開關電源原理及其應用共享

1、開關電源原理及其應用維修技術培訓資料更多同類資料請訪問這方熱土專欄本資料只要不是用于商業(yè)目的，允許自由轉(zhuǎn)載使用，否則追訴侵權責任。站長 編著第一部分：功率電子器件第一節(jié)：功率電子器件及其應用要求功率電子器件大量被應用于電源、伺服驅(qū)動、變頻器、電機保護器等功率電子設備。這些設備都是自動化系統(tǒng)中必不可少的，因此，我們了解它們是必要的。近年來，隨著應用日益高速發(fā)展的需求，推動了功率電子器件的制造工藝的研究和發(fā)展，功率電子器件有了飛躍性的進步。器件的類型朝多元化發(fā)展，性能也越來越改善。大致來講，功率器件的發(fā)展，體現(xiàn)在如下方面：1 器件能夠快速恢復，以滿足越來越高的速度需要。以開關電源為例，采用雙極型晶

2、體管時，速度可以到幾十千赫；使用MOSFET和IGBT，可以到幾百千赫；而采用了諧振技術的開關電源，則可以達到兆赫以上。2 通態(tài)壓降（正向壓降）降低。這可以減少器件損耗，有利于提高速度，減小器件體積。3 電流控制能力增大。電流能力的增大和速度的提高是一對矛盾，目前最大電流控制能力，特別是在電力設備方面，還沒有器件能完全替代可控硅。4 額定電壓：耐壓高。耐壓和電流都是體現(xiàn)驅(qū)動能力的重要參數(shù)，特別對電力系統(tǒng)，這顯得非常重要。5 溫度與功耗。這是一個綜合性的參數(shù)，它制約了電流能力、開關速度等能力的提高。目前有兩個方向解決這個問題，一是繼續(xù)提高功率器件的品質(zhì)，二是改進控制技術來降低器件功耗，比如諧振式

3、開關電源?？傮w來講，從耐壓、電流能力看，可控硅目前仍然是最高的，在某些特定場合，仍然要使用大電流、高耐壓的可控硅。但一般的工業(yè)自動化場合，功率電子器件已越來越多地使用MOSFET和IGBT，特別是IGBT獲得了更多的使用，開始全面取代可控硅來做為新型的功率控制器件。第二節(jié)：功率電子器件概覽一 整流二極管：二極管是功率電子系統(tǒng)中不可或缺的器件，用于整流、續(xù)流等。目前比較多地使用如下三種選擇：1 高效快速恢復二極管。壓降0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。2 高效超快速二極管。0.8-1.2V，適合小功率，12V左右電源。3 肖特基勢壘整流二極管SBD。0.4V，適合5V等低壓電源。缺點

4、是其電阻和耐壓的平方成正比，所以耐壓低（200V以下），反向漏電流較大，易熱擊穿。但速度比較快，通態(tài)壓降低。目前SBD的研究前沿，已經(jīng)超過1萬伏。二大功率晶體管GTR 分為：單管形式。電流系數(shù)：10-30。雙管形式達林頓管。電流倍數(shù)：100-1000。飽和壓降大，速度慢。下圖虛線部分即是達林頓管。 圖1-1：達林頓管應用實際比較常用的是達林頓模塊，它把GTR、續(xù)流二極管、輔助電路做到一個模塊內(nèi)。在較早期的功率電子設備中，比較多地使用了這種器件。圖1-2是這種器件的內(nèi)部典型結構。圖1-2：達林頓模塊電路典型結構兩個二極管左側是加速二極管，右側為續(xù)流二極管。加速二極管的原理是引進了電流串聯(lián)正反饋，

5、達到加速的目的。這種器件的制造水平是1800V/800A/2KHz、600V/3A/100KHz左右（參考）。三 可控硅SCR可控硅在大電流、高耐壓場合還是必須的，但在常規(guī)工業(yè)控制的低壓、中小電流控制中，已逐步被新型器件取代。目前的研制水平在12KV/8000A左右（參考）。由于可控硅換流電路復雜，逐步開發(fā)了門極關斷晶閘管GTO。制造水平達到8KV/8KA，頻率為1KHz左右。無論是SCR還是GTO，控制電路都過于復雜，特別是需要龐大的吸收電路。而且，速度低，因此限制了它的應用范圍拓寬。集成門極換流晶閘管IGCT和MOS關斷晶閘管之類的器件在控制門極前使用了MOS柵，從而達到硬關斷能力。四 功

6、率MOSFET又叫功率場效應管或者功率場控晶體管。其特點是驅(qū)動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時，導通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。適合低壓100V以下，是比較理想的器件。目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）。商業(yè)化的產(chǎn)品達到60V/200A/2MHz、500V/50A/100KHz。是目前速度最快的功率器件。五 IGBT又叫絕緣柵雙極型晶體管。這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。 目前這種器件的兩個方向：一是朝大功率，二是朝高速度發(fā)展。大功率IGBT模塊達到1200-1800A

7、/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達到150-180KHz。它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET低。盡管電力電子器件發(fā)展過程遠比我們現(xiàn)在描述的復雜，但是MOSFET和IGBT，特別是IGBT已經(jīng)成為現(xiàn)代功率電子器件的主流。因此，我們下面的重點也是這兩種器件。第三節(jié)：功率場效應管MOSFET功率場效應管又叫功率場控晶體管。一原理：半導體結構分析略。本講義附加了相關資料，供感興趣的同事可以查閱。實際上，功率場效應管也分結型、絕緣柵型。但通常指后者中的MOS管，即MOSFET（Metal Oxide Sem

