2014年哈工大技術人員繼續(xù)教育知識更新培訓_電氣工程專業(yè)課程作業(yè)二

1、2014 年哈工大技術人員繼續(xù)教育知識更新培訓_電氣工程專業(yè)課程作業(yè)二16、簡述Boost斬波器匸作原理答:Boost斬波器是常用的DC/DC升壓斬波器，其拓撲如圖3-1所示。Ut, , URinoo圖3T中，表示輸入電壓，表示輸出電壓，為負載。釆用不同的占空比控制開關S,便可以控制輸出電壓。圖3-1 Boost電路拓撲當開關S開通或關斷時，對應的電路如圖3-2所示。下面在以下兩個假設滿足的條件下進行分析：DBoost斬波器工作在連續(xù)導通模式;Uin2)開關頻率遠大于輸人電壓頻率，這樣在一個開關周期內可以認為是恒定 的。k在以上兩個條件下，參考文獻4中推導出了第個開關周期的占空比，如式(3 -

2、1)所示。Likik, ,1,，refref, , UUk, , , Trefinsdk, , , , UUrefref (3-1)Uk, , Tinks式中，是開關頻率;是第個開關周期時的輸入電壓。讓ef當電路工作進入PFC狀態(tài)后，電感電流就會跟蹤參考電流，參考電流正Utef比于整流輸人電壓。同時，輸出電壓應該跟蹤參考電壓。圖3-2 Boost斬波器電路17、給出固定關斷時間控制的PFC預調整器模塊圖和與之對應的工作時序圖圖3-4工作時序及相關波形18、結合電路圖，說明固定關斷時間控制的原理。c/m(nfCZ二-M幵Jtsxw答：圖3-3所示為固定關斷時間控制的PFC預調整器模塊圖。圖3-4

3、為與之Uout對應的工作時序。誤差放大器(VA)將預調整器輸出電壓的采樣與參考電UUUrefcc壓進行比較并且產生一個誤差信號。正比于兩者之差，反饋到乘法器Umult的一個人口，并與整流輸人電壓的采樣相乘。乘法器的輸出口是一個經 過整UUUcscrefmult流的正弦波，幅值正比于和的幅值，它是PWM的正弦參考電 壓。URscrefsence反饋到比較器的反向輸入端，正向輸入端接入感應電阻上的電 壓，此電壓正比于M開通時流過開關管M和電感L的電流。當這兩個電壓相等時， 比Uscref較器復位PWM鎖存器和M,此時M將被關斷。因此決定流過M和電感LUscref的峰值電流。因為是整流后的正弦波，電

4、感峰值電流也將成為整流正弦 的Toff形狀PWM鎖存器輸出端Q接上升沿觸發(fā)定時器，在一個預設定的時間以 后Toff置位PWM鎖存器，以此開通M并開始另一個開關周期。如果不能使電感 電流降為零，系統(tǒng)將工作在CCM。19、給出直接電流控制配合電網電壓前饋的并網逆變器電流控制框圖，并說明 其原理。圖4-8電流控制框圖圖4-8中，有功電流和無功電流的給定值山當詢的風速和最大功率跟蹤算法訃算得出。以有功電流的控制框圖為例，根據(jù)采集的并網電流進行Park變 換，得到此時的并網電流的呂軸分量和d軸分量。有功電流實際值與有功電流給定 值作差后通過PI環(huán)節(jié)，再與此時的電網電壓的g軸分量相加后作為名軸電壓參考 值

5、。無功電流的控制框圖與有功電流控制框圖相似，最后1軸電圧參考值d軸電壓 參考值經Park反變換后作為PWM逆變器的參考電壓。20、簡述直接電流控制配合電網電壓前饋的并網逆變器電流控制原理。iiqd答：圖4-8電流控制框圖的工作過程如下：假設實際的并網電流、大于給定 值，則兩者比較后的偏差為正，PI輸出器的輸出將不斷增大，參考電壓的iiqd幅值也越來越大，從而導致并網電流增大。該過程將導致并網電流、逐漸 接uuqd近 給定值，PI調節(jié)器的輸出將保持動態(tài)恒定。電網電壓經Park變換后 的、作為前饋量，可以減弱或消除電網電壓波動和電網電壓諧波等因素對并網逆變 電流的影響。21、給出“不可控整流+電流

6、源型逆變器”的結構圖。答：圖4-9不可控整流+電流源型逆變器結構22、給出“不可控整流+電壓源型逆變器”的結構圖，簡述其特點。答：圖4-10是不可控整流+電壓源型逆變器的結構圖。山不可控整流得到的直 流側電壓隨輸入而變化，通過全控型器件構成電壓源型逆變器(VSI),可以通過改 變調制比來實現(xiàn)并網電壓頻率和幅值恒定;這種拓撲可以進一步提高開關頻率，減 小諧波污染，靈活調節(jié)輸出到電網的有功功率和無功功率，從而調節(jié)永磁同步發(fā)電機(PMSG)的轉速，使其具有最大風能捕獲的功能;缺點是不能直接調節(jié)發(fā)電機電磁 轉矩，動態(tài)響應較慢，不可控整流會造成定子電流諧波含量較大，會增大發(fā)電機損 耗和轉矩脈動，并且當風

