蓄電池充電器的設計與實現(xiàn)

1、精選優(yōu)質文檔-傾情為你奉上 學科分類號 0712 本科生畢業(yè)論文(設計) 題目（中文）： 蓄電池充電器的設計與實現(xiàn) （英文）： The Design and Implementation of Charger for Storage Battery 目 錄專心-專注-專業(yè)蓄電池充電器的設計與實現(xiàn)摘 要 蓄電池作為一種儲能設備應用領域非常廣泛, 是太陽能, 風力發(fā)電系統(tǒng)以及風光互補發(fā)電系統(tǒng)中的核心部分。然而，目前的蓄電池充電器大多采用的是恒壓或恒流充電法，這些充電的方法很容易造成蓄電池的極板極化，嚴重影響蓄電池的使用壽命。本設計使用蓄電池專用充電管理芯片UC3909，它可有效地應用于四段式智能充

2、電技術，通過監(jiān)控蓄電池的狀態(tài)調整DC-DC模塊的充電電壓和電流，可以科學且高效的對蓄電池進行充電，消除因大電流引起的極板極化，延長蓄電池的使用壽命。關鍵詞 蓄電池；極板極化；UC3909；智能充電；延長壽命The Design and Implementation of Charger for Storage BatteryAbstractBattery as an energy storage device its applications is very extensive, it is the core part of the solar energy, wind power gener

3、ation system, as well as wind and solar power generation system.However, the present battery charger is mostly used is a constant voltage or constant current charging method, these method of charging is likely to cause the battery plates polarization that affect the battery life seriously. This desi

4、gn uses a special rechargeable battery management chip UC3909, it can be effectively applied to four smart charging technology. By monitoring the status of the battery DC-DC module to adjust the charging voltage and current. It can charge the battery Scientifically and efficiently ,And eliminate the

5、 polarization plate caused by a large current, extend the battery life.Key words Battery;Plate polarization; UC3909;Intelligent charging; Prolong life1 前言1.1 論文研究背景及目的 在國家政策的大力支持下，蓄電池作為一種新能源以具有大容量、性價比高、工作溫度范圍大、工作安全可靠和制作原材料豐富等特點在電子電力系統(tǒng)中的應用越來越廣泛。特別是在工業(yè)上的自動引導車、電瓶車和電動汽車動力源等方面得到廣泛的應用，鉛酸蓄電池技術的進步促進了通信、信息及電

6、動汽車等相關產業(yè)的蓬勃發(fā)展。隨著鉛酸蓄電池使用量的增大，不合理的充電方式造成了鉛酸蓄電池容量快速下降，使用壽命縮短，使電池過早的廢棄，產生了嚴重的資源浪費和環(huán)境污染。 因此，高效、安全和可靠的蓄電池充電方法顯得極為重要，這也極大推動了人們對智能快速充電理論的不斷深入研究。隨著電池使用量的增大，如果改進充電器實現(xiàn)對鉛酸蓄電池的智能快速充電，將對節(jié)約充電時間和能源有重大意義。1.2 國內外研究現(xiàn)狀目前人們大多使用以常規(guī)充電法為原理的充電裝置進行充電，其充電電流一般都較小，是為了防止采用大電流充電產生的過電壓、溫度上升太快、產生大量的氣泡和消耗電量太大等問題所謂的常規(guī)充電方法包括小電流充電、恒壓充電

7、和三階段充電等。近兩年，廈門大學的陳體銜教授提出了間歇充電法，其特點是將恒流充電段改為限壓變電流間歇充電段，充電前期的恒電流充電段采用最佳充電電流，獲得絕大部分充電量；充電后期采用定電壓充電獲得過充電量，將電池恢復至完全放電態(tài)1。這種充電方法雖然在真正意義上還沒有達到最佳充電電流的思想，但是其這種使蓄電池在前期盡可能充入最多的電量的思想特別好，使人們開始認識到選擇一種好的充電方法的重要性。Kc.chu和CC.chan提出了一種脈沖充電方法，其基本思想是：充電過程中，蓄電池和充電裝置被有規(guī)律地斷開，同時自動測量蓄電池的開路兩端電壓，在參考溫度下，如果蓄電池的開路電壓超過一定閾值，充電器停止充電，

