開關(guān)電源高頻電磁波干擾概論

1、開關(guān)電源高頻電磁波干擾概論解析（一）雖然關(guān)于EMI的書和資料非常多，但基本都是針對設(shè)備級的，針對開關(guān)電源的很少，有個別書和資料雖然寫著開關(guān)電源的名字，但由于作者并非電源設(shè)計人員，所以就變成了標(biāo)準(zhǔn)匯編。針對開關(guān)電源的目前就是這個開關(guān)電源高頻電磁波干擾概論，非常經(jīng)典，是香港大學(xué)的兩位教授寫的。但我也沒有聽過作者講解，所以只能憑自己的理解和大家討論。第一節(jié)這個是說EMI的傳播過程，干擾源干擾途徑接收器，就向傳染病：傳染源傳染途徑易感人群。對于開關(guān)電源來說，最后一部分是不需要考慮的，干擾源也不能消滅，因為它也是開關(guān)電源之所以能工作的源頭，但是可以通過軟開關(guān)、加緩沖等方式來使干擾源的干擾小一些。控制干擾

2、途徑是降低開關(guān)電源EMI的重要一環(huán)，也是本講義的重點講解之處。信號源波形產(chǎn)生的頻譜 電壓波形產(chǎn)生的頻譜 周期信號的頻譜是沒有偶次諧波的，正負(fù)對稱的波形產(chǎn)生的頻率分量更少，像橋式電路。高數(shù)都忘光了，有興趣的做一下FFT.占空比和波形斜率的影響 占空比越大時，干擾的幅度也大一些，這個可由FFT的系數(shù)算出來。 波形的斜率對干擾的高頻部分影響非常大。低頻部分幾乎沒有影響。低頻部分主要由波形的幅度和高電平部分的寬度決定的，但高頻部分大幅度下降的轉(zhuǎn)折點為1/(3.14*tr),所以tr越大時，轉(zhuǎn)折點的頻率越低，高頻下降越大。所以我們應(yīng)該想到降低斜率的措施，緩沖電路。

3、 第一節(jié)小結(jié)：電壓和電流波形都有很豐富的頻率成分超過200M時由于幅值已經(jīng)很低，所以影響很小波形影響低頻部分上升沿和下降沿影響高頻部分占空比對個頻譜幅值有一點影響第2節(jié)：下以部分13-42頁，介紹的內(nèi)容比較雜，有傳導(dǎo)和輻射的場地、設(shè)備的放置，Log的概念等。 重點說一下這個圖，這個介紹的是干擾的耦合途徑，左邊為傳導(dǎo)干擾，右邊為輻射干擾。輻射分為遠(yuǎn)場和近場。 一般用蝶型天線輻射測量只測量電場，而不是磁場，磁場是用大圓環(huán)來測量的，燈具常用。電場除了直接輻射到天線外，還可能輻射到地面再反射到天線，天線接受到的是直射波和反射波的矢量合成，所以需要上下移動尋找最大合成量。除此以外，由

4、于電磁波有極化，所以天線需要改變方向以檢測最大值（一般只測試水平和垂直）。LISN網(wǎng)絡(luò)。 LISN網(wǎng)絡(luò)是用來拾取噪音的。差模噪音會在Line1-Line2之間流動，經(jīng)過50歐姆電阻拾取。共模電流經(jīng)過下面的地線再通過50歐姆的電阻回到電源，共模噪音也是經(jīng)過50歐姆電阻拾取。50uH電感和10uF電容是用來阻止電網(wǎng)的干擾進(jìn)入被測電源和防止被測的噪音跑到外面去。0.25uF的電容保證只有交流噪音信號可以流過去。在150KHz頻率以上時其阻抗很小，近似短路。線對線（差模）和線對地（共模）的噪音檢測。  都是通過測量50歐姆電阻的電壓信號來檢測的，但儀器并不會區(qū)分差模和共模

5、，實際為兩個信號的矢量疊加（個人意見，儀器里面我不清楚）。兩種輻射測試： 場強輻射測試，通過組合天線來測量輻射的電場強度，蝶型天線（兩個耳朵）測量30-300MHz，對數(shù)天線測量300-1GHz，對開關(guān)電源來說，主要是耳朵測量，300MHz以后一般電源輻射很小。 功率輻射測試（吸收鉗），這個一般帶長引線的設(shè)備需要做這個試驗，如DVD等。有效檢測部分只有前面的一個環(huán)，后面是做吸收用的，范圍30-300MHz。共模電流通過高頻變壓器后送到檢測設(shè)備。電流波形產(chǎn)生的頻譜第三節(jié)下面幾頁說的是峰值、準(zhǔn)峰值和平均值在儀器內(nèi)部的測試方法，不是我們關(guān)心的重點。 從上面可以看出（看原