8、iconductor Field Effect Transistor）。它又分為N溝道、P溝道兩種。器件符號如下： N溝道 P溝道圖1-3：MOSFET的圖形符號MOS器件的電極分別為柵極G、漏極D、源極S。和普通MOS管一樣，它也有：耗盡型：柵極電壓為零時，即存在導電溝道。無論VGS正負都起控制作用。增強型：需要正偏置柵極電壓，才生成導電溝道。達到飽和前，VGS正偏越大，IDS越大。一般使用的功率MOSFET多數(shù)是N溝道增強型。而且不同于一般小功率MOS管的橫向?qū)щ娊Y構，使用了垂直導電結構，從而提高了耐壓、電流能力，因此又叫VMOSFET。二特點：這種器件的特點是輸入絕緣電阻大（1萬兆歐以上

9、），柵極電流基本為零。驅(qū)動功率小，速度高，安全工作區(qū)寬。但高壓時，導通電阻與電壓的平方成正比，因而提高耐壓和降低高壓阻抗困難。適合低壓100V以下，是比較理想的器件。目前的研制水平在1000V/65A左右（參考）。其速度可以達到幾百KHz，使用諧振技術可以達到兆級。三參數(shù)與器件特性：無載流子注入，速度取決于器件的電容充放電時間，與工作溫度關系不大，故熱穩(wěn)定性好。（1） 轉(zhuǎn)移特性： ID隨UGS變化的曲線，成為轉(zhuǎn)移特性。從下圖可以看到，隨著UGS的上升，跨導將越來越高。IDUGS圖1-4：MOSFET的轉(zhuǎn)移特性（2） 輸出特性（漏極特性）：輸出特性反應了漏極電流隨VDS變化的規(guī)律。 這個特性和V

10、GS又有關聯(lián)。下圖反映了這種規(guī)律。IDIDVDSVGS 圖中，爬坡段是非飽和區(qū)，水平段為飽和區(qū)，靠近橫軸附近為截止區(qū)，這點和GTR有區(qū)別。圖1-5：MOSFET的輸出特性 VGS=0時的飽和電流稱為飽和漏電流IDSS。（3）通態(tài)電阻Ron：通態(tài)電阻是器件的一個重要參數(shù)，決定了電路輸出電壓幅度和損耗。 該參數(shù)隨溫度上升線性增加。而且VGS增加，通態(tài)電阻減小。（4）跨導： MOSFET的增益特性稱為跨導。定義為： Gfs=ID/VGS 顯然，這個數(shù)值越大越好，它反映了管子的柵極控制能力。（5）柵極閾值電壓柵極閾值電壓VGS是指開始有規(guī)定的漏極電流（1mA）時的最低柵極電壓。它具有負溫度系數(shù)，結溫每

11、增加45度，閾值電壓下降10%。（6）電容 MOSFET的一個明顯特點是三個極間存在比較明顯的寄生電容，這些電容對開關速度有一定影響。偏置電壓高時，電容效應也加大，因此對高壓電子系統(tǒng)會有一定影響。 有些資料給出柵極電荷特性圖，可以用于估算電容的影響。以柵源極為例，其特性如下：VGSQG可以看到：器件開通延遲時間內(nèi)，電荷積聚較慢。隨著電壓增加，電荷快速上升，對應著管子開通時間。最后，當電壓增加到一定程度后，電荷增加再次變慢，此時管子已經(jīng)導通。圖1-6：柵極電荷特性（8）正向偏置安全工作區(qū)及主要參數(shù)MOSFET和雙極型晶體管一樣，也有它的安全工作區(qū)。不同的是，它的安全工作區(qū)是由四根線圍成的。 最大

12、漏極電流IDM：這個參數(shù)反應了器件的電流驅(qū)動能力。 最大漏源極電壓VDSM：它由器件的反向擊穿電壓決定。 最大漏極功耗PDM：它由管子允許的溫升決定。 漏源通態(tài)電阻Ron：這是MOSFET必須考慮的一個參數(shù)，通態(tài)電阻過高，會影響輸出效率，增加損耗。所以，要根據(jù)使用要求加以限制。IDVDSVDSMIDMPCMRON 圖1-7：正向偏置安全工作區(qū)第四節(jié)：絕緣柵雙極晶體管IGBT又叫絕緣柵雙極型晶體管。一原理： 半導體結構分析略。本講義附加了相關資料，供感興趣的同事可以查閱。該器件符號如下：CCGEGE N溝道 P溝道圖1-8：IGBT的圖形符號注意，它的三個電極分別為門極G、集電極C、發(fā)射極E。圖

13、1-9：IGBT的等效電路圖。上面給出了該器件的等效電路圖。實際上，它相當于把MOS管和達林頓晶體管做到了一起。因而同時具備了MOS管、GTR的優(yōu)點。二特點：這種器件的特點是集MOSFET與GTR的優(yōu)點于一身。輸入阻抗高，速度快，熱穩(wěn)定性好。通態(tài)電壓低，耐壓高，電流大。它的電流密度比MOSFET大，芯片面積只有MOSFET的40%。但速度比MOSFET略低。大功率IGBT模塊達到1200-1800A/1800-3300V的水平（參考）。速度在中等電壓區(qū)域（370-600V），可達到150-180KHz。三參數(shù)與特性： （1）轉(zhuǎn)移特性ICUGE圖1-10：IGBT的轉(zhuǎn)移特性這個特性和MOSFET

14、極其類似，反映了管子的控制能力。 （2）輸出特性VCEVGEICID 圖1-11：IGBT的輸出特性它的三個區(qū)分別為：靠近橫軸：正向阻斷區(qū)，管子處于截止狀態(tài)。爬坡區(qū)：飽和區(qū)，隨著負載電流Ic變化，UCE基本不變，即所謂飽和狀態(tài)。水平段：有源區(qū)。 （3）通態(tài)電壓Von：IVONIGBTMOSFET圖1-12：IGBT通態(tài)電壓和MOSFET比較所謂通態(tài)電壓，是指IGBT進入導通狀態(tài)的管壓降VDS，這個電壓隨VGS上升而下降。由上圖可以看到，IGBT通態(tài)電壓在電流比較大時，Von要小于MOSFET。MOSFET的Von為正溫度系數(shù)，IGBT小電流為負溫度系數(shù)，大電流范圍內(nèi)為正溫度系數(shù)。（4）開關損耗