8、直至蓄電池的開路電壓低于某一閾值時，再進行充電2。這種充電方法是實時檢測蓄電池的開路電壓和荷電狀態(tài)的值，開始充電時由于蓄電池的開路電壓和荷電狀態(tài)都很低，充電裝置一直向蓄電池大電流的充電；進而當蓄電池的開路電壓和荷電狀態(tài)達到了一定值后，增加停止充電的時間，使蓄電池通過其內部的化學反應減少極化電壓和降低溫度等，直至到最后切換成小電流對蓄電池進行充電到結束。 最近國內外也有大量的專家和學者開始應用更加高效的充電方法來進行充電器的設計，這其中包括利用處理非線性系統(tǒng)效果非常好的模糊控制充電方法，該方法能更好的處理常規(guī)充電方法很難解決的時變性和干擾性等問題。1.3 論文主要研究內容 基于鉛酸蓄電池的特性，

9、論文主要研究基于專用充電控制器UC3909的開關電源四階段充電方式，具體充電狀態(tài)如圖1.1所示。 四階段充電方式可以為其提供在不同狀態(tài)時合適的充電電壓和電流，將恒流充電快速安全地對蓄電池進行初始充電和恒壓充電進一步對蓄電池充電有效地結合起來，從而使蓄電池的容量達到額定值，延長其壽命。 圖1.1 四段充電方式解析圖 狀態(tài)1：涓流充電(T0-T1) 當蓄電池的電壓低于終止電壓即所設定的門檻電壓Vch時，充電器將提供一個很小的充電電流Itr進行充電，這是為了防止把恒流充電時的大電流灌入損壞蓄電池。對于正常的蓄電池，電池電壓會逐漸上升，直到門檻電壓Vch，充電器將進入下一個階段，恒流充電。當蓄電池的初

10、始電壓高于門檻電壓Vch時，充電器將越過涓流充電狀態(tài)而直接進入恒流充電。 狀態(tài)2：恒流充電(T1-T2)充電器提供一個恒定的充電電流Ibulk 給蓄電池。在這個階段，蓄電池的容量快速增加，直到蓄電池的電壓上升到過壓充電電壓Voc，蓄電池進入過壓充電。狀態(tài)3：過壓充電(T2-T3)在過壓充電狀態(tài)，充電器提供一個略高于蓄電池額定電壓的恒定電壓Voc 給蓄電池，以使蓄電池能量最后達到飽和。這個階段充電電流逐漸減小，直到Ioct，表明蓄電池已被充滿，進入浮充狀態(tài)。Ioct 的值可以設定，通常為Ibulk/5。狀態(tài)4：浮充充電(T3-)充電器提供一個恒定的帶有溫度補償?shù)碾妷篤f給蓄電池，來維持蓄電池容量

11、保持不變，同時會提供很小的浮充電流，彌補蓄電池自身放電造成的容量損失。此后，如果蓄電池由于使用電壓下降到Voc的90%，那么充電器自動進入涓充或恒流充電狀態(tài)3。論文首先介紹了系統(tǒng)的總體方案設計，然后詳細的闡述了反激式開關電源的研究與設計的方法以及UC3909充電控制器的原理與應用設計。最后通過測試和分析，將系統(tǒng)的性能做出改進并總結。2 設計任務與要求2.1 設計任務采用智能充電技術設計并實現(xiàn)蓄電池充電器，快速高效地對12V蓄電池進行充電，保證蓄電池所需的充電環(huán)境，并達到延長其使用壽命的效果。2.2 設計要求 (1)設計一個給12V蓄電池充電器，充電電流大于2A。 (2)設計電壓檢測電路，當電動

12、車蓄電池快充滿時減小充電電流， 保護蓄電池。 (3)設計溫度控制電路用以控制充電溫升。(4)設計電路要能夠消除大電流充電引起的極板極化。3 方案論證與選擇3.1 充電電源方案論證與選擇 方案一 采用線性電源。線性電源具有設計簡單，成本低廉，輸出電壓穩(wěn)定等有優(yōu)點，但其變壓器笨重且輸出電流較低，帶負載能力較弱。方案二 采用開關型電源。開關電源設計較復雜，成本較高，但輸出功率大，帶負載能力很強，且輸出電壓可控，轉換效率高。綜合兩種方案,方案一雖然設計簡單，但較難實現(xiàn)輸出設計要求的2A以上的電流，方案二雖設計較為復雜，但其輸出電壓可變，帶負載能力強且效率高，適合于蓄電池的快速充電。所以結合本設計的要求

