功分器的設(shè)計(共19頁)

1、精選優(yōu)質(zhì)文檔-傾情為你奉上功分器現(xiàn)在有如下幾種系列11：1、400MHz-500MHz頻率段二、三功分器，應(yīng)用于常規(guī)無線電通訊、鐵路通信以及450MHz無線本地環(huán)路系統(tǒng)。2、800MHz-2500MHz頻率段二、三、四微帶系列功分器，應(yīng)用于GSMCDMA/PHS/WLAN室內(nèi)覆蓋工程。3、800MHz-2500MHz頻率段二、三、四腔體系列功分器，應(yīng)用于GSMCDMA/PHS/WLAN室內(nèi)覆蓋工程。4、1700MHz-2500MHz頻率段二、三、四腔體系列功分器，應(yīng)用于PHS/WLAN室內(nèi)覆蓋工程。5、800MHz-1200MHz/1600MHz-2000MHz頻率段小體積設(shè)備內(nèi)使用的微帶二、

2、三功分器。這里介紹幾種常見的功分器：一、威爾金森功分器我們將兩分支線長度由原來的變?yōu)?，這樣使分支線長度變長，但作用效果與線相同。在兩分支線之間留出電阻尺寸大小的縫隙，做成如圖1-1所示結(jié)構(gòu)。 圖1-1 威爾金森功分器二、變形威爾金森功分器將威爾金森功分器進(jìn)行變形，做成如圖1-2所示結(jié)構(gòu)。兩圓弧長度由原來的變?yōu)椋覍A伸展開形成一個近似的半圓。每個支路通過傳輸線與隔離電阻相連，這樣做雖然會減小電路的工作帶寬，但使輸出耦合問題得到了解決，而且可以用于不對稱，功分比高的電路，隔離電阻的放置更加容易，且兩支路間的距離足夠大，在輸出口可直接接芯片。 圖1-2 變形威爾金森功分器三、混合環(huán)混合環(huán)又稱為環(huán)形

3、橋路，它也可作為一種功率分配器使用。早期的混合環(huán)是由矩形波導(dǎo)及其4個E-T分支構(gòu)成的，由于體積龐大已被微帶或帶狀線環(huán)形橋路所取代。圖1-3為制作在介質(zhì)基片上的微帶混合環(huán)的幾何圖形，環(huán)的平均周長為 ，環(huán)上有四個輸出端口，四個端口的中心間距均為。環(huán)路各段歸一化特性導(dǎo)納分別為a, b, c，四個分支特性導(dǎo)納均為。這種形式的功率分配器具有較寬的帶寬，低的駐波比和高的輸出功率。理論上來說，它的帶寬可以同威爾金森功分器相比?；旌檄h(huán)功分器相對威爾金森功分器的優(yōu)點在于，在實際應(yīng)用中它在高頻率上的性能更好一些。 圖1-3 混合環(huán)對比以上三種功分器，首先對比威爾金森功分器及變形威爾金森功分器，變形威爾金森功分器性

4、能與仿真結(jié)果相差較大，其原因可能有以下幾點：加入兩個波長微帶線，引入了T型接頭，使微帶線產(chǎn)生不連續(xù)性；為了保證兩波長微帶線之間的距離正好可以焊接電阻，兩微帶線均傾斜，使焊接電阻處微帶不均勻，另外電阻焊接的非對稱性影響了功分器輸出兩端的功分比9。威爾金森功分器和混合環(huán)的插損性能較好，可以滿足一般功率合成的要求。在隔離方面，威爾金森功分器隔離較好，混合環(huán)的隔離要稍差。從上述三種功分器分析可以得出：要獲得具有良好性能的微波毫米波功分器，需保證一定的加工精度，對加隔離電阻的功分器，要特別注意選擇尺寸較小的電阻，焊接時要求電阻兩端對稱，且從電阻反面焊接，也可以考慮使用薄膜電阻來實現(xiàn)。這三種功分器都可以串