15、： 常溫下，IGBT和MOSFET的關斷損耗差不多。MOSFET開關損耗與溫度關系不大，但IGBT每增加100度，損耗增加2倍。 開通損耗IGBT平均比MOSFET略小，而且二者都對溫度比較敏感，且呈正溫度系數(shù)。 兩種器件的開關損耗和電流相關，電流越大，損耗越高。（5）安全工作區(qū)與主要參數(shù)ICM、UCEM、PCM： IC UCE 安全工作區(qū) ICM UCEMIGBT的安全工作區(qū)是由電流ICM、電壓UCEM、功耗PCM包圍的區(qū)域。圖1-13：IGBT的功耗特性最大集射極間電壓UCEM：取決于反向擊穿電壓的大小。最大集電極功耗PCM：取決于允許結溫。最大集電極電流ICM：則受元件擎住效應限制。所謂

16、擎住效應問題：由于IGBT存在一個寄生的晶體管，當IC大到一定程度，寄生晶體管導通，柵極失去控制作用。此時，漏電流增大，造成功耗急劇增加，器件損壞。安全工作區(qū)隨著開關速度增加將減小。 （6）柵極偏置電壓與電阻IGBT特性主要受柵極偏置控制，而且受浪涌電壓影響。其di/dt明顯和柵極偏置電壓、電阻Rg相關，電壓越高，di/dt越大，電阻越大，di/dt越小。而且，柵極電壓和短路損壞時間關系也很大，柵極偏置電壓越高，短路損壞時間越短。第二部分：開關電源基礎第一節(jié)：開關電源的基本控制原理一開關電源的控制結構：一般地，開關電源大致由輸入電路、變換器、控制電路、輸出電路四個主體組成。如果細致劃分，它包括

17、：輸入濾波、輸入整流、開關電路、采樣、基準電源、比較放大、震蕩器、V/F轉(zhuǎn)換、基極驅(qū)動、輸出整流、輸出濾波電路等。實際的開關電源還要有保護電路、功率因素校正電路、同步整流驅(qū)動電路及其它一些輔助電路等。下面是一個典型的開關電源原理框圖，掌握它對我們理解開關電源有重要意義。采樣電路比較放大基準電源V/F轉(zhuǎn)換震蕩器基極驅(qū)動開關器件變壓器整流濾波保護電路功率因素校正濾波整流浪涌抑制輸入電路變換電路輸出電路控制電路PM電路（類型PFM）圖2-1：開關電源的基本結構框圖 根據(jù)控制類型不同，PM（脈沖調(diào)制）電路可能有多種形式。這里是典型的PFM結構。二開關電源的構成原理：（一）輸入電路：線性濾波電路、浪涌電

18、流抑制電路、整流電路。作用：把輸入電網(wǎng)交流電源轉(zhuǎn)化為符合要求的開關電源直流輸入電源。1線性濾波電路：抑制諧波和噪聲。2浪涌濾波電路： 抑制來自電網(wǎng)的浪涌電流。3整流電路： 把交流變?yōu)橹绷鳌?有電容輸入型、扼流圈輸入型兩種，開關電源多數(shù)為前者。（二）變換電路：含開關電路、輸出隔離（變壓器）電路等，是開關電源電源變換的主通道，完成對帶有功率的電源波形進行斬波調(diào)制和輸出。這一級的開關功率管是其核心器件。1開關電路驅(qū)動方式：自激式、他激式。變換電路：隔離型、非隔離型、諧振型。功率器件：最常用的有GTR、MOSFET、IGBT。調(diào)制方式：PWM、PFM、混合型三種。PWM最常用。2變壓器輸出 分無抽頭、

19、帶抽頭。半波整流、倍流整流時，無須抽頭，全波時必須有抽頭。（三）控制電路：向驅(qū)動電路提供調(diào)制后的矩形脈沖，達到調(diào)節(jié)輸出電壓的目的。基準電路：提供電壓基準。如并聯(lián)型基準LM358、AD589，串聯(lián)型基準AD581、REF192等。采樣電路：采取輸出電壓的全部或部分。比較放大：把采樣信號和基準信號比較，產(chǎn)生誤差信號，用于控制電源PM電路。V/F變換：把誤差電壓信號轉(zhuǎn)換為頻率信號。振蕩器：產(chǎn)生高頻振蕩波?；鶚O驅(qū)動電路：把調(diào)制后的振蕩信號轉(zhuǎn)換成合適的控制信號，驅(qū)動開關管的基極。（四）輸出電路：整流、濾波。把輸出電壓整流成脈動直流，并平滑成低紋波直流電壓。輸出整流技術現(xiàn)在又有半波、全波、恒功率、倍流、同

20、步等整流方式。第二節(jié)：各類拓補結構電源分析一非隔離型開關變換器（一）降壓變換器Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。由于穩(wěn)態(tài)時，電感充放電伏秒積相等，因此：（Ui-Uo）*ton=Uo*toff， Ui*ton-Uo*ton=Uo*toff,Ui*ton=Uo(ton+toff),Uo/Ui=ton/(ton+toff)= 即，輸入輸出電壓關系為：Uo/Ui=(占空比)UoIDSIDVDIDLIDCID圖2-2：Buck電路拓補結構在開關管S通時，輸入電源通過L平波和C濾波后向負載端提供電流；當S關斷后，L通過二極管續(xù)流，保持負載電流連續(xù)。輸出電壓因為占空比作用，不會超過輸入電源電壓。（二）