13、，適合采用方案二作為充電電源方案。3.2 智能充電控制方案的論證與選擇方案一 采用單片機作為智能控制。本設計中可以采用單片機外加一些外圍電路，例如A/D，電流傳感器等實時監(jiān)控蓄電池的狀態(tài)，從而控制開關電源的輸出來實現(xiàn)智能充電。方案二 采用專用智能充電芯片。專用智能充電芯片，例如CN3909，它的充電狀態(tài)邏輯電平根據(jù)充電狀態(tài)控制充電器的輸出電壓和電流?？梢詫崟r快速有效地監(jiān)控蓄電池狀態(tài)并可以采用四段充電方式對蓄電池進行智能充電，且其外部電路較少。綜合以上兩種方案，本設計采用方案二作為智能充電控制方案。3.3 開關電源拓撲結構選擇 帶隔離變壓器的開關電源的拓撲結構有正激式和反激式兩種，前者適合于要求

14、輸出大功率的應用，如150W以上，后者適合于輸出較小功率的應用如100W以下。根據(jù)題目要求對12V蓄電池充電，充電電流大約2A，得出開關電源的輸出功率不超過50W，所以本設計采用反激式拓撲結構。3.4 總體設計方案整個系統(tǒng)主要由UC3843開關電源控制器所控制的反激式開關電源，UC3909充電控制器所控制的DC-DC智能充電轉換器，充電狀態(tài)顯示電路以及12V蓄電池組成。系統(tǒng)總體框圖如圖3.1所示。UC3843控制的反激式開關電源輸出24V直流電壓供給UC3909控制的DC-DC智能充電轉換器，轉換器通過對蓄電池充電狀態(tài)的監(jiān)控與分析，分段輸出10.5-14.7V的電壓對蓄電池進行智能充電。圖3.

15、1 系統(tǒng)總體框圖4 硬件電路設計硬件電路主要包括帶隔離變壓器的單端反激式變換器，DC-DC變換器以及充電狀態(tài)顯示電路組成。4.1 帶隔離變壓器的單端反激式開關電源 開關電源主要是由功率級和控制電路兩部分組成。功率級電路包括EMI和輸入整流濾波電路，反激變換電路及輸出整流濾波電路?？刂齐娐钒║C3843控制電路和電壓采樣反饋電路。4.1.1 帶隔離變壓器的單端反激式變換器原理帶變壓隔離器的單端反激變換器是在反極性（Buck-Boost）變換器的基礎上演化而來的。在開關管Q導通時，將電源的能量存儲在變壓器初級電感LP中；當開關管關斷的時候，將導通期間的儲能傳輸?shù)酱渭壍呢撦d，故稱之為反激式變換器。

16、單端反激變換器和單端正激變換器相比，首先兩者的工作原理不同，其次電路結構差別也很大。因為反激變換器在變換器反激期間，次級繞組和整流二極管組成了一個電流回路，同時也完成了磁復位的功能，所以反激變換器沒有磁復位繞組，還比正激變換器少了一只續(xù)流二極管。 圖4.1 隔離型單端反激變換器 單端反激變換器的電路拓撲如圖4.1所示，它由開關管Q、高頻變壓器T、整流二極管VD、濾波電容C等組成。反激式變換器與正激式變換器的不同之處是，正激式變換器變壓器的勵磁電流儲能一般很小，各繞組的瞬時功率代數(shù)和為零，其變壓器只是起隔離、變壓的作用；而反激式變壓器是工作在儲能和放電的反復過程中，故反激變壓器不但起著輸入輸出隔

17、離的作用，而且還兼有儲能電感的作用，可以稱為是儲能式變壓器。為了保證在能量不完全轉移的條件下磁芯不會出現(xiàn)飽和，反激式變換器的變壓器的磁芯應加有氣隙。但是加了氣隙會有較大的漏感，在功率管關斷時，就會產生很大的關斷電壓尖峰，還有可能損壞開關管；當開關管導通時，電感電流變化率大4。這樣開關管的電壓應力比較大，因此在很多情況下，必需要在開關管的兩端加上吸收電路。 反激變換器的主要優(yōu)點是結構最為簡單，元器件少，成本較低，可靠性較高，驅動電路簡單，缺點主要是變壓器是單向勵磁的，工作在 CCM 模式下磁芯利用率比較低，但在 DCM 模式下工作就有所改善；另外反激變換器的開關器件承受的電流峰值比較大，不適用于