5、聯(lián)用作多路功率分配/合成器。1.3 本課題研究內(nèi)容本文主要是對微帶功分器的研究,給出了功分器的設(shè)計實例,并且運用工具軟件進(jìn)行仿真與優(yōu)化，得到最優(yōu)結(jié)果。本課題的具體內(nèi)容是采用微帶平面電路結(jié)構(gòu)設(shè)計一個工作在C波段、頻率：3-4GHz、駐波：1.2、傳輸損耗：<5.5dB、隔離：>20dB、帶內(nèi)波動：0.5dB的一分三功分器，并作出版圖。2. 功率分配器基本理論2.1 功率分配器的分類情況a、按路數(shù)分為：2路、3路和4路及通過級聯(lián)形成的多路功率分配器。b、按結(jié)構(gòu)分為：微帶功率分配器及腔體功率分配器。c、根據(jù)電路形式可分為：微帶線、帶狀線、同軸腔功率分配器。d、根據(jù)能量的分配分為：等分功率

6、分配器及不等分功率分配器。2.2 常用的功率分配器間的區(qū)別常用的功率分配器都是等功率分配，從電路形式上來分，主要有微帶線、帶狀線、同軸腔功率分配器，幾者間的區(qū)別如下：a、同軸腔功分器優(yōu)點是承受功率大，插損小，缺點是輸出端駐波比大，而且輸出端口間無任何隔離。微帶線、帶狀線功分器優(yōu)點是價格便宜，輸出端口間有很好的隔離，缺點是插損大，承受功率小。b、微帶線、帶狀線和同軸腔的實現(xiàn)形式也有所不同：同軸腔功分器是在要求設(shè)計的帶寬下先對輸入端進(jìn)行匹配，到輸出端進(jìn)行分路；而微帶功分器先進(jìn)行分路，然后對輸入端和輸出端進(jìn)行匹配1。2.3 功分器的基本原理2.3.1四分之一波長變換器微帶功分器的分支電路通常是用四分

7、之一波長阻抗變換器，它是一種有用而實際的阻抗匹配電路。阻抗匹配的基本思想如圖2-1所示，它將匹配網(wǎng)絡(luò)放在負(fù)載和傳輸線之間。理想的匹配網(wǎng)絡(luò)是無耗的，而且通常設(shè)計成向匹配網(wǎng)絡(luò)看去輸入阻抗為。雖然在匹配網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載之間有很多次反射，但是在匹配網(wǎng)絡(luò)左側(cè)傳輸線上的反射被消除了。這個過程也被認(rèn)為是調(diào)諧。阻抗匹配或調(diào)諧的原因是很重要的，原因如下所述：（1） 當(dāng)負(fù)載與傳輸線匹配時（假設(shè)信號源是匹配的），可傳送最大功率，并且在饋線上功率損耗最小。（2） 對阻抗匹配靈敏的接收機(jī)部件可改進(jìn)系統(tǒng)的信噪比。（3） 在功率分配網(wǎng)絡(luò)中（如天線陣饋電網(wǎng)絡(luò)），阻抗匹配可以降低振幅和相位不平衡。只要負(fù)載有非零實部，就能找到匹配網(wǎng)絡(luò)

8、。負(fù)載匹配網(wǎng)絡(luò) 圖2-1 阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)四分之一波長變換器對于匹配實數(shù)負(fù)載阻抗到傳輸線，是簡單而有用的電路。如下圖所示，若主傳輸線的特性阻抗為，終端接純電阻性負(fù)載 ，但，則可以在傳輸線與負(fù)載之間接入一特性阻抗為、長度的傳輸線段來實現(xiàn)匹配。 圖2-2 波長變換器設(shè)此時面上的反射系數(shù)為，則 (2-1)上式取模值為 (2-2)在中心頻率附近，上式可近似為 (2-3)當(dāng)q = 0時，反射系數(shù)的模達(dá)到最大值，由式(2.-3)可以畫出 隨q 變化的曲線，如圖2-3所示。隨q (或頻率)作周期變化，周期為p。如果設(shè)為反射系數(shù)模的最大容許值，則由阻抗變換器提供的工作帶寬對應(yīng)于圖中限定的頻率范圍（q）。由于當(dāng)q