21、升壓變換器Boost電路：升壓斬波器，入出極性相同。利用同樣的方法，根據(jù)穩(wěn)態(tài)時電感L的充放電伏秒積相等的原理，可以推導出電壓關系：UiIDUoIDSIDVDIDLIDCIDUo/Ui=1/（1-）圖2-3：Boost電路拓補結構這個電路的開關管和負載構成并聯(lián)。在S通時，電流通過L平波，電源對L充電。當S斷時，L向負載及電源放電，輸出電壓將是輸入電壓Ui+UL，因而有升壓作用。（三）逆向變換器Buck-Boost電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。電壓關系：Uo/Ui=-/（1-）UiIDUoIDSIDVDIDCIDL圖2-4：Buck-Boost電路拓補結構S通時，輸入電源僅對電感充

22、電，當S斷時，再通過電感對負載放電來實現(xiàn)電源傳輸。所以，這里的L是用于傳輸能量的器件。（四）丘克變換器Cuk電路：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。電壓關系：Uo/Ui=-/（1-）。 N2C1TC2L2RUoVDL1SUi圖2-5：Cuk變換器電路拓補結構當開關S閉合時，Ui對L1充電。當S斷開時，Ui+EL1通過VD對C1進行充電。再當S閉合時，VD關斷，C1通過L2、C2濾波對負載放電，L1繼續(xù)充電。這里的C1用于傳遞能量，而且輸出極性和輸入相反。二隔離型開關變換器1推挽型變換器下面是推挽型變換器的電路。S2S1LCRN1N1 N2N2UiUoT圖2-6：推挽型變換電路S1和S2輪

23、流導通，將在二次側產(chǎn)生交變的脈動電流，經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負載。由于電感L在開關之后，所以當變比為1時，它實際上類似于降壓變換器。2半橋型變換器圖2-6給出了半橋型變換器的電路圖。當S1和S2輪流導通時，一次側將通過電源-S1-T-C2-電源及電源-C1-T-S2-電源產(chǎn)生交變電流，從而在二次側產(chǎn)生交變的脈動電流，經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負載。C2UiS2S1LRN1 N2N2UoTC1C2同樣地，這個電路也相當于降壓式拓補結構。圖2-7：半橋式變換電路3全橋型變換器下圖是全橋變換器電路。CUiS3S2LRN1 N2N2UoTS4S1圖2-8

24、：全橋式變換電路當S1、S3和S2、S4兩兩輪流導通時，一次側將通過電源-S2-T-S4-電源及電源-S1-T-S3-電源產(chǎn)生交變電流，從而在二次側產(chǎn)生交變的脈動電流，經(jīng)過全波整流轉(zhuǎn)換為直流信號，再經(jīng)L、C濾波，送給負載。這個電路也相當于降壓式拓補結構。4正激型變換器下圖為正激式變換器。TN3CLR N2UoSN1VD1VD2VD3Ui圖2-9：正激型變換器電路當S導通時，原邊經(jīng)過輸入電源-N1-S-輸入電源，產(chǎn)生電流。當S斷開時，N1能量轉(zhuǎn)移到N3，經(jīng)N3-電源-VD3向輸入端釋放能量，避免變壓器過飽和。VD1用于整流，VD2用于S斷開期間續(xù)流。5隔離型Cuk變換器 隔離型Cuk變換器電路如

25、下所示： N2C12TC2L2RUoSN1VDUiL1C11圖2-10：隔離型Cuk變換器當S導通時，Ui對L1充電。當S斷開時，Ui+EL1對C11及變壓器原邊放電，同時給C11充電，電流方向從上向下。附邊感應出脈動直流信號，通過VD對C12反向充電。在S導通期間，C12的反壓將使VD關斷，并通過L2、C2濾波后，對負載放電。這里的C12明顯是用于傳遞能量的，所以Cuk電路是電容傳輸變換電路。6電流變換器 能量回饋型電流變換器電路如下圖所示。S2S1CRN1N1 N2N2UiUoTN4N3VD1VD2VD3圖2-11：能量回饋型電流變換器電路該電路與推挽電路類似。不同的是，在主通路上串聯(lián)了一

26、個電感。其作用是在S1、S2斷開期間，使得變壓器能量轉(zhuǎn)移到N3繞組，通過VD3回饋到輸入端。（上圖懷疑N3同名端反了。）下面是升壓型變換器的電路圖：S2S1CRN1N1 N2N2UiUoTLVD1VD2圖2-12：升壓型電流變換器電路該電路也與推挽電路類似，并在主通路上串聯(lián)了一個電感。在開關導通期間，L積蓄能量。當一側開關斷開時，電感電動勢和Ui疊加在一起，對另一側放電。因此，L有升壓作用。三準諧振型變換器在脈沖調(diào)制電路中，加入R、L諧振電路，使得流過開關的電流及管子兩端的壓降為準正弦波。這種開關電源成為諧振式開關電源。利用一定的控制技術，可以實現(xiàn)開關管在電流或電壓波形過零時切換，這樣對縮小電

27、源體積，增大電源控制能力，提高開關速度，改善紋波都有極大好處。所以諧振開關電源是當前開關電源發(fā)展的主流技術。又分為：1ZCS零電流開關。開關管在零電流時關斷。2ZVS零電壓開關。開關管在零電壓時關斷。具體關于這個技術的簡單介紹，見后面相關內(nèi)容。四開關電源的分類總結 開關電源的分類（一）按控制方式：脈沖調(diào)制變換器：驅(qū)動波形為方波。PWM、PFM、混合式。諧振式變換器：驅(qū)動波形為正弦波。又分ZCS（零電流諧振開關）、ZVS（零電壓諧振開關）兩種。（二）按電壓轉(zhuǎn)換形式：1AC/DC：一次電源。即整流電源。2DC/DC：二次電源。1)Buck電路：降壓斬波器，入出極性相同。2)Boost：升壓斬波器，