18、大功率的開關電源。因此單端反激變換器多應用于150W以下的小功率開關電源中，諸如各種工業(yè)設備、計算機設備、消費電子等設備中的開關電源。 4.1.2 開關電源的功率電路功率級電路由主要由保護電路，EMI電路，輸入整流濾波電路，反激變換電路以及輸出整流濾波電路組成。EMI電路和輸入整流濾波電路如圖4.2所示。圖中220市電經過保險管和負溫度系數(shù)熱敏電阻到達EMI電路，保險管的作用是：當電路發(fā)生故障或異常時，伴隨著電流不斷升高，并且升高的電流有可能損壞電路中的某些重要元器件。保險絲會在電流異常升高到一定的閾值時熔斷而防止電路過大而損壞電路。負溫度系數(shù)熱敏電阻RT1的特性是：溫度越高，電阻越小。所以開

19、機時可以吸收浪涌電流，防止瞬間電流過大對前邊的整流二極管和保險絲帶來的沖擊，提高了電源設計的安全系數(shù)。而上電穩(wěn)定后只會消耗很小的電能。圖4.2 EMI和輸入整流濾波電路EMI電路通常由一個線圈T1和兩個電容C2，C3組成。它的作用是濾除由電網(wǎng)進來的各種干擾信號，防止電源開關電路形成的高頻擾竄電網(wǎng)。整流橋采用全橋整流，利用二極管的單向導電性把方向和大小都變化的50Hz交流電變換為方向不變但大小仍有脈動的直流電。濾波電路用于濾除整流輸出電壓中的紋波，并聯(lián)的電容器C5在電源的供給電壓升高時，能把部分能量存儲起來，而當電源電壓降低時，就把能量釋放出來，使輸出電壓變得平緩5。220交流電壓經過整流濾波變

20、成Ud=300V左右的直流電壓。 反激變換電路及輸出整流濾波電路如圖4.3所示。主要由反激式高頻變壓器T2，RCD吸收電路，啟動電路，MOSFET，快恢復二極管等組成。 反激式變壓器T2不僅作為變壓器使用，同時又作為儲能電感，它的設計方法與其他類型的變壓器不同。在磁芯大小，原邊電感、氣隙大小，原邊線圈匝數(shù)的選擇，以及在磁芯內直流成分和交流成分之間的相互影響等問題都要在設計中細致考慮6。圖4.3 反激變換電路及輸出整流濾波電路RCD吸收電路由D2，R2，C6組成，其作用是在MOSFET關斷瞬間用來吸收變壓器的續(xù)流尖峰。啟動電路由啟動電阻R3，D3，C7和變壓器的一路輔助線圈組成，一般電路在電路上

21、電工作之前都有一個啟動延時或叫軟啟動過程。這樣在加入直流電壓U d之后一段時間里，反激式電路的開關管保持為斷態(tài)，設置這段延時的目的是為了使集成控制芯片 UC3843內部供電電壓達到穩(wěn)定的規(guī)定值之后，控制芯片才開始投入工作。 芯片UC3843的正常供電電源是通過變壓器的一路輔助電源給 UC3843工作的，但是如果芯片不先工作的話，也就沒有輔助電源了；所以需要一個先給芯片啟動的工作電源，這樣才能正常工作。這里通過電阻R3從直流母線上將壓給芯片提供啟動電流；根據(jù)UC3843的技術資料，芯片的正常工作電流在10mA左右，啟動電流在0.3mA0.5mA。維持芯片工作能量將被儲存在并接芯片電源引腳的47u