9、偏離時曲線急速下降，所以工作帶寬是很窄的。圖2-3 波長變換器在設(shè)計頻率附近的的近似形態(tài)當(dāng) 時 (2-4)通常用分?jǐn)?shù)帶寬表示頻帶寬度，與有如下關(guān)系 (2-5)當(dāng)已知 和 ，且給定頻帶內(nèi)容許的 時，則由式（2-5）可計算出相對帶寬值；反之，若給定值，也可求出變換器的，計算中取小于的值。對于單一頻率或窄頻帶的阻抗匹配來說，一般單節(jié)變換器提供的帶寬能夠滿足要求。但如果要求在寬頻帶內(nèi)實現(xiàn)阻抗匹配，那就必須采用多節(jié)階梯阻抗變換器或漸變線阻抗變換器。2.3.2功分器的原理功率分配器是將輸入信號功率分成相等或不相等的幾路功率輸出的一種多端口網(wǎng)絡(luò)。任意多分路單節(jié)的功分器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 2-4 所示：圖2-

10、4功分器的電路示意圖其中（a）為多路普通功分器的示意圖，信號源與負(fù)載內(nèi)阻均為：；若為 N 等分，則 ，各段長度均為： 。這種功分器不能做到信道之間有隔離，也不能做到各端口的完全匹配。圖（b）為混合型N路功分器，不同之處在于各路輸出端口均有一隔離電阻R與公共結(jié)點相連。可以使輸入功率分成大小不相等的N路輸出，且各輸出端口同相位。若在輸出端口反射，則波將在支線交叉口再分配。由于各段長度為。則往返的電長度為，彼此相消，從而實現(xiàn)各輸出端口之間的相互隔離。一分三功分器是一個四端口網(wǎng)絡(luò)，其S參數(shù)為： 由于普通的無耗互易三端口網(wǎng)絡(luò)不可能完全匹配，且輸出端口間無隔離，工程上對信道之間的隔離要求又很高，因此常用混

11、合型的功率分配器，該結(jié)構(gòu)也稱為威爾金森型功率分配器，它是有耗的三端口網(wǎng)絡(luò)，是在毫米波微波大功率系統(tǒng)中應(yīng)用最廣泛的一種形式，其功率分配可以是相等的或不相等的。其不等功率分配器的一個原理性示意圖為圖2-5。圖2-5 配有隔離電阻的微帶功分器結(jié)構(gòu)圖這種功率分配器一般都有消除、端之間耦合作用的隔離電阻R。設(shè)主臂(功率輸入端)的特性阻抗為，支臂-和-的特性阻抗分別為和，它們的終端負(fù)載分別為和，電壓的復(fù)振幅分別為和，功率分別為和。假設(shè)微帶線本身是無耗的，兩個支臂對應(yīng)點對地(零電位)而言的電壓是相等的，那么，就可以得到下列的關(guān)系式：(2-6) (2-7) (2-8)又因，所以有 (2-9) (2-10)式中

12、的k是比例系數(shù)，k可以取1(等功率情況)，或大于1和小于1(不等功率情況)。設(shè)和是從接頭處分別向支臂-和-看去的輸入阻抗，兩者的關(guān)系是： (2-11)從主臂向兩支臂看去應(yīng)該是匹配的，因此應(yīng)有 (2-12)或 (2-13) 由此得 ： (2-14)因為和k是給定的，這樣和即可求出。前面己經(jīng)講過，可見，只需選定和中的一個值，則另一個即可確定，為計算方便，通?？蛇x取 (2-15)根據(jù)式(2-14)，(2-15)和式(2-16)即可求出兩個支臂的特性阻抗和分別為 (2-16) (2-17) 現(xiàn)在確定隔離電阻R的作用及其值大小。倘若沒有電阻R，那么，當(dāng)信號由-支臂的端口輸入時，一部分功率將進(jìn)入主臂，另一

