高效率PWM音頻功率放大器

1、高效率PWM音頻功率放大器本設(shè)計(jì)主要由功率放大器、信號(hào)變換電路、輸出功率顯示電路和保護(hù)電路組成。功率放 大器部分采用D類(lèi)功率放大器確保高效，在 5V供電情況下輸出功率大于 1W,且輸出波形 無(wú)明顯失真，低頻輸出噪聲電壓很低（輸出頻率為20kHz以下時(shí)，低頻噪聲電壓約1mV）;信號(hào)變換部分采用差分放大電路，將雙端輸出信號(hào)變?yōu)? ： 1的單端輸出信號(hào)；輸出功率顯示部分用乘法器電路及帶 A/D轉(zhuǎn)換的電壓表頭顯示功率值，電路簡(jiǎn)單合理；保護(hù)電路部分 采用電流互感器監(jiān)控，實(shí)現(xiàn)輸出短路保護(hù)。1、題目分析及設(shè)計(jì)方案論證與比較根據(jù)題目要求，整個(gè)系統(tǒng)由D類(lèi)PWM功率放大器、信號(hào)轉(zhuǎn)換電路及功率測(cè)量顯示裝置 組成。其

2、中核心部分為 D類(lèi)PWM功率放大器。之所以選擇此方案是因?yàn)镈類(lèi)PWM功放能夠達(dá)到更高的效率，且更好地確保波形不失真，加之以合理的濾波網(wǎng)絡(luò)又進(jìn)一步克服了高 頻干擾，從而使系統(tǒng)成為高效率、低失真、低干擾的功率放大系統(tǒng)。系統(tǒng)組成框圖如圖3.1所示。下面我們分別論述框圖中各部分設(shè)計(jì)方案。圖3.1系統(tǒng)組成框圖D類(lèi)功率放大器信號(hào)變換電路率試路顯電 功測(cè)電及示路2、總體設(shè)計(jì)思路根據(jù)題目要求，經(jīng)過(guò)認(rèn)真分析，決定采用脈寬調(diào)制方式實(shí)現(xiàn)低頻功率放大器 率放大器）。脈寬調(diào)制電路（PWM）的脈寬調(diào)制原理 如圖3.2所示。（即D類(lèi)功Vin-O.占空比-50%圖3.2脈寬調(diào)制原理圖一般的D類(lèi)放大器電路的工作原理是用“振蕩發(fā)

3、生器”輸出的三角波與來(lái)自外部的模擬音頻信號(hào)進(jìn)行比較，在“脈寬調(diào)制比較器”輸出端產(chǎn)生一個(gè)其脈寬變化與音頻信號(hào)幅值成正 比例的可變脈寬方波。此方波通過(guò)“數(shù)字邏輯電路”輸出反相的方波。在音頻信號(hào)的前半周（正電壓），脈寬調(diào)制方波的占空比小于50%,使高端MOS管飽和導(dǎo)通，輸出瞬間脈沖電壓Vec 0=Vcc。在音頻信號(hào)的后半周（負(fù)電壓），低端MOS飽和導(dǎo)通，電壓0 Vec=-Vcco將輸 出的脈寬調(diào)制電壓經(jīng) LC低通網(wǎng)絡(luò)濾除高頻成分，在負(fù)載端得到與輸入模擬信號(hào)相似但被放大了的電壓。D放大器雖有較大難度但可大大提高效率，且失真很小，波形放大效果良好，而且配合 以較好的濾波網(wǎng)絡(luò)克服了高頻干擾。系統(tǒng)原理框圖

