小功率開(kāi)關(guān)電源的經(jīng)濟(jì)效益提升方案

1、（財(cái)務(wù)知識(shí)）小功率開(kāi)關(guān)電源的經(jīng)濟(jì)效益提升方案20XX年XX月多年的企業(yè)咨詢(xún)豉問(wèn)經(jīng)驗(yàn).經(jīng)過(guò)實(shí)戰(zhàn)驗(yàn)證可以落地機(jī)行的卓越管理方案，值得您下載擁有小功率開(kāi)關(guān)電源的經(jīng)濟(jì)效益提升方案（ RCC 電路的徹底解析）在輸出小于50W 的小型開(kāi)關(guān)電源系統(tǒng)中，目前在設(shè)計(jì)上有很多種，但RCC方式被運(yùn)用的能夠說(shuō)是最多的。RCC （即Ringingchokeconvertor ）的簡(jiǎn)稱(chēng)，其名稱(chēng)已把基本動(dòng)作都附在上 面了。此電路也叫做自激式反激轉(zhuǎn)換器。RCC 電路不需要外部時(shí)鐘的控制， 由開(kāi)關(guān)變壓器和開(kāi)關(guān)管就能夠產(chǎn)生振蕩的原因，使線(xiàn)路的結(jié)構(gòu)非常的簡(jiǎn)單，這樣就致使成本低廉。所以能夠用之中電路來(lái)做出地價(jià)格的電源供應(yīng)器。而市場(chǎng)上

2、的小型電源供應(yīng)器也是采用 RCC 來(lái)設(shè)計(jì)的。RCC 電路的主要優(yōu)缺點(diǎn)如下：1 、電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，價(jià)格成本低。2、自激式振蕩，不需要設(shè)計(jì)輔助電源。3、隨著輸出電壓或電流的變化，啟動(dòng)后，頻率周期變化很大。4、轉(zhuǎn)換的效率不高，不能做成大功率電源。5、噪聲主要集中在低頻段。RCC 電路的基本工作過(guò)程?；緸榉醇な阶儞Q器圖壹反激式電源的基本結(jié)構(gòu)圖壹為反激式電源的基本結(jié)構(gòu)，由壹個(gè)開(kāi)關(guān)管和變壓器組成，當(dāng)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，只在變壓器儲(chǔ)存能量，而在直流輸出端沒(méi)有功率的輸出。按照?qǐng)D壹，變壓器的壹次側(cè)線(xiàn)圈用 Lp 來(lái)表示， 在開(kāi)關(guān)管 Tr1 導(dǎo)通期間流過(guò)集電極電流Ic1 ， 變壓器的儲(chǔ)能為：P=1/2Lp（ Ic1 ）

3、2其次，當(dāng) Tr1 截止時(shí)，變壓器的各線(xiàn)圈不但有逆向電壓發(fā)生，輸出側(cè)整流二極管也導(dǎo)通，變壓器所存儲(chǔ)的能量則移到輸出側(cè)。也就是說(shuō)Tr1 在導(dǎo)通期間，變壓器存儲(chǔ)能量，在截止期間輸出能量（電源）。又從變壓器的原理可知，壹次側(cè)所流入的能量壹定等于二次側(cè)直流所輸出的能量。所以可得到以下公式：1/2Lp*Ic1 2*f=Vo*Io上式中 f 為工作頻率Vo 為輸出直流電壓Io 為輸出電流。CRCC的啟動(dòng)回路圖二為 RCC 方式的基本原理圖，當(dāng)加入輸入電壓Vin （電阻連接Tr1 的基極），電流 Ig 流過(guò) RG， Tr1 開(kāi)始導(dǎo)通， 此時(shí) Ig 為啟動(dòng)電流。 開(kāi)關(guān)管 Tr1 的集電極電流Ic 波形如圖三，