13、部分功率將經(jīng)過-支臂而到達(dá)端口；反之，當(dāng)信號由-支臂的端口輸入時，除一部分功率將進(jìn)入主臂外，還有一部分功率將到達(dá)端口，即、兩端口之間相互影響。為了消除這種現(xiàn)象，加了隔離電阻R。當(dāng)信號由主臂輸入時，由于R兩端電位相等，無電流通過，不影響功率分配(相當(dāng)于R不存在一樣)。若信號由端口輸入，一部分能量經(jīng) R到端口，另一部分，除經(jīng)-支臂輸入主臂外，還有一部分經(jīng)-支臂到達(dá)端口，但這一部分與經(jīng)R到達(dá)端口的信號，由于路程差而使它們的相位差，從而使它們互相抵消，端口輸出的能量極少；同理，當(dāng)信號從端口輸入時，端口的輸出能量也極少。若R的值和位置選擇合適，就能得到較好的隔離效果。為了求出隔離電阻R的表示式，可以利用

14、圖2-5的示意圖。圖中和公式中的電壓和電流是指其復(fù)振幅。設(shè)在端口上接入電壓為U的信號源，這樣就會在整個電路中引起電壓和電流，設(shè)在、端口處的電壓分別為, 和，電流分別為。因為-和-支臂的長度L均為,所以，根據(jù)傳輸線理論可知 對于-支臂有 (2-18) (2-19)對于-支臂有 (2-20) (2-21) 另外，根據(jù)電路理論可知，在主臂和兩個支臂的交接點處有 (2-22)在隔離電阻R與端口的交接點處有 (2-23) 式中 (2-24) 將式(2-22)代入式(2-23)，得 (2-25) 再將式(2-21)和式(2-25)代入式(2-24)，得 (2-26) 或 (2-27) 當(dāng)、端口隔離，即端口

15、無能量輸出(實際上即)時，則由式(2-26)和式(2-27)可得 (2-28)再根據(jù)式(2-27)，(2-28)和式(2-29)，得 (2-29)在實際的微帶電路中，隔離電阻是由蒸發(fā)在介質(zhì)基片上的鎳鉻合金薄膜或鉭薄膜構(gòu)成的；在波長較長的情況下，也可用一般的小型電阻焊接在導(dǎo)體帶上。一般地講，若兩個支臂的間距不太大，外接的隔離電阻引線短，則效果較好，否則隔離性能較差。在以上的分析中，曾假定、端口的負(fù)載分別為和，但在實際的應(yīng)用中，、端口后面要接的一般都是特性阻抗等于的傳輸線，而為了保證所要求的功率分配比，則應(yīng)在端口與傳輸線之間、端口與傳輸線之間分別加入一段長的阻抗變換器，圖2-6是這種情況的示意圖。

16、 圖2-6 接有阻抗變換段的功分器設(shè)在端口后變換段的特性阻抗為，在端口后變換段的持性阻抗為，它們的表示式分別為 (2-30) (2-31) 對于等功率分配器,則 , ,于是有 (2-32) (2-33) (2-34)以上是對中心波長而言所得出的結(jié)果。當(dāng)波長偏離中心波長時，性能會差些,即頻帶較窄，若要求頻帶寬些，則可采用多節(jié)的功率分配器。利用微波網(wǎng)絡(luò)理論可以證明:任何無耗的三端口網(wǎng)絡(luò)不可能同時實現(xiàn)各端口的匹配和隔離；但是對于加了隔離電阻的三端口功率分配器，即成了有耗網(wǎng)絡(luò)，因此各端口可以同時得到匹配和隔離。微帶一分三功分器的工作原理與上述分析類似，不同之處僅在于輸出路數(shù)。3. 功分器性能參數(shù)概念介

17、紹功率分配器的技術(shù)指標(biāo)包括頻率范圍、承受功率、主路到支路的分配損耗、支路端口間的隔離度、輸入駐波比等。 3.1輸入駐波比駐波：終端不匹配的傳輸線上各點的電壓和電流由入射波和反射波疊加而形成駐波。傳輸線上波腹處電壓振幅和波節(jié)點電壓振幅之比為電壓駐波比，用表示。輸入駐波比越小越好。 (3-1)3.2頻率范圍這是各種射頻/微波電路的工作前提，功分器的設(shè)計結(jié)構(gòu)與工作頻率密切相關(guān)。必須首先明確分配器的工作頻率，才能進(jìn)行設(shè)計。 3.3承受功率在大功率分配器/合成器中，電路元件所能承受的最大功率是核心指標(biāo)之一，它決定了采用什么形式的傳輸線才能實現(xiàn)設(shè)計任務(wù)。一般地，傳輸線承受功率由小到大的次序是微帶線、帶狀線

