)器操作?？刂萍拇嫫饔脕砑拇娌僮鞣绞娇刂谱?，每個計數(shù)器都有一個單獨的控制寄存器，只能寫入不能讀出。8253與單片機的接口控制邏輯簡單,D0-D7為雙向、三態(tài)數(shù)據線，是單片機與8253之間的數(shù)據傳輸線，RD、WR為數(shù)據讀、寫控制線，A0、A1是地址選擇線，CS是片選線。在單片機應用系統(tǒng)中，由CS、A0、A1給出16位地址碼。5.1.3 8279可編程鍵盤、顯示接口芯片 8279是一種通用的可編程鍵盤/顯示器接口芯片。

34、它能接收和識別來自鍵盤陣列的輸入數(shù)據并完成預處理，還能顯示數(shù)據和對數(shù)碼顯示器件進行自動掃描控制。是實現(xiàn)CPU與鍵盤、LED數(shù)碼顯示器之間進行信息交換的一種專用芯片。8279與MCS51單片機的接口非常簡單，因而在單片機應用系統(tǒng)中得到了廣泛的應用。 8279芯片有40條引腳，由單一5V供電。主要由以下幾個部分組成（1）I/O控制和數(shù)據緩沖器；（2）控制和定時寄存器及定時控制部分；（3）掃描計數(shù)器；（4）回送緩沖器與鍵盤去抖動控制電路；（5）FIFO(先進先出)寄存器和狀態(tài)電路；（6）顯示器地址寄存器和顯示RAM.5.1.4 AD轉換芯片ADC0809 ADC0809是8位逐次逼近性A/D轉換器。

35、帶8個模擬量輸入通道，有通道地址譯碼鎖存器，輸出帶三態(tài)數(shù)據鎖存器。啟動信號為脈沖啟動形式。ADC0809內部設有時鐘電路，故CLK時鐘需外部輸入，允許范圍500KHz1MHz,典型值為640KHZ.每一通道的轉換需6673個脈沖，大約100110 s。5.2 高精度數(shù)字測速電路5.2.1光電編碼盤光電編碼盤是將測得的角位移轉換成為相應的電脈沖信號輸出的數(shù)字傳感器，本設計采用增量式光電編碼器來采樣轉速信號。增量式編碼器是專門了用來測量轉動角位移的累計量。這里以三相編碼器為例來介紹增量式編碼器的工作原理及其結構。增量式光電編碼器在圓盤上有規(guī)則地刻有透光和不透光的線條，在圓盤兩側安放發(fā)光元件和光敏元

36、件。當圓盤隨電機旋轉時，光敏元件接受的光增量隨透光線條同步變化，光敏元件輸出波形經過整形后變成脈沖。碼盤上有向標志，每轉一圈z相輸出一個脈沖。此外，為判斷旋轉方向，碼盤還提供相位相差90°的兩路脈沖信號。將A、B兩相脈沖中任何一相輸入計數(shù)器中，均可使計數(shù)器進行計數(shù)。編碼盤輸出的z相脈沖用于復位計數(shù)器，每轉一圈復位一次計數(shù)器。編碼盤的旋轉方向可以通過D觸發(fā)器的輸出信號Q來判斷。整形后的A、B兩相輸出信號分別接到D觸發(fā)器的時鐘端和D輸入端，D觸發(fā)器的CLK端在A相脈沖的上升沿觸發(fā)。由于A、B兩相的脈沖相位相差90°，當電機正轉時，B相脈沖超前A相脈沖90°，觸發(fā)器總是

