GPS接收機中高頻通道的仿真

1、    GPS接收機中高頻通道的仿真        薛雅娟1,2 , 郭 勇1, 時間:2008年06月20日     字 體: 大 中 小        關鍵詞:<"cblue" " target='_blank'>噪聲特性<"cblue" " target=&#

2、39;_blank'>擴頻<"cblue" " target='_blank'>工作原理<"cblue" " target='_blank'>輸出頻率<"cblue" " target='_blank'>下變頻            摘要: 分析了GPS接收機高頻通道的<"c

3、blue" " title="工作原理">工作原理，給出一種GPS接收機高頻通道的增益設計方案及其<"cblue" " title="噪聲特性">噪聲特性;在此基礎上構建了System View系統(tǒng)仿真電路，并給出相應的仿真結果。此研究對開展相關領域的研究工作具有借鑒意義。關鍵詞: GPS 高頻通道 增益 噪聲特性 System View仿真?目前，GPS系統(tǒng)已被廣泛地應用到人們生活的各個領域。隨著GPS定位理論研究的不斷深入以及硬件的不斷改進，GPS定位系統(tǒng)也日益完善。本文將從軟件實驗

4、的角度分析GPS接收機高頻通道的工作原理；在此基礎上，設計一個增益分配方案，分析<"cblue" " title="下變頻">下變頻電路的噪聲特性，同時給出高頻通道電路在System View平臺上的系統(tǒng)仿真結果。1 接收機的天線和傳輸損耗GPS信號由于使用了碼元速率fb1=1.023MHz的<"cblue" " title="擴頻">擴頻碼(C/A碼)，調(diào)制后信號將占用2.046MHz帶寬。L1波段(1575.42MHz)信號的功率譜密度示意圖如圖1所示。擴頻后信號帶寬

5、在fL1=1575.42MHz中心頻率的帶寬為2.046MHz，接收機天線的帶寬覆蓋范圍至少應滿足fL1±fb1=1 575.42±1.023MHz。接收機接收的最小功率必須大于-160dBW(-130dBm)，為保證這一點，C/A碼調(diào)制的L1載波衛(wèi)星發(fā)射功率必須達到21.9W(13.4dBW也即43.4dBm)。如果發(fā)射機的輸出功率為43.4dBm，按最小接收機輸入電平-130dBm計算，即感應在接收機天線上的信號電平最小為-130dBm，則后面仿真所列的實驗數(shù)據(jù)都是在假設傳輸損耗為173.4dB時得到的。2 接收機高頻通道設計2.1接收通道工作原理GPS接收機將天線接收

6、的L1波段粗碼(C/A碼)調(diào)制的擴頻信號經(jīng)濾波、預放后，傳到后置<"innerlink" " title="放大器">放大器進行再放大，混頻得到較低的中頻信號。這樣，經(jīng)過下變頻后，中心頻率從fL1移到了中頻fIF,但是頻譜中各分量之間的相比關系并不改變。以三級下變頻為例，接收通道的模塊圖如圖2所示,其中天線、濾波和放大器1構成動態(tài)天線部分。RF載波下變頻后形成的中頻信號中心頻率：fIF3=fL1-fLO1-fLO2-fLO3=1575.42-1400-140-31.111=4.309MHz。其中，fLO1、fLO2和fLO3為三級本

7、振頻率?；祛l的相關頻率如表1所示。2.2 接收通道增益設計現(xiàn)在計算從輸入端到二次混頻后的總增益。當?shù)谌位祛l輸入正弦電壓的有效值達20mV時達到硬限幅。按最小接收機輸入電平約-160dBW(-130dBm)計算，在50的輸入阻抗上的電壓為：按從輸入端到通道限幅器前總增益大于109dB計算，各級增益分配如下：前置放大器增益：19dB；2m電纜損耗：-2.5dB；后置放大器增益：50dB；二次混頻增益：-10+(-7)=-17dB；中頻放大器增益：80dB；合計總增益：129.5dB?？紤]到接收機動態(tài)下信號強度下降8dB，這樣輸入到限幅器輸入端總增益為121.5dB。如此設計的通道總增益滿足整機靈