28、入出極性相同。3)Buck-Boost：升/降壓斬波器，入出極性相反，電感傳輸。4)Cuk：升/降壓斬波器，入出極性相反，電容傳輸。（三）按拓補結構：1隔離型：有變壓器。2非隔離型：無變壓器。第三節(jié)：諧振式電源與軟開關技術本節(jié)討論諧振式開關電源的有關知識。§2-3-1電路的諧振現(xiàn)象為了更好地理解諧振式電源，這里回憶一下電路諧振的條件及其特點。一、串聯(lián)電路的諧振一個R、L、C串聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復阻抗：Z=R+j(L-1/C)一定條件下，使得XL=XC，即L=1/C ，Z=R，此時的電路狀態(tài)稱為串聯(lián)諧振。明顯地，串聯(lián)諧振的特點是：1阻抗角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓

29、U和電流I同相。2此時的阻抗最小，電路電流有效值達到最大。3諧振頻率：o=1/LC 。4諧振系數(shù)或品質(zhì)因素：Q=oL/R=1/oCR=（L/C）/R。由于串聯(lián)諧振時，L、C電壓彼此抵消，因此也稱為電壓諧振。從外部看，L、C部分類似于短路。而此時Uc、UL是輸入電壓U的Q倍。Q值越大，振蕩越強。這里的Z0=L/C，我們稱為特性阻抗，它決定了諧振的強度。5諧振發(fā)生時，C、L中的能量不斷互相轉(zhuǎn)換，二者之間反復進行充放電過程，形成正弦波振蕩。二、并聯(lián)電路的諧振一個R、L、C并聯(lián)電路，在正弦電壓作用下，其復導納：Y=1/R-j(1/L-C)一定條件下，使得YL=YC，即1/L=C ，Y=1/R，此時的電

30、路狀態(tài)稱為并聯(lián)諧振。明顯地，串并諧振的特點是：1導納角等于零，電路呈純電阻性，因而電路端電壓U和電流I同相。2此時的導納最小，電路電流有效值達到最小。3諧振頻率：o=1/LC 。4由于并聯(lián)諧振時，L、C電流彼此抵消，因此也稱為電流諧振。從外部看，L、C部分類似于開路，L、C各自有效電流卻達到最大。5諧振發(fā)生時，C、L中的能量不斷互相轉(zhuǎn)換，二者之間反復進行充放電過程，形成正弦波振蕩。§2-3-2諧振式電源的基本原理諧振式電源是新型開關電源的發(fā)展方向。它利用諧振電路產(chǎn)生正弦波，在正弦波過零時切換開關管，從而大大提高了開關管的控制能力，并減小了電源體積。同時，也使得電源諧波成分大為降低。另

31、外，電源頻率得到大幅度提高。PWM一般只能達到幾百K，但諧振開關電源可以達到1M以上。普通傳統(tǒng)的開關電源功率因素在0.4-0.7，諧振式電源結合功率因素校正技術，功率因素可以達到0.95以上，甚至接近于1。從而大大抑制了對電網(wǎng)的污染。這種開關電源又分為：1ZCS零電流開關。開關管在零電流時關斷。2ZVS零電壓開關。開關管在零電壓時關斷。在脈沖調(diào)制電路中，加入L、C諧振電路，使得流過開關的電流及管子兩端的壓降為準正弦波。下面是這兩種開關的簡單原理圖。IcUiSLrCrVDIcUiSLrCrVDSIsTsTonToffSUsTsonoff圖2-13：電流諧振式開關電路 電壓諧振式開關電路ZCS電流

32、諧振開關中，Lr、Cr構成的諧振電路通過Lr的諧振電流通過S，我們可以控制開關在電流過零時進行切換。這個諧振電路的電流是正弦波，而Us為矩形波電壓。ZVS電壓諧振開關中，Lr、Cr構成的諧振電路的Cr端諧振電壓并聯(lián)到S，我們可以控制開關在電壓過零時進行切換。這個諧振電路的電壓是正弦波，而Is接近矩形波。以上兩種電路，由于開關切換時，電流、電壓重疊區(qū)很小，所以切換功率也很小。以上開關電源是半波的，當然也可以設計成全波的。所以又有半波諧振開關和全波諧振開關的區(qū)分。§2-3-3諧振開關的動態(tài)過程分析 實際上，諧振開關中的所謂“諧振”并不是真正理論上的諧振，而是L、C電路在送電瞬間產(chǎn)生的一個

33、阻尼振蕩過程。下面，我們對這個過程做一些分析，以了解諧振開關的工作原理。一、零電流開關實際的零電流開關諧振部分拓補又分L型和M型。如下面兩組圖形所示：SL1C1VD1SL1C1VD1SL1C1 圖2-14：L型零電流諧振開關（中半波，右全波）SL1C1SL1C1VD1SL1C1VD1 圖2-15：M型零電流諧振開關（中半波，右全波） 這里的L1用于限制di/dt，C1用于傳輸能量，在開關導通時，構成串聯(lián)諧振。用零電流開關替代PWM電路的半導體開關，可以組成諧振式變換器電路。按照Buck電路的拓補結果，可以得到如下電路：ViVD2VD1L1L2C2RLSC1V0i1圖2-16：Buck型準諧振Z

34、CS變換器（L型）ViVD2VD1L1L2C2RLSC1V0圖2-17：Buck型準諧振ZCS變換器（M型）這里，我們分析一下L型電路的工作過程。假定這是一個理想器件組成的電源。L2遠大于L1，從L2左側看，可以認為流過L2、C2、RL的輸出電流是一個恒流源，電流I0。諧振角頻率：0=1/L1C1 。特性阻抗：Z0 =L1/C1）。動態(tài)過程如下：1線性階段（t0-t1）：在S導通前，VD2處于續(xù)流階段。此時VVD2=VC1=0。S導通時，L1電流由0開始上升，由于續(xù)流沒有結束，此時初始VL1=Vi。由VL1=Vi=L1di/dt，且L1初始電流為0，有：i1=Vi(t-t0)/L1-式1到t1