4、壹般的，必須從0 開(kāi)始啟動(dòng)。 Ib 變得越小越好。圖二： RCC 基本原理圖圖三：開(kāi)關(guān)管集電極Ic 波形圖Tr1 壹旦進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，變壓器P1 繞組已經(jīng)加上了 Vin ，因此 P2 繞組為按照各個(gè)的圈數(shù)比所形成的電壓為：Eb= （ Nb/Np ） Vin這個(gè)電壓更因在Tr1 導(dǎo)通時(shí)，極性相同，因此Tr1 在導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)能繼續(xù)維持，此時(shí)基極電流Ib 為：Ib= （ Nb/Np ） *Vin （ Vf+Vbe ） /Rb像定電流般的繼續(xù)流動(dòng)。其實(shí)， Tr1 的集電極電流Ic=Vin*T/Lp ， Ic 隨時(shí)間成比例增大。 在 Ton 期間， Tr1呈飽和狀態(tài)，hfe > （Ic/Ib ） （h

5、fe :直流電流放大率。）見(jiàn)圖4所示。圖 4：集電極電流Ic1 波形。選擇基極電阻Rb的重要性前面的工作說(shuō)明是在輸出電壓穩(wěn)定后的初期狀態(tài)。此線(xiàn)路的開(kāi)關(guān)管基極的驅(qū)動(dòng)條件極為重要，例如：輸入電壓Vin 上升，則 Ib 也增加， Ic 同時(shí)跟著增加，也就是說(shuō) Tr1 導(dǎo)通時(shí)間增長(zhǎng)。反之，若輸入電壓Vin 下降，未達(dá)到必要的 Ic ，則 Tr1不能導(dǎo)通，如此Tr1 的直流電流放大率hfe 也需要考慮，最低的輸入電壓由 Ib流過(guò)的基極電阻Rb 來(lái)決定。如何決定 P2 線(xiàn)圈的匝數(shù)？若開(kāi)關(guān)管Tr1 截止時(shí)，（如圖 5 ）開(kāi)關(guān)管射極和基極間加上逆向電壓，則使用的三極管的 Veb （ max ）決不可超過(guò)以下條

6、件：Nb/Ns<Veb（max）/（vo+vf）圖 5： Tr1 截止時(shí)波形Rb 有電流流過(guò)，變成像圖 6 的方波。圖 6： RCC 的脈動(dòng)波形求 Rb 所損失的功率PRB其中 為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間， T 為開(kāi)關(guān)振蕩周期在實(shí)際設(shè)計(jì)中，此PRB 因?yàn)楹艽?，不能被忽視，且是全體轉(zhuǎn)換效率降低的最大因素。定電壓工作的結(jié)構(gòu)經(jīng)過(guò)壹段時(shí)間后：側(cè)輸出電壓上升，此時(shí)圖 2 的 C2 的端電壓也依輸出電壓Vo的比例上升，也就是說(shuō)， Tr1 在截止期間，所積的能量就放出。 D3 給 C2 的充電 電流和 IS 同時(shí)流動(dòng)，則 P2 線(xiàn)圈和 S1 線(xiàn)圈的電壓和圈數(shù)比的關(guān)系如下： 其中VF3, VF4為D3, D4的正

7、向電壓，當(dāng)Vc變化時(shí)，Vo也跟著變化。VC 的端電壓上升，穩(wěn)壓二極管D1 導(dǎo)通，則 Tr1 的基極電流下降，加速Tr1 的截止。 以電壓的關(guān)系來(lái)見(jiàn)， D1 的電壓 VZ 為 VZ=V c+V be 所以 VZ 和的比取決于輸出電壓Vo ?？傊@個(gè)穩(wěn)定電壓的精度直接受輸出電壓精度的影響，即用溫度系數(shù)良好， 56V 的穩(wěn)壓二極管。只是變壓器的各組線(xiàn)圈的電阻，使電壓下降，或D1 的工作電阻 D3 的正向電壓VF 的變化等因數(shù)的影響，實(shí)際上無(wú)法得到橫高的精確度。原來(lái)Tr1的逆偏壓Veb也被涉及，實(shí)際上，也是由D1的其納電壓VZ來(lái)決定的。 。啟動(dòng)時(shí)，集電極電流的控制 在定電壓動(dòng)作期間， Vc 的端電壓