8、敏度要求。大部分混頻變換增益(75dB)發(fā)生在第三次混頻將第二次35.42MHz的IF信號變換到IF<"cblue" " title="輸出頻率">輸出頻率4.3MHz處。因此SAW(聲表面波)濾波器的輸出是IF鏈路上對外部干擾最敏感的部分。第三次混頻的增益控制范圍為60dB。2.3 通道噪聲特性分析與計算在GPS接收機中整個RF前端的噪聲特性(NF)如式(1)所示：其中：F 1：動態(tài)天線LNA的噪聲特性(dB)；F 2：射頻中頻轉(zhuǎn)換模塊(除IF濾波器外的所有電路模塊)的噪聲特性(dB)；G1：動態(tài)天線LNA的RF信號增益(dB)；

9、L1：LNA之后由于RF濾波和電纜引入的RF信號損耗。這里，取動態(tài)天線LNA的增益+26dB，噪聲特性1.5dB；取射頻中頻轉(zhuǎn)換模塊(例如GP2015)的噪聲特性為9dB；從動態(tài)天線到射頻前端(包括附加的RF陶瓷帶通濾波器)的同軸電纜長度引入的損耗是可變的。假設電纜長2m，帶通濾波器插損(考慮整體損耗L1)為2.5dB。因此由式(1)可得：則接收機高頻通道的噪聲特性是1.6dB。對于一個既定的動態(tài)天線的LNA噪聲特性， LNA增益越高，在射頻中頻轉(zhuǎn)換部分整體接收到的噪聲特性的獨立性越小。從噪聲特性上來說，GPS接收機最好使用帶有低噪聲放大特性的動態(tài)天線，天線帶有合適的高LNA增益(>19

10、dB)和非常小的電纜損耗(<-2dB)。3 高頻通道電路的系統(tǒng)仿真實現(xiàn)依據(jù)圖2高頻通道的原理圖，以及前面分析的增益分配和噪聲特性，構建了它的System View系統(tǒng)仿真電路。3.1 信號源這里信號源采用了簡單的方式，只模擬了一種C/A碼，然后與數(shù)據(jù)信號D碼進行模2相加，再調(diào)制到L1載波上，經(jīng)傳輸損耗后到達接收天線，接收天線收到的信號是引入噪聲的擴頻信號。噪聲和干擾的仿真通過對仿真系統(tǒng)中加入假定噪聲或干擾信號來實現(xiàn)。這里，噪聲采用了溫度噪聲：阻抗=50，噪聲溫度=300K。C/A碼以及經(jīng)C/A碼調(diào)制的D碼圖形如圖3所示。其中，經(jīng)C/A碼調(diào)制的D碼延時了5s。經(jīng)L1載波調(diào)制的擴頻信號和接收

11、機射頻前端接收到的RF信號如圖4所示。由圖可見，RF前端接收到的GPS信號淹沒在噪聲中。3.2 接收到的中頻信號第一級混頻產(chǎn)生的中頻輸出信號頻譜圖如圖5所示。其中，RF濾波器通帶中心頻率設置在1575.42MHz，2MHz通帶(-3dB)；第1個IF濾波器的中心頻率在175.42MHz，為兩極點的chebyshev響應，0.1dB波紋?；祛l器為有源雙平衡混頻器。由圖5可以看出第一級中頻輸出頻率在175.42MHz附近。第二級混頻產(chǎn)生的中頻輸出信號頻譜圖如圖6(a)所示。其中，第2個IF濾波器為SAW帶通濾波器。中心頻率35.42MHz，通帶2MHz(±1dB)，插損1418dB，止帶

12、>10dB(±2M)，群延遲波紋<300ns(34.6236.22MHz)，最大群延遲將圖6局部放大后的頻譜圖如圖6(b)所示,可見第二級中頻輸出頻率在35.42MHz附近。第三級混頻前利用限幅器將第三級混頻輸入電壓限制在20mV以內(nèi)。第三級混頻產(chǎn)生的中頻輸出信號頻譜圖如圖7所示。由圖可見，第三級中頻輸出頻率在4.309MHz附近。第3個IF濾波器的中心頻率為4.3MHz。本文從軟件實驗的角度分析了GPS接收機高頻通道的工作原理；設計了一個高頻通道的增益分配方案，同時分析了它的噪聲特性；在此基礎上，對高頻通道電路進行了系統(tǒng)仿真。實際使用時可根據(jù)所需要的干擾容限、增益等要求酌情調(diào)整。本研究對開展相關領域的研究工作具有借鑒意義。對接收鏈路中的信道特性，筆者將予以進一步關注。參考文獻1 Datasheet of GP2015:GPS receiver RF front end. 2 GP2000: GPS receiver hardware design application note. 3 datasheet of QuickMount micro GP