6、文），3中檢測主要是包絡(luò)檢波的沖放電時間常數(shù)不一樣。標(biāo)準(zhǔn)要求測試的是QP和AV。但由于掃描時間過長，一般摸底是用PK和QP測量。第四節(jié)下面的內(nèi)容主要是講述容性和感性耦合的機(jī)理。首先開始的是容性耦合！這個圖告訴我們，在電源里面兩個分離的物體是有電容效應(yīng)的，當(dāng)有交流信號時，就會有電流流過。在電源里面相對并有電壓變化的物體是很多的，如漏極和次級；漏極和初級的L，N線等，它們都會引起電流流動，被LISN檢測到就是EMI干擾。仿真的結(jié)果和實際是基本上相符的?？床灰姷鸟詈细行择詈?，第一個圖描述了兩個電路，前面是個振蕩電路，后面就是上面容性耦合的電路，看似兩個電路不相干，但是由于距離比較近，兩個電路會通過磁

7、場耦合，就向一個變壓器一樣，互感的公式如第二個圖所示，隨兩個電路的距離增大而減小，隨振蕩電路面積（r為代表）的增大而增大。第一幅圖把上面的計算電感等效的變壓器帶入電路里面，第二幅圖是測量和模擬的結(jié)果，可以看到互感的模型是很正確的，感性耦合確實向變壓器一樣。這樣的耦合在開關(guān)電源里面比比皆是，向反激里面的高壓電容、變壓器初級和開關(guān)管組成的環(huán)路，變壓器初級嵌位電路形成的環(huán)路，次級整流管形成的環(huán)路。除了常見的這3個外其實還有很多，如初級、次級和Y電容組成的環(huán)路，變壓器初級、初級和屏蔽層的電容及屏蔽層的電感組成的環(huán)路等。容性耦合的一個例子： 這個例子是說漏極和輸入的接線端有一個耦合，盡管電容很

8、小(0.1pF)，但由于漏極電壓高，差模干擾還是會超過標(biāo)準(zhǔn)。這個很容易理解。不再贅述。 容性耦合的另一個例子： 此處的例子是指漏極和地的電容，漏極雖然很小，但地很大，雖然傳導(dǎo)并不要求屏蔽室，在實際的EMI測試中還是在一個屏蔽的屋子里面，這實際上加大了圖中的Cs。同樣由于電壓高，假設(shè)Cs很小，實際測試的干擾（實際為共模）也會超標(biāo)。根據(jù)以上的分析得出減少容性耦合的一個方法，就是減小高壓點的面積，從而減小電容。 中間的圖由于高壓部分的面積大而被認(rèn)為Wrong。其實最右邊的圖也不是很好，最好往左邊靠。 此處介紹的PCB的布線規(guī)則。線的面積盡量小，當(dāng)然要滿足電流的

9、要求，平衡走線，這樣兩線對高壓點的電容是平衡的，容性干擾會對消。輸入部分盡量遠(yuǎn)離MOS的漏極。漏極的面積盡量小。感性耦合的例子： 這個例子描述的噪音源的一端和輸入的差模濾波的回路有一個耦合，盡管耦合電感很小，但由于噪音源電流大，并且差模濾波回路阻抗很小，所以干擾還是可能超標(biāo)。自感影響的例子，由于X電容本省有自感存在，當(dāng)它濾除差模電流時本省的自感也產(chǎn)生干擾電壓，引起差模電流流動，這就是非理想器件造成干擾的原因。 PCB布線規(guī)則，減小感性耦合，方法根容性耦合差不多，好的布線對兩個方法都有用。好的布線：環(huán)路面積小，環(huán)路之間距離要遠(yuǎn)，節(jié)點端為容性端。開關(guān)紋波電流的影響，開關(guān)電流會在

10、其左邊的電路部分的輸入阻抗上形成電壓，當(dāng)然會有電流流過LISN的檢測電阻，從而被測到EMI電流，由于是在兩根線間流動的，所以是差模電流。這種電路的計算是很復(fù)雜的，還好有仿真電路，仿真一下很簡單。不過我認(rèn)為在實際應(yīng)用中，仿真都不必做，我們只要理解其原理，知道怎么克服就可以了。  典型EMI差模濾波電路的參數(shù)和結(jié)果：右邊藍(lán)色的線為模擬的噪音結(jié)果，可以看到初始值很高。  理想C1沒有ESR,ESL，從右邊看到藍(lán)色的線非常低，說明C1的ESR,ESL是主要產(chǎn)生干擾的源頭，20多DB的起始值是電流在2pifc上形成的電壓造成的。   

11、               C2由于值很小，對低頻段EMI的影響幾乎可以忽略。后面還有幾個圖，為節(jié)約時間和空間不上傳，從圖上可以得到的信息是由于C1的阻抗比起C2和L來說很低，所以干擾的源頭就是開關(guān)電流在C1的ESL和ESR上形成的電壓。后面不同的圖只是為了證明這一點。這一部分的總結(jié)：真實電路和理想電路是不同的，各種元件都有其等效的其他參數(shù)。大電解的ESR貢獻(xiàn)了差模噪音的低頻部分，ESL貢獻(xiàn)了差模噪音的高頻部分。結(jié)果很明顯，高頻電解的ESR,ESL比較低