22、F的電解電容里。輸出整流濾波電路由D4，C12組成，反激式變換器中所使用的輸出整流二極管在變換器開關周期中，主要是在功率開關管截止期間才導通工作的。雙管反激變換器輸出整流二極管承受的電壓應力與傳統(tǒng)反激變換器相同，因此，整流二極管必須具有正向壓降低、快速恢復的特點，還應具有足夠的輸出功率。對于反激變換器，輸出整流器的反向峰值電壓的理論計算值為： (4-1)上式計算的VDR是在理想情況下的理論計算值，然而二極管在實際運行中的況并非如此簡單，二極管換流和恢復過程中會出現(xiàn)尖峰電壓和振蕩過電壓，漏和引線電感在瞬變過程中產生的尖峰電壓，瞬時短路的情況更為嚴重。因此，選取整流二極管的反向電壓 VDR應遠大于

23、理論計算值，并要留有足夠的裕度。般選取整流管的反向電壓 VDR約為3-4倍的理論計算值，設計中選用的是MUR3020，其反向擊穿電壓為600V，電流為15A。C18,D5,R17的作用是：吸收Q1閉合瞬間在其漏極產生的尖峰脈沖。4.1.3 開關電源的控制電路控制電路部分采用高性能電流模式控制器UC3843作為控制芯片。UC3843是高性能固定頻率電流模式控制器，專為OFF-LINE和DC-DC變換器應用而設計，為設計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案。內部的集成電路具有可微調的振蕩器、能進行精確的占空比控制、溫度補償?shù)膮⒖?，高增益誤差放大器。電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出

24、，是驅動功率MOSFET的理想器件。它的保護特性包括輸入與參考欠壓鎖定滯后，逐周期電流限制，可編程輸出死區(qū)時間，和一個鎖存器，用于單脈沖計量。UC3843內部簡化方框圖如圖4.4所示。圖4.4 UC3843內部簡化方框 UC3843的工作原理是：給定電壓與反饋電壓經誤差放大后，作為門限電壓U與反饋電流經采樣后的電壓VS一起輸入到電流感應比較器，當超過門限電壓后，該比較器就輸出為高電平，進入到RS觸發(fā)器的復位端R，使得輸出Q為高電平，經或非門后輸出為低電平來關斷開關管，并且一直保持這種狀態(tài)，直至振蕩器輸出脈沖到達觸發(fā)器的置位端S和或非門為止，在振蕩器輸出為高電平的時侯，或非門始終輸出為低電平，開

25、關管也就一直的關斷，這段時間由振蕩器輸出脈沖的寬度來決定，當振蕩器輸出脈沖下降的同時，RS觸發(fā)器的輸出Q變?yōu)榈碗娖?，經或非門輸出就變?yōu)楦唠娖?，輸出控制脈沖就如此周期性地工作，其中PWM信號的上升沿由振蕩器來決定，下降沿由開關管電流和輸出電壓共同決定，反轉觸發(fā)器T限制PWM的占空比調節(jié)范圍在050%之內7。 4.1.4 電壓反饋取樣電路設計反激式電源變換器的輸入和輸出一般都是隔離的，所以電壓反饋信號和控制芯片是不共地的，需要隔離采樣。對于一個隔離型單路輸出的開關變換器，一般存在三類電位參考點。第一類參考點是主電路中變壓器一次繞組所在電路部分的公共參考地；第二類參考點是主電路中變壓器二次繞組所在電

26、路的公共參考地；第三類參考點是控制電路的公共參考地。由于主電路功能是傳輸和處理能量，所以這部分電路中會有高電壓和大電流功率信號；而控制電路的功能是處理微弱信號，所以控制芯片的耐壓一般不超過30V8。這樣，最好是控制電路與主電路不存在直接的電氣連接，即不能共地，這樣可以避免主電路中的大電流信號對控制電路的影響。但控制電路要對主電路提供控制信號，因此需要電氣隔離，一般用磁隔離和光電隔離等。同時控制電路又要完成對主電路輸出信號的采樣，處理以及調節(jié)其輸出能量等功能，所以在閉環(huán)調節(jié)系統(tǒng)中，控制電路的輸入與主電路輸出端也需要進行隔離處理，一般都是采用光電隔離。光電隔離一般采用線性光電耦合器件，本設計選用的