8、很小， Tr1 的基極電流未被限制， 即集電極電流 由Ib和hFE來(lái)決定。 其實(shí)開(kāi)關(guān)管的 h FE 在制作時(shí)，差值很大，環(huán)境溫度也會(huì)有很大的變化，因此，若 沒(méi)有任何的限制時(shí)，集電極電流會(huì)大大的流失。對(duì)線(xiàn)路本身，有很多的損害，為 防止此原因，則增加Tr2, R1和Rsc。也就是說(shuō)Tr1的發(fā)射極電流增大，Tr1的 基極電流下降， Tr1 的導(dǎo)通時(shí)間件短，使輸出電壓下降，進(jìn)行穩(wěn)定化作用?？傊琁ei的最大值不能超過(guò)RSC所決定的值。圖8為此說(shuō)明圖例 圖 7 基本的電流檢測(cè)控制電流圖 8 設(shè)計(jì)實(shí)例 Rcc 振蕩常數(shù)（頻率）的解析 在這里，必須要了解Rcc 工作的振蕩頻率和占空比。占空比D:如圖9 ，依

9、次繞線(xiàn)數(shù)N P 的流出電流為t=t on的最大值iip而得到二次回路的電流最大值i1P ，依變壓器的基本原理：圖 9： Rcc 電路的電流波形 二次電流因i2P 隨率衰減，則瞬間值為i2Rcc 方式的初期條件，當(dāng) t=t oFF 時(shí)， i2=0 以ilP式中的tON代入而求得tOFF： 所之上式成立下面求占空比 D ：此時(shí) ei=V in-Vce （sat） , e2=Vo+VF 代入上式成為較實(shí)用的公式。如何求振蕩頻率f:由于壹次側(cè)和二次側(cè)的電量相等的條件，1/2L 1*I 1P*f=I O*e2依此求得由此演變，可求得振蕩頻率f ，由之上倆個(gè)結(jié)論公式， RCC 方式的工作就應(yīng)該很明了了。占

10、空比 D 和輸入的電壓成反比，V IN 增大，D 變小，也就是說(shuō)t ON 變短t OFF 不會(huì)變占空比不受負(fù)荷電流的影響。占空比隨變壓器壹次側(cè)電感量Lp變大而增加，二次側(cè)電感量Ls的增大而減小。振蕩頻率 f 隨輸入電壓VIN 上升而上升，和負(fù)載電流成反比例而下降。振蕩頻率f隨Lp, Ls成反比下降。之上結(jié)果和實(shí)際結(jié)果非常壹致。變壓器的設(shè)計(jì)。求壹次線(xiàn)圈Np匝數(shù)變壓器的設(shè)計(jì)方式，最先求壹次線(xiàn)圈的圈數(shù)（匝數(shù)T ）依 RCC 的設(shè)計(jì)方式，圖 10 為鐵心（磁體 CORE ）的 B-H 曲線(xiàn)，± Bm 之點(diǎn)為飽和點(diǎn)， 此點(diǎn)的磁通密度稱(chēng)為飽和磁通密度。圖 10 磁 B-H 曲線(xiàn)圖 11B-H 曲

11、線(xiàn)的溫度特性圖 12I l 的電流波形壹次繞組的求解公式如下：tON ：最大值為T(mén)/2VIN ： p1 線(xiàn)圈的電壓B ：磁體的磁通密度A ：磁體的有效截面積若磁體的材質(zhì)為 ferrite 磁體， 如圖 11 ， 溫度的變化， 使最大的磁束磁通密度Bm 產(chǎn)生變化，也就是說(shuō)，依實(shí)際的工作條件的 Bm 特性求得，在 100 的 Bm 為 35004000（Gauss 高斯），范圍很小，大約用 2030% 的值，去估計(jì)使用。若在過(guò)流狀態(tài)下， t ON 會(huì)很大，磁體仍在此范圍內(nèi)，此過(guò)度狀態(tài)是因磁體未達(dá)到飽和的緣故。電感值的計(jì)算：當(dāng)輸入電壓Vin最小的占空比用1/2法去設(shè)計(jì)時(shí)，Il像（圖12般）的碎波，輸