35、時刻，達到負載電流I0，因此：此階段持續(xù)時間：T1=t1-t0=L1I0/Vi由式1，可以看出，此階段i1是時間的線性函數(shù)。2諧振階段（t1-t2）：在電流i1上升期間，當i1小于I0時，由于i1無法供應恒流I0，續(xù)流過程將維持。當i1=I0時，將以i1-I0對C1充電，VD2開始承受正壓，VD2電流下降并截止。L1、C1開始串聯(lián)諧振，i1 因諧振繼續(xù)上升。iC1=C1dVC1/dt=i1-I0VL1=L1di1/dt=Vi-VC1因而：i1=I0+ iC1=I0+Vi/Z0*sin0 (t-t1)-式2其中，iC1為諧振電流。VC1=Vi-VL1= Vi -Vicos0 (t-t1)= Vi

36、 1-icos0 (t-t1)-式3諧振到ta時刻，諧振電流歸零。如為半波開關，則開關自行關斷；如果是全波開關，開關關斷后，將通過VD1進行阻尼振蕩，將電容能量饋送回電源，到時刻tb電流第二次為0。本階段結束，這時的時刻為t2。VC1在i1諧振半個周期，i1=I0時，達最大值。i1第一次過零（ta）時，S斷開。如為半波開關，則諧振階段結束。如為全波開關，C1經(jīng)半個周期的阻尼振蕩到電流為0（tb）時，將放電到一個較小值。從式2、3，可以看出諧振階段ta前，i1、VC1是時間的正弦函數(shù)；如為全波開關，還有一段時間的阻尼振蕩波。3恢復階段（t2-t3）：由于VC1滯后1/4個諧振周期，因而在t2后，

37、因L2的作用還將繼續(xù)向負載放電，直至VC1=0。這階段，如考慮電流方向性：I0=-C1dVC1/dt故：VC1= VC1（t2）-I0（t-t2）/C1-式4因此，這個階段的VC1是時間的線性函數(shù)，電壓從VC1（t2）逐步下降到零。如為半波開關，則開關分壓也將線性上升到輸入電源值。4續(xù)流階段（t3-t4）：當電容放電到零后，VD2因反壓消失而導通，對L2及負載進行續(xù)流，以保持電流I0連續(xù)。此時，我們可以根據(jù)電路的要求，選擇在適當時間再次開通S，重新開始線性階段。ttttttttSiLVSVC1ONONSiLVSVC1t0t1t3t4t0t1t3t4t2t2根據(jù)以上導出的各公式，可以得到如下的波

38、形圖：I0圖2-18：半波ZCS開關波形 全波ZCS開關波形從以上分析可以看出，ZCS諧振開關變換器的開關管總是在電流為0時進行切換。實際情況與理想分析有所不同，VC1將有所超前。M型電路分析方法類似，不再贅述。二、零電壓開關ZCS在S導通時諧振，而ZVS則在S截止時諧振，二者形成對偶關系。分析過程大體類似，此處從略。綜合以上分析過程，我們可以看出，該拓補諧振結構只能實現(xiàn)PFM調(diào)節(jié)，而無法實現(xiàn)PWM。原因是脈沖寬度僅受諧振參數(shù)控制。要實現(xiàn)PWM，還需要增加輔助開關管。這在本節(jié)“四、軟開關技術及常見拓補簡介”中將予以介紹。§2-3-4軟開關技術及常見軟開關拓補簡介軟開關技術實際上是利用

39、電容與電感的諧振，使開關器件中的電流或電壓按正弦或準正弦規(guī)律變化。當電流過零時，使器件關斷，當電壓過零時，使器件開通，實現(xiàn)開關的近似零損耗。同時，有助于提高頻率，提高開關的容量，減小噪聲。相對于軟開關，普通開關電源的轉(zhuǎn)換器也叫硬開關。按控制方式，軟開關可以分為：脈沖寬度脈沖頻率調(diào)制式（PFM）、脈沖頻率調(diào)制式（PWM）、脈沖移相式（PS）三種。一、PWM變換器PWM控制方式是指在開關管工作頻率恒定的前期下，通過調(diào)節(jié)脈沖寬度的方法來實現(xiàn)穩(wěn)定輸出。這是應用最多的方式，適用于中小功率的開關電源。1零電流開關PWM變換器VDSI0ILRLRS1LLVD1UinS2R0CSVDCR 圖2-19：Buck

40、型ZCS-PWM變換器上圖是增加輔助開關控制的Buck型零電流開關變換器。其工作過程與前面過程略有差異：1）線性階段（S1、S2導通）：開始時，在LR作用下，S1零電流導通。隨后，因Uin作用，ILR線性上升，并到達ILR=Io。2）正向諧振階段（S1、S2導通-關斷）：當ILR=Io時，因CR開始產(chǎn)生電壓，VD在零電流下自然關斷。之后，LR與CR開始諧振，經(jīng)過半個諧振周期，ILR再次諧振到Io，UCR上升到最大值，而ICR 為零，S2關斷，UCR和ILR將被保持，無法繼續(xù)諧振。3）保持階段（S1導通、S2關斷）：此狀態(tài)保持時間由PWM電路要求而定，保持期間，Uin正常向負載以I0供電。4）反