27、是PC817。控制電路輸出與主電路的隔離是驅動隔離，控制電路與主電路輸出的隔離是反饋隔離9。 圖4.5 電壓采樣反饋電路電壓采樣反饋電路如圖4.5所示，它主要由光耦PC817和穩(wěn)壓器件TL431等元器件組成。TL431作為基準和反饋誤差放大器，采樣輸出，并產生相應的誤差電壓。該誤差電壓通過光耦 PC817轉變成誤差電流，耦合到初級中，再轉換成電壓作為控制芯片UC3843的VFB端口的輸入。這里是把光耦的C極直接連到VCC，2腳通過一個1K的電阻接地，再通過一個4.7K電阻將電壓采樣到UC3843的VFB腳。在圖4.5電壓反饋取樣電路中，由光耦PC817和精密穩(wěn)壓管TL431相配合，作為參考、隔

28、離、取樣和放大，組成負反饋環(huán)路。下面對電路中的參數(shù)進行設計計算10。 (1)反饋取樣電路中的采樣電阻 R16、R15的取值。 R15的值不是任意取的，要考慮兩個因素:(a) TL431參考輸入端的電流。一般此電流為2A左右，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪音的影響，一般取流過電阻R15的電流為參考段電流的100倍以上，所以： (4-2) (b)待機功耗的要求。為了減小待機功耗，在滿足小于 12.5K歐姆的情況下盡量取大值。在這里取 R15 =10K歐姆，外加Rp1調節(jié)輸出電壓。 由TL431的datasheet資料可知，其內部有一個的基準電壓Vref=2.5V，根據(jù)TL431的穩(wěn)壓性能，R1

29、6、R15 、Rp1、Vout、Vref有固定的關系： (4-3)輸出電壓為24V，由式4-3可得： (4-4)(2)限流電阻R12的取值，R12的取值要保證高壓控制端取得所需要的電流。UC3843的誤差放大器輸出電壓擺幅為0.8V Vo 6V,三極管集射電流Ic受發(fā)光二極管正向電流IF控制,通過PC817的Vce與IF關系曲線(如圖4.6所示)可以確定PC817發(fā)光二極管正向電流 IF。由圖可知,當PC817發(fā)光二極管正向電流IF在5mA左右時,三極管的集射電流Ic在7mA左右變化,而且集射電壓Vce在很寬的范圍內線性變化,這也符合UC3843的控制要求。 圖4.6 PC817的Vce與IF

30、關系曲線 由PC817的datasheet資料可知，其電流傳輸比CTR=0.81.6，當IC=7mA時,考慮最壞的情況,取CTR=0.8，此時要求流過發(fā)光二極管最大電流為： (4-5) 所以R12的取值范圍應為： (4-6) 同時發(fā)光二極管能承受的最大電流為50mA，TL431為100mA，故取流過R12的最大電流為50mA，所以R12的取值范圍應為： (4-7) 所以，406歐姆R122320歐姆,設計中取1K歐姆。 (3)偏壓電阻R13的取值 從TL431的技術參數(shù)知，Vka在2.5V37V變化時，TL431的工作電流Ika范圍在1mA100mA 之間，其死區(qū)電流為1mA，也就是R12的電

31、流接近于零時，也要保證TL431有1mA，所以： (4-8) 除此以外也是功耗方面的考慮,由前所述，PC817的IF取7mA，先前取R12的值為1000歐姆，則其上的壓降值為： (4-9)PC817發(fā)光二極管的正向壓降Vf=1.2V，則R13上的壓降值為： (4-10)取Ika=20mA，則流過R13的電流為： (4-11)因此，R13的值為： (4-12) 取R13為500歐姆。在圖4.5電壓反饋取樣電路中，在穩(wěn)壓管TL431兩端并接了一只電容C16，它具有延時軟啟動的功能，這樣能減少元器件所受的應力。延時時間的長短與開關電源輸出的功率大小有關，大功率電源一般要延時3045ms，中小功率的電

32、源只要延時1030ms就可以了。電源的延時時間主要取決于啟動電容的容量，另外還與電源電路的輸入阻抗有關。對啟動時間要進行調整，延時時間不能太長，否則會影響控制靈敏度11。4.2 UC3909控制的DC-DC智能充電模塊設計利用UC3909充電控制器,可以組成開關型鉛酸電池快速充電器。該芯片中的平均電流型PWM控制電路,可產生充電狀態(tài)邏輯電平。充電狀態(tài)邏輯電平根據(jù)充電狀態(tài)控制充電器的輸出電壓和電流。該芯片中的欠壓封鎖電路,保證加入足夠的電源電壓。此外該芯片中還含有差動電流取樣放大器、精度為1%的基準電壓, -3.9mV/熱敏電阻線性化電路、電壓和電流誤差放大器、PWM振蕩器、PWM比較器、PWM