12、出功率為 P。, 功率轉(zhuǎn)換效率為刀，壹次側(cè)電流的平均值為Ii （ave）,最大值為I*壹次繞組的電感 Lp為 。其它線(xiàn)圈的計(jì)算二次電流的峰值（peak ） I2P,對(duì)于輸出電流Io的關(guān)系如下：二次繞組的電感量Ls 為：如果這里 tON =t OFF=2/T 的條件，則 2 次繞組的圈數(shù)為： 下式中Vf為二次整流二極管的正向壓降，其中Vs=Vo+Vf求解得 開(kāi)關(guān)管基極驅(qū)動(dòng)繞組N P2 的計(jì)算：因丁門(mén)的Veb條件： 之上各繞組匝數(shù)已經(jīng)決定,輸出側(cè)因線(xiàn)路電壓降(linedrop) 的發(fā)生,實(shí)際的圈數(shù)有必要比之上值稍多 .因?qū)嶋H磁導(dǎo)率的關(guān)系 ,必須加入氣隙(Gap)RCC 方式的變壓器,在求壹次側(cè)匝數(shù)

13、時(shí),磁通密度為必要的條件,即之上的計(jì)算方式,較電感的實(shí)際值 ,通常要大壹些.在固定的輸出功率下,振蕩頻率 f 太低的結(jié)果,會(huì)導(dǎo)致磁飽和 .因此 , 當(dāng)磁體的實(shí)際導(dǎo)磁下降時(shí),電感值非減到必要值不可,用實(shí)際的EE、 EI 磁體 ,則像圖 13 壹樣 ,插入氣隙 (Gap). 圖 13 氣隙的描述 氣隙的求法如下： 這里要求的 Lg 為磁回路內(nèi)合計(jì)的氣隙的厚度,故中心孔 (centerHole) 和外部倆地方,同時(shí)把距離 (space) 插入, 也就是說(shuō)氣隙紙的厚度為L(zhǎng)g/2.氣隙紙的材質(zhì),只要是絕緣的物質(zhì)就能夠,這種紙,因溫度的關(guān)系,厚度會(huì)改變,通常壹 Mylar 紙或 bakelite 板來(lái)使用

14、。 (墊紙?jiān)诘皖l時(shí)有可能出現(xiàn)噪聲，穩(wěn)定性也不是很理想。采用磨的方 法比較好，可是磨的話(huà)在變壓器工藝上會(huì)比墊紙困難。)變壓器繞線(xiàn)結(jié)構(gòu)變壓器會(huì)因?yàn)榫€(xiàn)圈的繞線(xiàn)方式而在特性上有很大的差別，特別是壹次繞組N P1 和二次繞組N P2 間的結(jié)合度，非注意不可。 結(jié)合度是壹次繞組所發(fā)生的磁束，比起2 次側(cè)線(xiàn)圈來(lái)誘導(dǎo)時(shí)，沒(méi)有被誘導(dǎo)的部分稱(chēng)為磁漏( leakageflux ) (這句就是我們所說(shuō)的漏感，即由于初、次級(jí)間，匝和匝之間，磁通不能完 全偶合而出現(xiàn)的漏感。) 要使結(jié)合度上升，對(duì)于繞組的結(jié)構(gòu)，有下列倆點(diǎn)必須注意。各繞組要繞滿(mǎn)圈數(shù)若少的話(huà)，只繞壹半時(shí)，可將每圈都把間隔加大，或把線(xiàn)徑減小， 23 條線(xiàn)壹起繞也