41、向諧振階段（S1導通-關斷、S2導通）：當需要關斷S1時，可以控制重新打開S2，此時在LR作用下，S2電流為0。諧振再次開始，當ILR反向諧振到0時， S1可在零電流零電壓下完成關斷。5）恢復階段（S1關斷、S2導通）：此后，UCR 在Io作用下，衰減到0。6）續(xù)流階段（S1關斷、S2導通-關斷）：UCR衰減到0后，VD自然導通開始續(xù)流。由于VD的短路作用，S2可在此后至下一周期到來前以零壓零電流方式完成關斷?？梢?，S1在前四個階段（線性、諧振、保持）均導通，恢復及續(xù)流時關斷。S2的作用主要是隔斷諧振產(chǎn)生保持階段。S1、S2的有效控制產(chǎn)生了PWM的效果，并利用諧振實現(xiàn)了自身的軟開關。該電路的開

42、關管及二極管均在零電壓或零電流條件下通斷，主開關電壓應力低，但電流應力大（諧振作用）。續(xù)流二極管電壓應力大，而且諧振電感在主通路上，因而負載、輸入等將影響ZCS工作狀態(tài)。2零電壓開關PWM變換器UosCRVD1VD4LLCSR0S1S2LRI0VD2VD3圖2-20：Boost型ZVS-PWM變換器上面是Boost型零電壓諧振變換器。在每次S1導通前，首先輔助開關管S2導通，使諧振電路起振。S1兩端電壓諧振為0后，開通S1。S1導通后，迅速關斷S2，使諧振停止。此時，電路以常規(guī)PWM方式運行。同樣，我們可以利用諧振再次關斷S1，CR使得主開關管可以實現(xiàn)零關斷。S1、S2的配合控制，實現(xiàn)軟開關下

43、的PWM調(diào)節(jié)。該電路實現(xiàn)了主開關管的零壓導通，且保持恒頻率運行。在較寬的輸入電壓和負載電流范圍內(nèi)，可以滿足ZVS條件二極管零電流關斷。期缺點是輔助開關管不在軟件開關條件下運行，但和主開關管相比，它只處理少量的諧振能量。3有源鉗位的零電壓開關PWM變換器下圖為有源鉗位的ZVS開關PWM變換器，這是個隔離型降壓變換器。其中，LR為變壓器的漏電感，LM是變壓器的激磁電感。CR為S1、S2的結電容。這個電路巧妙地利用電路的寄生LR、CR產(chǎn)生諧振而達到ZVS條件。同時，CR有電壓鉗位作用，防止S1在關斷時過壓。這里的輔助開關S2同樣是通過控制諧振時刻，來配合S1進行軟開關。該電路具體工作過程從略。Uos

44、LMCCR0S2CSLRS1CR圖2-21：有源鉗位ZVS-PWM正激變換器（這個開關的課堂講解略）。二、PFM變換器PFM是指通過調(diào)節(jié)脈沖頻率（開關管的工作頻率）來實現(xiàn)穩(wěn)壓輸出的。它控制電路相對簡單，但由于它工作頻率不穩(wěn)定，因此一般用于負載及輸入電壓相對穩(wěn)定的場合。R0I0UosCRVDVDSLRL1C1S11Buck零電流開關變換器圖2-22：Buck型ZCS準諧振變換器該電路就是前面動態(tài)過程分析講的典型ZCS降壓型拓補結構。我們可利用諧振電流過零來實現(xiàn)S1通斷，脈寬事實上受諧振電路參數(shù)控制，但我們可以控制S1開通時刻（即頻率）來實現(xiàn)PFM。2Buck零電壓開關變換器UinCRVDVDSL

45、RCRR0SCSI0圖2-23：Buck型ZVS準諧振變換器這個電路是一個Buck型電路結構它利用。它直接利用輸出電感作為諧振電感，和CR產(chǎn)生諧振。過程是：1）線性階段（S導通）：S導通時，輸入電壓Uin將對CR充電，并提供輸出恒流I0。開始時，由于續(xù)流過程沒有結束，VD將維持一段時間向LR提供電流。2）諧振階段1（S導通-關斷）：隨著CR電壓的上升，VD逐步承受反壓關斷。LR、CR開始諧振，輸入電源既要提供負載恒定電流，又要提供諧振電流。由于電源鉗位作用，VD無法恢復續(xù)流。諧振中，可以選擇某一時刻關斷S，關斷時兩端電壓為0。3）諧振階段2（S關斷）：此后，LR、CR、CS共同諧振。當CR電壓

46、諧振到過零時，VD重新導通續(xù)流。4）諧振階段3（S關斷-導通）：續(xù)流期間，LR、CS繼續(xù)諧振。當CS電壓過零時，可以重新開通S。 這個電路是利用S的關斷時刻來達到PFM調(diào)節(jié)的。三、PS軟開關變換器 脈沖移相軟開關變換器用于橋式變換器。橋式變換器必須是在對角開關管同時導通時，才輸出功率。我們可以通過調(diào)整對角開關管的重合角度，來達到調(diào)節(jié)電壓的目的。在中、大功率電源中，經(jīng)常使用這種變換器。 1移相全橋零電壓零電流變換器下圖是移相式PS-FB-ZVZCS-PWM（移相-全橋-零電壓零電流-脈寬調(diào)制）變換器電路拓補結構圖。C1C、C2C是開關管結電容或并聯(lián)電容，LR為變壓器的漏電感，LS為串聯(lián)的飽和電感

47、，Cb為阻斷電容。VD1-VD4用做續(xù)流二極管。原理簡述：這是一個全波橋軟開關變換器，我們可以讓S3、S4在移相時滯后，則我們把S1、S2稱為超前橋臂，S3、S4稱為滯后橋臂。S1、S2可以在LR、LS、C1C、C2C、副邊耦合電感等的諧振作用下，實現(xiàn)零電壓開關。在電流過零時，由于阻斷電容、飽和電感作用，使得零電流有一定保持時間，在此期間，S3、S4實現(xiàn)零開關。如果把LS、Cb去掉，在S3、S4兩端并聯(lián)兩個諧振電容，就構成了移相全橋零電壓變換器。UosR0S1S2S3S4C1CC2CVD1VD2VD3VD4CbLSLRLrCr 圖2-24：移相全橋零電壓零電流變換器2不對稱移相全橋零電壓零電流