33、鎖存器、充電狀態(tài)譯碼器和一個100mA的集電極開路輸出驅動器。4.2.1 UC3909控制回路原理采用UC3909的鉛酸電池開關型快速充電器應用電路如圖4.7所示。虛線框圖內為UC3909內部結構。UC3909采用具有平均電流限制的電壓控制回路,精確地控制鉛酸電池的充電速率。雖然平均電流限制電路較復雜些,但是控制回路的設計比較簡單。圖4.7 CN3909內部框圖及應用電路圖 (1)電流取樣放大器(CS)電流取樣放大器的放大倍數(shù)為5,補償電壓為2.3V,它的作用是檢測取樣電阻RS兩端的電壓。該電壓與電池充電電流成正比。取樣電壓的正端接到電流取樣放大器的反相輸入端,以保證極性正確的電壓加到PWM比

34、較器。當電池沒有充電電流時,電流取樣放大器的輸出端(CSO)電壓為2.3V12。電流取樣電阻RS的阻值應等于350mV除以最大允許充電電流。為了減小功耗，RS應取較小的阻值。設計中充電電流設置為2A左右，所以RS160毫歐姆最大充電電流IBULK由已知的電壓誤差放大器最高輸出電壓(VOH=5V)、取樣電阻RS兩端允許的最大壓降VRS和電阻RG1和RG2的阻值決定。 (4-13)為了避免電流取樣放大器輸出飽和,必須限制電池取樣放大器輸出端(CSO)電壓的最大幅值。因此電流取樣電阻RS兩端最高壓降必須限制在2V以內。無充電電流時,電流取樣放大器輸出端電壓VCSO=2.3V;最大充電電流時,電流取樣

35、放大器輸出端最高電壓VMAX(CSO)=2.3V-2.0V=0.3V。 (2)電壓誤差放大器(VEA)電壓誤差放大器(VEA)檢測電池電壓,并把它與熱敏電阻引起的基準電壓2.3V-3.9mV/進行比較。電壓誤差放大器輸出電壓轉換為電流控制信號,與電流取樣放大器輸出信號相加。電壓誤差放大器(VEA)最高輸出電壓限制在5V,這樣可限制最大負載電流。在涓流充電狀態(tài)下,充電開始時比較器使電壓誤差放大器輸出開路(高阻抗輸出)。此時,涓流偏置電流與電流誤差放大器CA的反相輸入端(CA-)的電流相加,設定最大涓流充電電流。在涓流充電狀態(tài)下,最大允許充電電流(ITC)由下式決定： (4-14)式中ITRCK為

36、流入電流誤差放大器反相輸出端CA-的固定控制電流。當RSET腳外接電阻為11.5k時,ITRCK為10A。(3)電流誤差放大器(CA)電流取樣放大器(CS)與電壓誤差放大器(VEA)的輸出信號通過電流誤差放大器(CA)比較。電流誤差放大器(CA)的輸出信號改變PWM占空比,從而調整平均充電電流。接有積分補償時,電流誤差放大器(CA)具有非常高的電流增益。為了提高放大器的穩(wěn)定性,電流誤差放大器(CA)的高頻增益必須按以下原則設計,即電流誤差放大器(CA)輸出信號下降斜率應低于或等于PWM斜坡上升斜率。4.2.2 UC3909外圍電路設計UC3909實際外圍電路如圖4.8所示，從整體來看，它是一個

37、DC-DC模塊。圖中RS11+RS12=RS1，RS41+RS42=RS4，RG11+RG12=RG1，RG21+RG22=RG2，ROVC11+ROVC12=ROVC1。圖4.8 UC3909控制的DC-DC模塊電路(1)選擇RS1，RS2,RS3，RS4基本公式如下： （4-15） （4-16） （4-17）本設計中的12V蓄電池由6個單體電池組成，單體電池的參數(shù)為：Voc=2.45V，Vt=1.75V，Vf=2.275V,因此電池組的幾個基本參數(shù)為：VOC=2.45V6=14.7V，VT=1.75V6=10.5，VF=2.275V6=13.65V。為了便于計算將RS3|RS4的阻值為51