15、有 效，如圖 14 。 圖 14 圖 15 如圖 15 ，三明治的多層分割繞法。 繞組的順序?yàn)椋鹤畛鯊囊即卫@組Npi繞起，其次是2次繞組Ns,普通最后由基本繞組完成。在此，則由壹次繞組N P1 再繞壹次，和底層的 N P1 且列，再接在壹起。其他繞組：用 N P1 和 N P、 夾著之故，壹次繞組及其他繞組間的結(jié)合度就回提高。漏感電感的影響變壓器要完全100% 偶合是不可能的， 尤其是 RCC 方式， 因設(shè)有很大的氣隙， 漏感必然增加。如圖 16 所示， T 型等效回路的Le1 ， Le2 的漏感就產(chǎn)生了。圖16當(dāng)壹次和 2 次電流流動(dòng)時(shí)，能量就開(kāi)始積蓄，若其他的繞組未偶合的話(huà)，壹次側(cè)的能量就

16、無(wú)法完全轉(zhuǎn)移到 2 次側(cè)，則變壓器在Tr1 截止的瞬間會(huì)發(fā)生很大的逆電壓，和Tr1 的集電極電壓疊加在壹起。抑制逆電壓的吸收( snabber )電路圖17圖 17 中，在 N P1 繞組倆端，加入由二極管，電容構(gòu)成的電路。漏感電感 Le1 積蓄的能量為 P1 ，振蕩頻率為f ，Tr1 在截止時(shí)發(fā)生的逆電壓為 puese ，若在電容的直流電流，就被R 抵消掉。P1 由上式公式來(lái)決定，電阻值增加，則電壓就會(huì)生高。電阻值低，電壓就會(huì)下降。但VC 和2 次繞組NS 和輸出電壓VO 有關(guān)。反激電壓Vf ，這樣低的電阻值就會(huì)將損耗增大。變壓器的漏感或因輸出功率所引起的積蓄能量而起變化，所以這里的電阻約為

17、 10-50K 最合適。濾波電容的決定方法。紋波(ripple )電流為主要參數(shù)RCC 方式，設(shè)計(jì)時(shí)的重點(diǎn)在輸出側(cè)，濾波電容的紋波電流， 2 次側(cè)在開(kāi)關(guān)管截止期間流通，因電流波是三角波，因此紋波電流的實(shí)際值顯的更大。當(dāng)電解電容因紋波電流的流通，由于內(nèi)電阻而產(chǎn)生損耗，因此內(nèi)部溫度上升，此為電容壽命縮短的原因。電解電容在最高溫度使用時(shí)，頂多能保證2000 小時(shí)的壽命，當(dāng)溫度上升10 ，則壽命將減半。受周?chē)l(fā)熱物的熱度影響的同時(shí)，紋波電流本身發(fā)熱的抑制工作非常重要。因此紋波電流的最大值必須加以規(guī)定。高頻用電容，因內(nèi)電阻很低，所以 case ， sige 比較大表1 圖18表 1 為電容器的紋波電流和

18、 case ， sige 的比較。紋波電流的大小紋波電流的波形如圖 18 ，用直流 bias 得到的波形，也就是說(shuō)：壹個(gè)周期分成了 3 段期間，求實(shí)際值之后再合且計(jì)算。有關(guān)其時(shí)間的推導(dǎo)如下：第壹期間，電流的瞬時(shí)值i1 為：從之上條件，第壹期間的紋波電流Ir1 ，而求得以下公式。其中第二期,同第壹期同樣計(jì)算:(i2=i 1)第三期(i3=I O)三期的值的合且計(jì)算:雖然計(jì)算過(guò)程繁雜,但且不難,最后若能把公式記起來(lái),在實(shí)際設(shè)計(jì)上就足夠了.又toN=t off,占空比為0.5的條件，IP=4I o之故,若記得Ir=1.3I。的話(huà)，簡(jiǎn)單的電容的紋波就能夠求得 .若在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí),最好選比此值之上的容許紋

