電流模PWM降壓DC-DC片內補償電路的設計實現(xiàn)

1、    電流模PWM降壓DC-DC片內補償電路的設計實現(xiàn)    電流模PWM降壓DC-DC片內補償電路的設計實現(xiàn)    類別：電源技術      摘要:對單片電流模降壓DC-DC的內部電流環(huán)與電壓環(huán)的穩(wěn)定性進行了分析研究，分別采用分段線性斜坡補償與內置頻率補償技術，有效消除環(huán)路亞諧波振蕩并克服了穩(wěn)定性對輸出負載以及誤差放大器增益的依賴，提高了芯片的瞬態(tài)響應速度及輸出帶負載能力。采用TSMC 0.25m BCD工藝設計

2、實現(xiàn)了一款高電壓電流模PWM降壓型的DC-DC芯片， spectre仿真結果表明，輸出電流可達2 A，其線性調整率和負載調整率均小于0.3 % ，輸出電壓對負載1 A時的階躍響應時間小于70s。 DC-DC轉換器因體積小、重量輕、效率高、性能穩(wěn)定等優(yōu)點在電子、電器設備和家電領域得到了廣泛的應用，進入了快速發(fā)展期。在DC_DC芯片中，電流模PWM技術由于其瞬態(tài)性能好、輸出精度高、增益帶寬大以及實時過流限制等優(yōu)點得到廣泛應用。其中系統(tǒng)的穩(wěn)定性決定了該芯片能否正常工作，對其線性調整率和負載調整率等關鍵性能指標有較大的影響，是芯片設計的關鍵技術。隨著單片集成技術的發(fā)展及進一步簡化應用電路的需求，設計高

3、穩(wěn)定性的開關變換器成為了一大挑戰(zhàn)。目前的補償技術分片外補償和片內補償。相比而言，片外補償方案相對簡單易于實現(xiàn)，需要有單獨的引腳，現(xiàn)大多芯片采用了該方案。片內補償方案可簡化外部應用電路并縮減PCB面積，特別適用于便攜式、小體積等應用需求，但片內補償設計的不好，不僅會增大芯片面積，而且會導致芯片不正常工作。 本文通過分析電流模PWM降壓型DC-DC的環(huán)路穩(wěn)定性，提出了內部補償?shù)姆椒?，實現(xiàn)電流環(huán)與電壓環(huán)的穩(wěn)定性。分段線性斜坡補償技術既能有效防止占空比大于50 %時系統(tǒng)的亞諧波振蕩，又能改善在高占空比時一般線性補償技術的帶載能力低、瞬態(tài)響應慢等缺點 。內置的頻率補償電路通過等效電容，以內部的小電容等效

4、取代外部的大電容，從而合理地進行電壓環(huán)路補償、調節(jié)控制環(huán)路的頻率響應以保證環(huán)路的穩(wěn)定性及優(yōu)化瞬態(tài)響應。 1電流環(huán)補償 圖1所示為電流模降壓型DC-DC的結構框圖。 整個閉環(huán)系統(tǒng)由三部分組成: 調制模塊、補償模塊及反饋網(wǎng)絡。調制模塊由主開關、同步開關、電流檢測、斜坡補償、PWM比較器、邏輯驅動、電感、輸出電容以及負載電阻構成，采樣電感電流并調制VC 信號，產生與之相應的占空比。補償模塊作用于反饋回路， 放大基準電壓VREF與VFB的壓差，產生調控電壓VC ;反饋網(wǎng)絡將輸出電壓VOUT轉變?yōu)榉答侂妷篤FB。同時提供足夠的相位裕度保證環(huán)路的穩(wěn)定性。補償模塊的輸出、電感電流檢測信號以及斜坡補償信號共同