38、K，將它代入式(4-14)可得： (4-18)得：RS1+RS2=275歐姆，將已知數(shù)據(jù)代入式(4-15)，可得： (4-19)由此式可得出RS2=20K，RS1=275-20=255K。將RS2，RS1的數(shù)值代入式(4-16)可得： (4-20)由此式可得：RS3=56K，再由RS3和RS4的并聯(lián)值得出RS4=620K。 (2)選擇RG1和RG2基本計算公式如下： (4-21) (4-22) (4-23)已知RSET腳外接電阻為11.5k,取樣電阻RS=0.16歐姆,根據(jù)ITRCK= 0.115V/0.1=10A。假設允許的涓流充電電流ITC=0.004C=32mA;快速充電電流IBULK=

39、C/5=1.6A。將已知數(shù)值代入ITC表達式中,可得: (4-24)由此可得：RG1=2.55K，將已知數(shù)值代入：，得出：RG2=3.95K。 (3)選擇ROVC1和ROVC2基本計算公式為： (4-25)設定過充電終止電流為C/50=160mA，可得：，選定ROVC2=120K，則可得：ROVC1=5.6K。4.2.3 充電狀態(tài)顯示電路設計UC3909不但能夠檢測蓄電池的狀態(tài)而調整對應的充電狀態(tài)，而且可以通過邏輯電平的高低來表示蓄電池當前的充電狀態(tài)。UC3909有兩個充電狀態(tài)譯碼管腳STAT0、STAT1，它們的不同組合對應不同的充電狀態(tài)，如表4.1所示。另外當處于浮充狀態(tài)時，管腳STATL

40、V也輸出為高電平。STAT0和STAT1是集電極開路輸出，所以都接了一個10K的上拉電阻到VLOGIC。表4.1 充電狀態(tài)譯碼表STAT0STAT1涓流充電00恒流充電01過壓充電10浮充充電11對于充電狀態(tài)的指示我們只需用STAT0和STAT1邏輯電平驅動LED燈來指示充電狀態(tài)，如圖4.9所示。四種情況分別對應如下：LED1，LED2都不亮：涓流充電。LED1不亮，LED2亮：恒流充電。LED1亮，LED2不亮：過壓充電。LED1，LED2都亮：浮充充電。圖4.9 充電狀態(tài)指示電路5 系統(tǒng)調試5.1 UC3843控制的反激式開關電源調試UC3843控制的反激式開關電源輸入電壓是220V的交流

41、電壓，對未進行調試的電路上電前主要做了以下幾點檢測:(1)用萬用表檢查線路及元件是否存在短路。(2)確保電路的保護元件完備，如保險管，如負溫度系數(shù)電阻等。上電時，在輸入端串聯(lián)一個白熾燈，它的作用是：當電路存在短路情況時，白熾燈會一直亮著，并保護電路。無短路情況時，白熾燈只會開始瞬間亮以下，然后馬上熄滅。所以可以起到檢測短路情況和保護電路的作用。上電后，遇到的最大的問題是：變壓器滴答滴答的響。通過查找相關資料，了解到這是電路的自保護引起的。但是前面的白熾燈并沒有亮，線路沒有短路，用萬用表量功率級電路的各點電壓沒有問題。將測試點轉移到控制部分。首先測到UC3843的VCC只有7.5左右，查閱其Da

42、tasheet可知其VCC至少達到8.5以上。這說明啟動電路有問題，提供的電壓不夠。通過原理圖分析，提高啟動電壓的辦法是將輔助電源出來的電阻R4去掉，減少壓差，并加大濾波電容C7。再次上電后，電路無雜音，輸出電壓正常。5.2 UC3909控制的DC-DC充電轉換器調試此模塊上電前同樣是進行上述的檢測，正常后，輸出端與蓄電池兩端相連。上電后，測量模塊輸出二極管正端電壓和蓄電池的電壓，發(fā)現(xiàn)前者小于后者。模塊沒有起到充電作用。分析UC3909的外圍電路，將決定其輸出電壓的電阻的實際值與理論值進行比較，發(fā)現(xiàn)它們存在差值。通過電阻值調整，是輸出到達所需的電壓值。測試中發(fā)現(xiàn)UC3909的時鐘振蕩頻率為165KHz左右，與Datasheet中的220KHz值有較大的差值。所以重新繞制了一個較小電感