19、波電流的電容,因壹只電容不夠時(shí),可多接幾個(gè)。反饋時(shí)的定電壓控制實(shí)際上，廣被應(yīng)用的 RCC 方式的開(kāi)關(guān)電源變換器直接監(jiān)視輸出電壓，開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換的頻率或?qū)ㄆ陂g使定電壓能控制在圖形之內(nèi)。若不如此，光靠基本電路則電壓的精確度就不好，造成很多電路不能動(dòng)作。穩(wěn)壓器( shuntregulator )的控制回路由可調(diào)穩(wěn)壓調(diào)整( programableshuntregulator )和光電偶合器( photocoupler )構(gòu)成，例如 TL431 是 3 斷的可調(diào)穩(wěn)壓調(diào)整器。如圖 19 ，內(nèi)部有壹個(gè) QP-AMP 和基準(zhǔn)電壓Vref 。圖 19 圖 20基準(zhǔn)電壓Vref R2.7V之故，REF的端子電壓變成

20、Vref時(shí)，就產(chǎn)生電壓工作。如圖 20所示，導(dǎo)出輸出電壓Vo 為：因此實(shí)際在零件的容量也考慮時(shí)，插入可邊電阻，就能夠設(shè)定細(xì)微的電壓，當(dāng)輸出電壓Vo 上升時(shí)，不但 TL431 的 cathode 電極(K )的電壓低下，流國(guó)photocouplerPC1 的發(fā)光二極管的電流就增大， 如此，對(duì)應(yīng)photocoupler 的光敏三極管的 Ic 電流也增加， 也會(huì)流過(guò)大量的集電極電流，因此截止開(kāi)關(guān)管的 Tr1 的基極電流， Tr1 的電流被分散，也就是Ib1 就減小了。若 Tr1 的基極電流減少， 則小集電極電流無(wú)法流過(guò)去， 極短的導(dǎo)通時(shí)間后就變?yōu)榻刂埂?因此，要流入變壓器的電流就減少，致使輸出電壓的

21、降低。光電偶合( photocoupler )的特性Photocoupler 就是使電壓變化而來(lái)的信號(hào)，用線(xiàn)性( linear )方式傳導(dǎo)，經(jīng)過(guò)壹段時(shí)間的變化，故意讓電流傳導(dǎo)特性劣化，直接和發(fā)光二極管連接的電阻非十分低不可。如圖 21 表示， photocoupler 的傳導(dǎo)特性。圖 21對(duì) handing的考慮對(duì)于因電壓節(jié)制的返回系統(tǒng)來(lái)說(shuō)， photocoupler 的慢性回應(yīng)( Trr )也包含在內(nèi)，而發(fā)生相位延遲，定電壓節(jié)制本體也是負(fù)返回節(jié)制，因?yàn)橛?80 度的相位，更因重復(fù)有180 度的相位延遲，使相位轉(zhuǎn)回 360 度，使它振蕩起來(lái)。開(kāi)關(guān)調(diào)整器稱(chēng)它為handing ，絕對(duì)要抑制癥狀。H

22、anding 是因?yàn)轭l率的相位延遲180 度之故， 在對(duì)策上如圖 22 所示， 能夠施以用誤差放大器 TL431 來(lái)做正相位補(bǔ)償，其方法能夠數(shù)KHZ 之上的多余物不產(chǎn)生。在此 oPAMP 的交流回歸工作，在coathode 和 REF 端子間加上和 CR 連接的東西， C 為0.0470.22uF , R為470 Q10K 的范圍當(dāng)成基準(zhǔn)。對(duì)于間歇間的振蕩也要注意， 若輸出電流減少時(shí)， 類(lèi)似 handing 的間歇性振蕩也會(huì)發(fā)生， 如圖 23 所示， 在壹段期間不但switching 接著的壹段時(shí)間則 swithing 完全停止的癥狀， 照片2 則是實(shí)際的波形例子。圖 22 圖 23 照片 2