12、，有利于降低差模噪音！如果一級濾波結(jié)果不好，自然想到兩階段濾波。 在實際的設(shè)計中，并不需要單獨增加一個電感，可以利用共模(功率大的電源一般都要用）的漏感來做差模電感，這樣只需要增加一個X電容就可以了。不同的共模漏感是不一樣的，如果用ET型的磁心，4槽骨架的比2槽的要大，漏感可以通過短路一組引線來測量。第一個圖是兩階段差模濾波考慮元件寄生參數(shù)的真實等效電路，第二個圖是模擬的結(jié)果。可以看到兩階段濾波對干擾的衰減更厲害。原因是兩階段時干擾信號經(jīng)過了兩級LC，是80dB/10倍頻程的衰減。單獨把這一頁列出來，因為它告訴了我們一個很重要的技巧。當(dāng)把開關(guān)電源的頻率設(shè)定到150KHz時，在150K

13、的衰減時8dB；但是如果把開關(guān)頻率設(shè)定到130K，則開關(guān)頻率的干擾不需要測量，需要關(guān)注的是開關(guān)頻率的二倍頻，即260K，此時的衰減是很大的，從圖上看到有30dB的裕量。輸入整流管的影響 整流管導(dǎo)通時，差模電流幾乎無阻擋通過，整流管不導(dǎo)通時，按圖上沒有差模電流，但實際上整流管有電容存在，還是有一點點電流的，不過影響很小，可以忽略。根據(jù)這個圖我們也不難理解，在測量EMI時，低壓時的EMI通常比高壓時在低頻段（差模為主）大一些。因為低壓時整流管的導(dǎo)通時間長，當(dāng)然導(dǎo)通時間長的原因是低壓時的電流大。電流大也是造成EMI大的重要原因，這兩者的共同作用造成了低壓時的EMI大。 全導(dǎo)通和非

14、全導(dǎo)通時的EMI差異。全導(dǎo)通是通過用直流電源給LISN供電來模擬的。從上面的描述可以看到，峰值和準(zhǔn)峰值是沒有變化的（由開關(guān)電流的峰值決定，兩種情況此電流峰值沒有變化），但平均值明顯用整流橋的要低很多。 一個描述前半周，一個描述后半周。這個非常容易理解。輸入濾波對電源穩(wěn)定性的影響 根據(jù)Middlebrook的額外元素理論，只要輸入濾波的輸出阻抗遠(yuǎn)小于電源的輸入阻抗便不會有穩(wěn)定性問題。輸出阻抗遠(yuǎn)小于電源的輸入阻抗的表現(xiàn)就是上述電路Pin部分 分得到最大化的Vin電壓，根據(jù)這個要求列出上述方程，只要一階部分的系數(shù)>1，就可以得到左半平面極點，就不會有穩(wěn)定性問題。有一階部分的

15、系數(shù)>1的調(diào)節(jié)得到上述紅色公式。 帶一個實際的電源參數(shù)進(jìn)去，發(fā)現(xiàn)RL3實際上要>10歐姆電路才能穩(wěn)定，但實際的電感的內(nèi)阻是很小的，由此得出結(jié)果幾乎每一個電源都會振蕩。但實際上并不是這樣，說明理論有不對的地方。這個是為了和后面做對應(yīng)的，不作解釋?？春竺婢涂梢粤恕?#160;電感的頻率特性，我們會看到在頻率升高時磁心的損耗會反應(yīng)為一個很大的電阻，正是它阻尼了振蕩，當(dāng)然趨附和臨近效應(yīng)反應(yīng)的電阻和直流電阻也有影響，但不是主要因素。補充一下，在實際的電源中C1都很大，很大的C1實際上降低了對RL3的要求，只要很小的RL3就可以了，實際不用考慮RL3,電容的ESR起到了RL3的作用。

16、當(dāng)頻率高時，用鐵分心做電感時，由于損耗嚴(yán)重可能引起融化，這有點玄，但漆包線絕緣是有可能壞掉的。用鐵氧體時由于損耗小，就沒有這個問題。所以不要忘了ac電阻代表的磁心損耗，它可以阻尼電源的振蕩。 由上面的分析我們就知道了為什么輸入濾波通常不會引起電源振蕩。主要是第一點和第三點。濾波電感的磁心損耗提供了額外電阻；C1通常比較大。補上忘掉的一部分： 普通的整流濾波只有在電壓峰值時二極管才導(dǎo)通，此時二極管是完全導(dǎo)通的，所以差模和共模電流很容易通過整流管而被LISN檢測到，而其他時間二極管不導(dǎo)通，差模電流是不能通過的，共模電流通過能力也減弱，只有高頻的部分才容易通過二極管的節(jié)電容通過。 由于二極管不導(dǎo)通