5、控制開關管工作的占空比，最終控制輸出電壓的變化。 圖1電流模降壓型DC-DC的結構框圖 1.1電流環(huán)斜坡補償原理 采樣電流的大小直接影響開關管的占空比，但是當開關管的占空比大于50 %時，電路中的噪聲信號會被放大，電感電流的波形會出現(xiàn)數(shù)倍于時鐘周期的包絡，結果導致電感電流的峰峰值增大，輸出紋波增大，帶載能力降低等一系列問題，這種現(xiàn)象稱為亞諧波振蕩。要使電感電流收斂于時鐘周期，最有效的方法是在采樣電流上加入斜坡補償信號，其斜率： 其中mc 是斜坡補償信號的斜率， m2 是電感電流的下降斜率。 傳統(tǒng)的一階線性補償是在采樣電流上加入隨占空比線性增加的斜坡補償信號， 為了滿足在所有占空比下都不會出現(xiàn)亞

6、諧波振蕩，其斜率應該是： 其中VOmax是輸出端的最大電壓。 補償電流與占空比的關系如圖2所示。傳統(tǒng)的一階線性斜坡補償對于占空比小于50 %也加入補償信號，該技術雖能補償系統(tǒng)電流環(huán)穩(wěn)定，但由于補償模塊的輸出電壓幅度有限，在小占空比下加入的過補償無疑會損耗芯片的帶載能力，使得系統(tǒng)瞬態(tài)響應變慢。為了改善一階線性補償?shù)娜毕?，本文采用了分段線性補償?shù)姆椒ā?圖2補償電流與占空比的關系圖 分段線性斜坡補償技術，就是將占空比分成數(shù)個相鄰的區(qū)間，在每段中補償曲線使用該區(qū)間內最大斜率，即區(qū)間內最右側點對應的補償斜率。如圖2所示，在不同占空比區(qū)間使用不同的補償曲率，既滿足電流環(huán)的穩(wěn)定要求，又能合理減小補償電流，

7、在同一占空比下增大了芯片的帶載能力，實現(xiàn)全區(qū)間內斜坡補償信號都能使系統(tǒng)擺脫亞諧波振蕩，并提高芯片的瞬態(tài)響應速度?；趯﹄娐穬?yōu)化能力的提高和電路復雜程度的折衷，在電路設計時采用三段線性補償技術。 1.2電流環(huán)斜坡補償電路設計 本文所設計的三段線性斜坡補償電路如圖3所示。VCC是內建2.5 V的電壓源， RAMP是從振蕩器出來的三角波信號，幅度為0.6 V1.6 V。Q1、Q2 是射隨三極管，BE結壓差為0.6 V。通過Q1、Q2 的開關將斜坡補償信號按占空比分為0 30 %， 30 % 60 %， 60 % 100 %三段。對應于Q1、Q2 關斷時，A點電壓0.3 V，B 點電壓0.6 V。 圖

8、3三段線性斜坡補償電路 當RAMP信號低于0.9 V，補償信號處于第一段補償區(qū)間即無補償信號;當RAMP大于0.9 V時，Q1 導通， Q2 關斷，補償信號處于第一段補償區(qū)間，根據(jù)疊代定理，此時A、B 點電位可分別表示如下: 其中RA1 = R5 (R4 + R3 )是Q1 導通、Q2 關斷時A端到地的等效電阻。 取電阻R1 阻值約為R5 的7 倍， 則這段區(qū)間內SLOPE端輸出電流斜率如下: 當RAMP點電位大于1.2 V左右，即Q2 開始導通，進入60 %100 %占空比區(qū)間。SLOPE端輸出電流由Q1 和Q2 共同提供，斜率如下: 其中電阻RA2 =R5 (R4 +R2 R3 )是Q1、