23、這是因?yàn)?switchingtransistor （ 開(kāi)關(guān)管） 的基極的驅(qū)動(dòng)電流過(guò)大， 使 linear 無(wú)法控制而發(fā)生，所以不使電流過(guò)多流失， 像圖 24 ， 在輸出直接加入電阻，如它像平常壹樣的流動(dòng)電流，這個(gè)電阻稱(chēng)為 breeder 電阻。（此值壹般取滿(mǎn)載的 0.02 左右電流做為計(jì)算）圖 24過(guò)流保護(hù)要保護(hù)哪里的電流呢？因?yàn)檩敵龆搪坊蜻^(guò)負(fù)載的異?，F(xiàn)象，為防止電源內(nèi)部零件的破損，不得不設(shè)置過(guò)電流保護(hù)。在 RCC 方式時(shí)，目的在防止啟動(dòng)電流過(guò)大，壹次繞組必須設(shè)計(jì)電流控制回路，像這種利用來(lái)過(guò)過(guò)流保護(hù)是很平常的。不過(guò)輸出電流和壹次繞組的 switching 電流完全沒(méi)有比例的關(guān)系，基本線(xiàn)路的電流

24、控制特性為可保護(hù)瞬間的短路。短路電流是非常大的，除此之外，輸出電壓變化時(shí)，像圖 25 般的工作也會(huì)產(chǎn)生。當(dāng)輸入電壓上升，則 switching 的頻率就提高，對(duì)同樣的輸出功率，因很小的壹次電流要使Reak 值達(dá)到，電流控制的工作點(diǎn)就提高，而成為 shift 。圖 25 圖 26過(guò)電流保護(hù)特性的改善這些問(wèn)題的解決方法如圖 26 的電路，過(guò)電流的檢出可利用 switchingtransistor 的 emitter電阻的壓降，這里的波形因?yàn)槭侨遣?，控?transistor 的 base 接著 0.1uF 的電容。從base線(xiàn)圈開(kāi)始穩(wěn)壓二極管DZ和R,再經(jīng)過(guò)C和R,按輸入電壓的比例的電流，去控制

25、三極管 Tr2 的基極電流大小。當(dāng)輸入電壓上升時(shí)，這個(gè)電流增加，使Tr2 的基極產(chǎn)生正向偏壓，而有小的 switching 電流， Tr2 的驅(qū)動(dòng)電流就被分散，極短的導(dǎo)通時(shí)間，三極管就被轉(zhuǎn)換為截止?fàn)顟B(tài)，如照片 3 。照片 3當(dāng)過(guò)電流工作時(shí)，和輸入電壓同時(shí)，因基極線(xiàn)圈的逆電壓也下降，控制 Tr2 的基極偏壓也就變得很小，促使Tr2 流動(dòng)方向工作起來(lái)，這樣的動(dòng)作，就能夠防止輸出短路電流流量過(guò)大。這個(gè)線(xiàn)路的計(jì)算非常繁雜，可參考圖上的常數(shù)。多組輸出電源的實(shí)用設(shè)計(jì)實(shí)例在此按輸入輸出規(guī)格，用實(shí)際的數(shù)值去計(jì)算，來(lái)試見(jiàn)線(xiàn)路的餓設(shè)計(jì)。要求如下：輸入電壓：85110V輸出電壓：+5V5A+12V1A-12V0.3A基本線(xiàn)路的參數(shù)（ parameter ）的計(jì)算線(xiàn)路圖如下：輸入整流的最小電壓為：這樣來(lái)見(jiàn)，在輸入為 100V 時(shí)，工作頻率應(yīng)該在20kHZ占空為 0.5 來(lái)設(shè)計(jì)計(jì)算輸出功率：假設(shè)效率為 70% 來(lái)計(jì)算，壹次側(cè)輸入功率為：所以，輸入的平均電流I1 為：又因?yàn)檎伎諡?.5 ,相關(guān)的開(kāi)關(guān)電流的最大值Iip為Ii的4倍得：計(jì)算變壓器：按之上條件，來(lái)計(jì)算變壓器的壹次繞組NP1 和電感 LP1 ，因?yàn)楣β试?8W ，所以選擇 EI40 變壓器，查參數(shù)表Bm 為 4800 （GAUSS ），余量可充分見(jiàn)到磁通密度 B=2700 （ GAU