48、變換器下圖中，超前臂外接了旁路電容和反并二極管，而滯后臂則沒有。所以稱為不對稱移相全橋變換器。這個電路同樣是通過諧振在零壓時開關S1、S3，而在零電流開關S2、S4。這個電路和對稱全橋的區(qū)別是，對稱全橋由于滯后橋臂有續(xù)流二極管和電容，因此在電流過零后，將形成反向流通渠道，因此要有比較大的電感來維持電流過零的時間，以完成對滯后橋臂的開關。而不對稱全橋則因為滯后橋臂沒有了通路，因此過零后能保持在零電流，以便完成滯后臂的開關。同時，由于對稱全橋電路原邊串聯(lián)了比較大的電感，因而電源效率會有一定損失。而不對稱電路可以不串較大電感，所以損耗降低，電源效率得以提高。下面是該電路的工作過程要點分析如下：ViR

49、0S1S3S2S4C1C2VD1VD2LKL0C0C3SCCC 圖2-25：不對稱移相全橋零電壓零電流變換器1） 先看對角導通，如S1、S4開通時，原邊能量正常向副邊傳輸，C2、Cc充電。2） 當S1關斷時，C1充電，C2放電，原邊電流方向不變。由于C1上升是漸進的，所以S1屬于零壓關斷。3） 當C2放電過零，VD2開始反向?qū)〞r，可以控制S3導通，因此S3為零壓導通。4） S3導通上升沿觸發(fā)一單穩(wěn)態(tài)脈沖，控制輔管Sc導通。此時，Cc電壓被瞬間接到變壓器副邊。從而在原邊產(chǎn)生一瞬間高壓，此較高電壓將加快原邊電流迅速復位歸零。5） 當電流回零后，輔管關斷。此時副邊又被鉗制在近似短路的低電壓，原邊電

50、壓也迅速降低。使得C3電壓反向加到S4上，促使S4在零電流下關斷。6） 此時，在Lk作用下，同時可以零電流開通S2。電流換向成功，進入下半個周期。7） 副邊在原邊換向的同時，也完成換向，且由于Cc的存在，抑制了整流管的反向尖峰電壓。第四節(jié)：其它軟開關技術應用及發(fā)展概況 其實，為了提高對輸入電壓、負載變化的適應能力，降低開關管電壓、電流應力，減少開關損耗等目的，其它改進型的軟開關類型還有很多，也有許多問題需要討論，遠遠不是這些篇幅所能探討的。這里只簡單瀏覽相關典型軟開關電路，感興趣者可查閱相關專業(yè)資料。一 半橋不對稱PWM變換器與全橋變換器不同，在合適的控制方案下，半橋電路也可以組成不對稱ZVS

51、變換器，但無法構成ZVZCS電路。它可以實現(xiàn)開關管的零壓切換，且在寬負載和輸入電壓范圍實現(xiàn)恒頻PWM調(diào)節(jié)。二 有源與無源軟開關一般的軟開關，分為有源和無源兩種。傳統(tǒng)的軟開關要附加有源器件（如開關）及控制電路，近幾年逐步開始開發(fā)無源軟開關，從而促進了電路的簡化和開關電源的成本降低。這項技術的關鍵是用簡單的電路結構來實現(xiàn)dv/dt、di/dt的降低，從而有效地完成ZVS、ZCS控制，以消除電路中的有源部分。三 DC/DC變換器DC/DC變換器實際上就是前面講到的各類變換器。只是去掉開關電源的輸入電路及部分輸出整流器件，形成簡單的DC/DC轉(zhuǎn)換模塊。這類器件目前取得了較大范圍的應用，使得用戶可以簡單

52、地構件自己的電源系統(tǒng)。這種器件的研發(fā)，成為開關電源的一個重要分支。四 軟開關逆變器借用軟開關的概念，在全橋電路上適當改進，可以構成軟開關全橋有源逆變器電路。所以，軟開關技術的應用不僅僅限于開關電源本身，其它類似功率變換電路也可以借用這個技術，而實現(xiàn)功率器件的軟開關，從而降低損耗，提高效率。典型的如變頻器、電機保護器。五 三電平電路在大功率高電壓變換電路中，管子的電壓應力必須盡量降低。因此，研發(fā)了所謂三電平電路。通過增加“變換電感”和電容器件，達到降低電壓應力的目的。這個方案可以使開關管電壓應力降低到輸入直流電壓的一半。六 其它電路及發(fā)展方向變換器電路實際還有很多問題需要討論，我們在有限的時間內(nèi)

53、不可能完全涉及。變換器目前的發(fā)展大體有如下兩個主要趨勢：1、 朝高功率密度、大電流發(fā)展。以滿足高功率電源需要。2、 朝低壓發(fā)展，以滿足低損耗系統(tǒng)的需要。目前在1VDC電源方向展開了一系列研究。第三部分：不二越開關電源第一節(jié)：不二越開關電源集成控制芯片目前，集成開關電源控制芯片技術已經(jīng)十分成熟，為開關電源的制造帶來極大便利，并促進了成本的下降。這類芯片含有：MOS智能開關、電源管理電路、半橋或全橋逆變器、PWM專用SPIC、線性集成穩(wěn)壓器、開關集成穩(wěn)壓器等。不二越電源使用的電源控制芯片是：M51995AFP。下面我們介紹這種芯片。§3-1-1芯片管腳排列及說明這個芯片是M51995AP的擴展。M51995AP的管腳排列見圖19，各引腳定義如下：圖3-1：M51995AP管腳排列圖COLLECTOR：