9、Q2 同時導通時A端到地的等效電阻;而RB2 = R3 (R4 + R1 R5 )是此時B端到地的等效電阻。 設計SLOPE端產生的斜坡補償電流通過電阻轉換為電壓信號，與采樣電流ISENSE轉換的電壓信號疊加， 共同加到PWM 比較器的反向端。若記SLOPE的轉換電阻為RI ， ISENSE的轉換電阻為Rsense ，則最終系統(tǒng)斜坡補償電流斜率如下: 由式(7)可知，分段線性補償?shù)男甭士梢杂呻娮鑂2 與R5 確定，對于各段的補償電流，只要滿足式(1)與式(7)的要求，即可保證系統(tǒng)電流環(huán)的穩(wěn)定性。 2電壓環(huán)補償 對于芯片電壓環(huán)路的穩(wěn)定性分析，首先要了解其環(huán)路增益的組成。如圖1所示，系統(tǒng)的環(huán)路增益

10、等于電阻反饋網(wǎng)絡增益H ( s)、誤差放大器電壓增益AEA ( s)以及內部調制器增益GVC ( s)之積。由于DC_DC在每個周期中主開關以及同步開關交替工作來維持輸出電壓的穩(wěn)定， 是一種非線性工作狀態(tài)， 線性電路分析方法并不適用。一般用空間狀態(tài)表或等效電路的方法進行分析。根據(jù)等效電路的方法，對CCM模式下環(huán)路進行頻域分析，并建立AC環(huán)路模型。 2.1電壓環(huán)頻率補償原理 調制器增益是由PWM的輸入端電壓到系統(tǒng)輸出電壓VOUT的增益，在忽略斜坡補償時，為： 存在極點： 其中fp1是輸出負載形成的極點， 頻率較低， 一般在交越頻率點fc 內; 而fz1是CO 與其串聯(lián)等效內阻RESR形成的零點，

11、由于RESR阻值較低，一般遠大于交越頻率點。 電阻反饋網(wǎng)絡增益一般由電阻分壓器確定，由于R1、R2 相對負載RL 要大的多， 而C1 遠小于輸出電容CO ，故C1、R1、R2 等效到輸出端的容值與阻值被并入RL 與CO 中，反饋網(wǎng)絡不存在極點： 反饋網(wǎng)絡存在零點，該點一般在交越頻率點fc 外，若相位裕度稍差時可以通過此點提高相位裕度，補償環(huán)路穩(wěn)定性。 誤差放大器的增益主要用于提高環(huán)路增益，補償環(huán)路的穩(wěn)定性。圖1中的誤差放大器的補償網(wǎng)絡提供的增益： 其中是放大器的DC增益，放大器中存在3個零極點，分別是： 其中fp2一般是系統(tǒng)的主極點， 它將內置電容C2 與C3 放大A0 倍而取代了外接的大電容

12、。fz3是用于補償?shù)南到y(tǒng)零點，為了要使環(huán)路相位裕度足夠大，一般fz3小于fC 的四分之一。fp3點與fz3有關，合理地分配C2 與C3 的比例使C2 為C3 的20倍以上，即可將fp3點推到遠離交越頻率點fc 外，不會對系統(tǒng)的相位裕度產生干擾。 由上面增益與零極點的計算公式，可以推出系統(tǒng)電壓環(huán)的增益為: 忽略fz1、fz2、fp3各點，可以通過T ( jf) | f = f c = 1求出 式(12)說明在輸出端電壓固定的情況下，交越頻率點也是固定的。 在輕負載時環(huán)路增益與各模塊的增益波特圖如圖4所示。對于誤差放大器，雖然其增益A0 隨溫度、工藝的變化而浮動，但主極點也隨增益的變化而相應變化，

13、結果其隨頻率變化的斜率是固定不變的。并且在交越頻率處的計算與增益A0、跨導gEA與開環(huán)輸出阻抗ro 無關，是一個理想的固定點。為了排除fp3點對相位裕度的干擾，可通過計算將fz2與fp3重合。 圖4電壓環(huán)環(huán)路增益波特圖 圖5為電流模DC_DC系統(tǒng)的電壓環(huán)簡化流圖，通過計算其環(huán)路增益來分析系統(tǒng)的閉環(huán)響應， 進而理解外界條件變化對輸出的干擾。圖5中的閉環(huán)傳輸函數(shù)為: 其中輸入到輸出的增益： 圖5電流模DC-DC的電壓環(huán)簡化流圖 對于大信號來說， VOUT是基準電壓VREF的1/H，VREF的小信號體現(xiàn)在輸出端， 而輸出電流的變化被衰減RL/T倍，即誤差放大器的DC增益越大，輸出電流對輸出電壓的干擾