18、、同軸線、空氣帶狀線、空氣同軸線、要根據(jù)設(shè)計任務(wù)來選擇用何種傳輸線。 3.4插入損耗輸入輸出間的插入損耗是由于傳輸線（如微帶線）的介質(zhì)或?qū)w不理想等因素所帶來的損耗，其計算公式為所有的路數(shù)的輸出功率之和與輸入功率的比值，而分配損耗為其中一路輸出功率與輸入功率的比。：理想等分功分器的分配損耗為（dB）=10lg（1/N） (3-2) N為功分器路數(shù)N=2 3.0dBN=3 4.8dBN=4 6.0dB N=8 9.0dBN=16 12.0dB3.5 隔離度支路端口間的隔離度是功率分配器的另一個重要指標(biāo)。從每個支路端口輸入功率只能從主路端口輸出，而不應(yīng)該從其他支路輸出，這就要求支路之間有足夠的隔離

19、度。在主路和其他支路都接匹配負(fù)載的情況下，各分配支路之間的衰減量5。輸入端的輸入功率與隔離端的輸出功率之比，記為C， (3-3)3.6 平衡幅度平衡：指頻帶內(nèi)所有輸出端口之間的幅度相差最大值。相位平衡：指頻帶內(nèi)各輸出端口之間相對于輸入端口相移量的起伏程度。3.7 S參數(shù)S參數(shù)是與電壓駐波比（VSWR）直接相關(guān)的反射系數(shù)。傳輸系數(shù)通常用來表示增益或衰減。S參數(shù)從功率的角度表達(dá)電路的輸入和輸出，因此可以用來度量沿50傳輸線電路元件的傳輸功率和反射功率。S參數(shù)通過將電路端接系統(tǒng)的實際線阻來測量，它是一個具有幅度和相位信息的矢量。、為反射功率和入射功率之比，兩者同反射系數(shù) 一樣，在Smith圓圖中得到

20、廣泛應(yīng)用。因此，任意兩端口器件的輸入、輸出參數(shù)及其對的特征阻抗可以從極坐標(biāo)圖中提取。常見的S參數(shù)以dB表達(dá)，見下表3-1表3-1 S參數(shù)及意義S參數(shù)描 述輸入反射系數(shù)、回波損耗正向傳輸系數(shù)、插入損耗 輸出反射系數(shù) 反向傳輸系數(shù)4. 功分器的設(shè)計本節(jié)內(nèi)容是介紹使用ADS軟件設(shè)計功分器的方法：包括原理圖繪制，電路參數(shù)的優(yōu)化、仿真，版圖的仿真等。在進(jìn)行設(shè)計時，主要是以功分器的S參數(shù)作為優(yōu)化目標(biāo)進(jìn)行優(yōu)化仿真。S21、 S31、S41是傳輸參數(shù)，反映傳輸損耗；S11、 S22、 S33、S44分別是輸入輸出端口的反射系數(shù)，由它可以換算出輸入、輸出端的電壓駐波比。如果反射系數(shù)過大，就會導(dǎo)致反射損耗增大，使

21、系統(tǒng)性能下降。S23等反映了三個輸出端口之間的隔離度。在ADS中功分器的電路原理圖如圖4-3所示。圖4-3 功分器原理圖 雙擊每個微帶線設(shè)置參數(shù)，W、L分別設(shè)為相應(yīng)的變量或常量，單位mm，注意上下兩臂的對稱性。單擊工具欄上的VAR圖標(biāo)，把變量控件VAR放置在原理圖上，雙擊該圖標(biāo)彈出變量設(shè)置窗口，依次添加W，L參數(shù)。中間微帶線的長度大約為四分之一波長(根據(jù)中心頻率用微帶線計算工具算出)，各個線寬的初始值可以用微帶線計算工具算出，微帶線的寬度最窄只能取0.2 mm(最好取0.5 mm以上)。在設(shè)計時，隔離電阻要選用貼片電阻，其寬度和微帶線一致。這里有一個難點，因為選擇的隔離電阻尺寸必須很小，這就意