37、在B脈沖為高電平時觸發(fā)，這時D觸發(fā)器的輸出端Q輸出為高電平。當電機反轉時，A相脈沖超前B相脈沖90°，則D觸發(fā)器總是在B脈沖為低電平時觸發(fā)，這時Q輸出端輸出為低電平，由此確定電機的轉動方向。 轉速檢測的精度和快速性對電機調速系統(tǒng)的靜、動態(tài)性能影響極大。為了在較寬的速度范圍內獲得高精度和快速的數(shù)字測速，本設計使用每轉1024線的光電編碼器作為轉速傳感器，它產生的測速脈沖頻率與電機轉速有固定的比列關系，微機對該頻率信號采用M/T法測速處理。5.2.2 M/T法測速原理 M/T法測速原理是在對光電編碼器輸出的測速脈沖數(shù)m1進行計數(shù)的同時對時鐘脈沖的個數(shù)m2也進行計數(shù)。原理圖如下： 在本系統(tǒng)

38、中，由于,所以轉速計算公式有：5.2.3 數(shù)字測速硬件電路數(shù)字測速硬件電路如圖所示。圖中8253的0號、1號計數(shù)器分別對m1m2進行計數(shù)，D觸發(fā)器F1用來使m2的計數(shù)與測速脈沖計數(shù)同步，由于8253為下降沿計數(shù)，故使用反向器G，啟動測速和停止測速信號有89C52單片機的軟件向P1.2口輸出，P1.3口用于測速電路軟件輸出復位脈沖信號。為實現(xiàn)m1和m2同步計數(shù)，8253的0號和1號計數(shù)器使用方式2工作。上電初始化進入這種方式后，可用GATE電平對計數(shù)過程進行監(jiān)控。當8051單片機在原理圖上s點時刻向P1.2口輸出高電平，發(fā)出啟動測速信號，即置GATE0為高電平，0號測速脈沖計數(shù)器立即從初始值開始

39、計數(shù)直至在原理圖上b點時刻向P1.2口輸出低電平，即發(fā)出停止測速信號，迫使計數(shù)過程停止。這樣從測速啟動點s到停止點b時間間隔內，GATE0為高電平，則輸入8253 CLK0端口的測速脈沖計數(shù)值即為m1。在上圖中，時鐘計數(shù)器的GATE1與D觸發(fā)器輸出的Q端相接。當P1.2口輸出高電平開始測速后，要等隨后的第一個輸入測速脈沖上升沿進入D觸發(fā)器的觸發(fā)脈沖CP端，Q才變?yōu)楦唠娖?，此?MHZ時鐘脈沖開始計數(shù)，相當于原理圖中a點時刻。同樣當P1.2口輸出低電平停止測速，時鐘脈沖要等到圖中c點才停止計數(shù)，此時時鐘的計數(shù)值m2剛好是整m1個測速脈沖的時間間隔。5.3電流檢測電路電流檢測電路有霍爾電流傳感器（

40、TA），兩級運算放大器和A/D轉換器組成。若電樞回路的兩匝穿過霍爾元件，則電動機的電樞電流與霍爾元件的輸出電流之比是1000：1.在本設計中我們選用8位單極性AD將電流模擬反饋信號轉換為數(shù)字量，輸入微型計算機。而直流調速系統(tǒng)是雙極性的，霍爾元件的輸出信號是和電樞電流線性對應的雙極性弱電流信號。因此需要對霍爾元件輸出的信號進行轉換、濾波、放大。電路原理圖 （微型計算機控制技術P184圖6-16）。圖中R1=50,霍爾元件所允許的負載電阻，R2=10k。則霍爾元件輸出的電流信號Im線性地轉換為電壓信號Um，Um再經過兩級運放放大和濾波后到達AD轉換器的輸入端口。電樞電流是雙極性的，變化范圍在A之內，設電樞電流Ia=20A時，對應AD轉換器模擬輸入電壓為5V，當Ia=-20A 時，對應AD轉換器模擬輸入電壓為0V，當Ia=0時，對應AD模擬輸入電壓為2.5V。AD轉換結果為8位二進制數(shù)碼，當參考電壓為5V時，若輸入電壓為5V，AD轉換結果為255；輸入電壓為0