7、速變化范圍較大時,VSI的電圧調節(jié)作用有限。發(fā)電機鳳力機*si 33)由晶閘骨構成逆變器風力機b)由全控型器件構成連變卷永磴同步發(fā)電機23、比較電流源型逆變器(CSI)與電壓源型逆變器(VSI)的不同點。答:與VSI相比較，電流源型逆變器(CSI)容易實現(xiàn)能量的雙向流動，山于直流 側存在大電感，抗電流沖擊能力強，系統(tǒng)的可黑性更高，但是CSI容易受電網電壓 變化的影響，動態(tài)響應較慢，并且諧波問題較大，功率因數(shù)低。因此，綜合成本、 效率和動態(tài)響應等因素，電壓源型逆變器具有更大的優(yōu)勢，LI前在小型風力發(fā)電機 組中使用較多。24、給出“不可控整流+Boost+逆變”方案的系統(tǒng)結構圖答：圖4-11直驅式

8、風力發(fā)電系統(tǒng)拓撲25、分析“不可控整流+Boost+逆變”方案的基本原理答：圖4-11中的DC-DC變流器為Boost電路。Boost主電路一般山不可控整流 電路、電感、開關管和濾波電容組成。其輸入側有儲能電感，可以減小輸入電流紋 波，防止電網對主電路的高頻瞬態(tài)沖擊，對整流器呈現(xiàn)電流源負載特性;其輸出側 有濾波電容，可以減小輸出電壓紋波，對負載呈現(xiàn)電壓源特性。利用Boost電路在 斬波的同時，還實現(xiàn)功率因數(shù)校正的LI標，包括如下兩個方面:？控制電感電流，使 輸入電流正弦化，保證其功率因數(shù)接近于1,并使輸入電流基波跟隨輸入電壓相 位。？當風速變化時，不可控整流得到的電壓也在變化，而通過DC-DC

9、變流器的調 節(jié)可以保持直流側電壓的穩(wěn)定，使輸出電圧保持恒定。26、給出雙PWM背靠背方案。答:圖4-12是背靠背雙PWM變流器拓撲的結構圖，發(fā)電機定子通過背靠背變流 器和電網連接。發(fā)電機側PWM變流器通過調節(jié)定子側的d軸和q軸電流，控制發(fā)電機的電磁轉矩和定子的無功功率 （無功功率設定值為0） ,使發(fā)電機運行在變速恒頻 狀態(tài)，額定風速以下具有最大風能捕獲功能;網側PWM變流器通過調節(jié)網側的d軸 和q軸電流，保持直流側電壓穩(wěn)定，實現(xiàn)有功功率和無功功率的解耦控制，控制流 向電網的無功功率通常運行在單位功率因數(shù)狀態(tài)。此外網側變流器還要保證變流器輸岀的THD盡可能小，以提高注入電網的電能質量。圖4-12

10、背黑背雙PWM變流器結構27、簡述背靠背雙PWM變流器結構的特點答:背靠背雙PWM變流器結構是LI前直驅型風力發(fā)電系統(tǒng)中較常見的一種拓 撲，國內外對其研究較多，主要集中在變流器建模、控制算法以及如何提高其故障 穿越能力等方面。國內九洲電氣股份有限公司的直驅型風力發(fā)電系統(tǒng)用兆瓦級功率 變流器WindinvertTM-A（最大2MW）和合肥陽光電源有限公司的全功率風力發(fā)電機 組用變流器如WGZ000FP（2W）B|J使用這種結構。這種拓撲的通用性較強，雙PWM變 流器主電路完全一樣，控制電路和控制算法也非常相似;兩側變流器都使用基于DSP的數(shù)字化控制，采用矢量控制，控制方法靈活，具有四象限運行功能

11、，可以實 現(xiàn)對發(fā)電機調速和輸送到電網電能的優(yōu)良控制。28、試比較三級變換（不可控整流+Boost+逆變）與兩級變換（雙PWM變流器）的 優(yōu)缺點。答:Boost電路是三級變換，雙PWM變流器是兩級變換，因而效率更高，但是 全控型器件數(shù)量更多，同時發(fā)電機側變 流器矢量控制通常需要檢測發(fā)電機轉速等 信息，控制電路較復雜，因而具有相對較高的成本;不可控整流+Boost電路構成整流器，控制簡單，實現(xiàn)相對容易，可靠性高，方便實現(xiàn)永磁同步發(fā)電機（PMSG）的無 速度傳感器控制，從而節(jié)約了成本。綜合性能、成本等因素，這兩種拓撲各有優(yōu)缺 點，口前的使用都比較多。29、畫出雙饋感應式風力發(fā)電系統(tǒng)的結構。4 4411 4VESS初妙答:V 4 v圖4-13雙饋感應式風力發(fā)電系統(tǒng)30、說明背靠背雙PWM變流器原理答:雙PWM背靠背方案在雙饋型變速恒頻風力發(fā)電系統(tǒng)中應用也十分廣泛，在 雙饋發(fā)電機的轉子中施加轉差頻率的電流(或電壓)進行勵磁，調節(jié)勵磁電壓的幅 值、頻率和相位，便實現(xiàn)定子恒頻恒壓輸出。其轉子山背靠背雙PWM變流器進行勵 磁，轉子側變流器向轉子繞組饋入所需的勵磁電流，完成定子磁鏈定向矢量控制任 務，實現(xiàn)最大風能捕獲和定子輸出無功功率的調節(jié)。當發(fā)電機亞同步速運行時，往 轉子中饋入能量，作逆變器(Inverter)運行；當發(fā)電