14、越小，輸出的負載調整率越好。 輸入電壓到輸出電壓的增益為0，輸出電壓與輸入電壓無關，即線性調整率理論上接近0。 2.2誤差放大器的電路設計 本文所設計的誤差放大器及頻率補償?shù)碾娐啡鐖D6所示。根據(jù)上面的分析要保持輸出端有良好的負載調整率，誤差放大器的DC增益要足夠大。在實際應用中R3 R5 阻值一般大于100 k，為使運放的開環(huán)增益不受R3 R5 的影響，輸出阻抗要超過R5 的阻值。 圖6誤差放大器及頻率補償?shù)碾娐穲D 圖6中M1 M4、M7 是電流鏡，將偏置電流鏡像到各支路。M8 M11是產生低壓電源使用的共源共柵偏置電路，給M14 M17提供靜態(tài)偏置電流與飽和偏置電壓信號。M5、M6、M12

15、M17是單級折疊式共源共柵放大器，其輸出阻抗相對較大ro = ro6 gm15ro15 ( ro17 ro13 ) ，比普通的差分運放的輸出阻抗高出一個量級，滿足高輸出阻抗的要求。且誤差放大器的DC增益A0 = gm 13 ro6 gm 15 ro15 ( ro17 ro13 ) ，可以達到60 dB，滿足大增益的要求。C2、C3、R3 R5 對應圖1中的頻率補償網(wǎng)絡。M7、R6、R7、Q1、Q2 是誤差放大器輸出的高鉗位電路，當輸入端正向壓差過高時，控制VC 的電壓鉗位在1.2 V。通過對C2、C3、R3 R5 進行合理設置，將fc 頻率設置在系統(tǒng)主開關頻率的十分之一處，并將系統(tǒng)電壓環(huán)的相位

16、裕度調制在60°左右，實現(xiàn)快速而穩(wěn)定地響應。 3仿真驗證結果 芯片基于TSMC 0.25 m BCD 工藝， 在( - 40 ， 125 ) 溫度范圍內，利用X2R的陶瓷電容與10H的電感模型，采用spectre對電路進行了仿真驗證，結果表明，在各種輸入輸出電壓下，額定設計范圍內均未發(fā)現(xiàn)電感電流的亞諧波振蕩，補償電路工作正常，芯片工作穩(wěn)定，環(huán)路具有良好的穩(wěn)定性，最大負載電流可達到2 A，常溫下負載調整率以及線性調整率均小于0.3 %。 圖7所示為輸入電壓12 V，輸出電壓3.3 V負載電流0.8 A 條件下， 電感電流IL 、輸出端電壓VOUT、誤差放大器輸出VC、采樣信號與斜坡信號的疊加VS 的波形。當VS 大于VC 時， PWM比較器翻轉，主開關管關斷，同步開關管導通，電感開始放電。通過VS 可以看到實現(xiàn)了斜坡斜率隨占空比變化的目的。圖8所示為輸入電壓12 V，輸出電壓3.3 V時的負載電流階躍響應波形， 輸出電壓的響應時間小于70s， 電壓瞬變小于150 mV，穩(wěn)定后變壓幅度變化不到1 mV，具有良好的輸出瞬態(tài)響應。 圖7各輸出端仿真波形 圖8負載瞬態(tài)響應波形 4結論 本文利用BCD工藝設計實現(xiàn)了一款具有良好穩(wěn)定性的片內補償?shù)母唠妷弘?/p>