22、味著功分器的兩個分支電路必須湊的很近才能與電阻相連，即兩支路間的縫隙很小，但這樣又會引起輸出兩支路間的強(qiáng)耦合，破壞了我們所要的功分比。如果加大縫隙，即要加長電阻的尺寸才能焊接在兩支路上，這樣又會惡化兩分支電路間的隔離度以及饋線的反射。因此要反復(fù)修正電路，讓縫隙的寬度既能避免兩支路間發(fā)生耦合，又能符合電阻尺寸的要求，同時要避免縫隙過小導(dǎo)致在電阻焊接時產(chǎn)生困難。對參數(shù)的優(yōu)化需注意：（1）選擇優(yōu)化設(shè)置控件，設(shè)置優(yōu)化方法Random(隨機(jī))及優(yōu)化次數(shù)。（2）選擇優(yōu)化目標(biāo)控件Goal，設(shè)置其參數(shù)；這里總共設(shè)置了多個優(yōu)化目標(biāo)。設(shè)置完優(yōu)化目標(biāo)后最好先把原理圖存儲一下，然后就可以進(jìn)行參數(shù)優(yōu)化了。(3)優(yōu)化:點

23、擊工具欄中的Simulate按鈕就開始進(jìn)行優(yōu)化仿真了。在優(yōu)化過程中會打開一個狀態(tài)窗口顯示優(yōu)化的結(jié)果，其中的CurrentEF表示與優(yōu)化目標(biāo)的偏差，數(shù)值越小表示越接近優(yōu)化目標(biāo)，0表示達(dá)到了優(yōu)化目標(biāo)，下面還列出了各優(yōu)化變量的值，當(dāng)優(yōu)化結(jié)束時還會打開圖形顯示窗口。在一次優(yōu)化完成后，要點擊原理圖窗口菜單中的Simulate -> Update Optimization Values保存優(yōu)化后的變量值(在VAR控件上可以看到變量的當(dāng)前值)，否則優(yōu)化后的值將不保存。經(jīng)過數(shù)次優(yōu)化后，CurrentEf的值為0，即為優(yōu)化結(jié)束。優(yōu)化過程中根據(jù)情況可能會對優(yōu)化目標(biāo)、優(yōu)化變量的取值范圍、優(yōu)化方法及次數(shù)進(jìn)行適當(dāng)

24、的調(diào)整。5. 觀察仿真曲線5.1調(diào)出仿真結(jié)果· 點擊圖形顯示窗口左側(cè)工具欄中的按鈕，放置一個方框到圖形窗口中，這時會彈出一個設(shè)置窗口，在窗口左側(cè)的列表里選擇S(1,1)即S11參數(shù)，點擊Add按鈕會彈出一個窗口設(shè)置單位(這里選擇dB)，點擊兩次OK后，圖形窗口中顯示出S11隨頻率變化的曲線。· 用同樣的方法依次加入其他S參數(shù)的曲線。· 為了準(zhǔn)確讀出曲線上的值，可以添加Marker，方法是點擊菜單中的Marker -> New，出現(xiàn)Instert Marker的窗口，接著點擊要添加Marker的曲線，曲線上出現(xiàn)一個倒三角標(biāo)志，點擊拖動此標(biāo)志，可以看到曲線上各點的數(shù)值。5.2觀察仿真曲線經(jīng)過多次優(yōu)化后, 得到優(yōu)化后的結(jié)果如圖4-4所示圖4-4 優(yōu)化后的S曲5.3 版圖的生成各S參數(shù)達(dá)到指標(biāo)要求后，再進(jìn)行版圖的生成，這里先要設(shè)置微帶電路的基本參數(shù)(即原理圖中MSUB里的參數(shù))，方法是點擊版圖窗口菜單中的Momentum -> Substrate -> Update From Schematic從原理圖中獲得這些參數(shù)，點擊Momentum -> Substrate -> Create/Modify可以修改這參數(shù)。圖4-5為ADS中生成的版圖，圖4-6為從ADS導(dǎo)入AutoCAD的到的版圖。圖4-5 ADS