4、如圖3.3所示?？刹捎?AD 521實(shí)現(xiàn)雙端輸入變單端輸出的信號(hào)變換。在 測(cè)試部分采用乘法器將變換電路輸出的信號(hào)電壓加以平方，經(jīng)分壓送至表頭顯示。信號(hào)變倏電路圖3.3系統(tǒng)原理框圖高速驅(qū)動(dòng) 電路及凌 波網(wǎng)絡(luò)第1節(jié)PWM功率放大器實(shí)驗(yàn)一三角波發(fā)生器及誤差放大器用555芯片構(gòu)成三角波發(fā)生電路,如圖3.4所示。VTj8DVT4300Q-10AJ §學(xué)JS學(xué)X 乙 VDjVDi4700pF本設(shè)計(jì)利用555組成的多諧振蕩器的 C4充放電特性加以改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)C4的線(xiàn)性充放電獲得三角波。利用 VTVT2和R6構(gòu)成的恒流源對(duì) C4實(shí)現(xiàn)線(xiàn)性充電，利用 VT3、VT4和R7構(gòu) 成的恒流源實(shí)現(xiàn)對(duì) C4的放電，

5、電容C4的三角波經(jīng)VT 5射極跟隨器輸出該振蕩器的震蕩頻率 f=0.33/(116 + R7)C4。按圖中各元件的參數(shù)，我們得到了一個(gè)線(xiàn)性很好、頻率約為100kHz、 峰峰值為2.18 V的三角波，將其輸入到脈寬調(diào)制比較器的一個(gè)輸入端。該部分的作用是將輸入信號(hào)按比例放大以便與三角波比較，通過(guò)以O(shè)P-37運(yùn)算放大器為核心加上相關(guān)元件形成反向比例放大電路，電路 如圖3.5所示。圖3.5誤差放大器電路R2、R4共同分壓將OP-37腳的電壓抬至2.5 V,這樣可使放大后的波形中點(diǎn)在 2.5V處, 且是下對(duì)稱(chēng)無(wú)失真，放大比例系數(shù)由 R3和R決定，即A=R”R1,。、C3起隔直作用，電容 C2的作用是用來(lái)

6、限制通頻帶的寬度。 C2越大，頻帶越窄；C2越小，頻帶越寬。實(shí)驗(yàn)二脈寬調(diào)制比較器及死區(qū)時(shí)間控制該部分的作用是將誤差放大器輸出的波形與三角波發(fā)生器輸出的波形進(jìn)行比較。輸出一個(gè)脈寬與誤差放大器輸入信號(hào)幅值成比例的可變脈寬方波。三角波頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于輸入信號(hào)頻率，相當(dāng)于對(duì)輸入信號(hào)采樣點(diǎn)大大增加，從而保證還原后的波形不失真。其中核心器件為 LM139,該芯片為四比較器集成電路。這里所要注意的是必須使三角波 和音頻信號(hào)的電壓中心線(xiàn)重合，即LM 139的、管腳的靜態(tài)電位相同，否則脈寬調(diào)制信號(hào)的占空比將不能在要求的范圍內(nèi)變化。我們通過(guò)可調(diào)電阻R12來(lái)實(shí)現(xiàn)這一要求。脈寬調(diào)制比較器電路如圖3.6所示。圖3.6脈寬調(diào)

7、制比較器電路提示：死區(qū)時(shí)間不應(yīng)超過(guò)調(diào)制脈沖的1/10 ,否則輸出的波形將出現(xiàn)明顯的失真；另外，死區(qū)時(shí)間也不可過(guò)短，否則橋路管子將會(huì)共同導(dǎo)通，在極短的時(shí)間內(nèi)大電流將從MOS1、MOS2和MOS3、MOS4同時(shí)流過(guò)，造成電能的損耗，使整體的效率下降，甚至燒毀管子。所以死區(qū)時(shí)間的建立是整個(gè) D類(lèi)放大器性能提高的關(guān)鍵之一。電路如 圖3.7所示。實(shí)驗(yàn)三 高速門(mén)開(kāi)關(guān)和濾波網(wǎng)絡(luò)高速門(mén)開(kāi)關(guān)和濾波網(wǎng)絡(luò)電路 如圖3.8所示。驅(qū)動(dòng)電路除注意其驅(qū)動(dòng)能力外，還應(yīng)注意要使其反應(yīng)盡量快，提高對(duì)窄脈沖的反應(yīng)，以保證對(duì)波形的完整還原。在高速低耗的MOS管的D極和S極間反向并聯(lián)上高速二極管 （VDiVD4）,使電感（Li、L2）

8、上產(chǎn)生的電流在死區(qū) 時(shí)間內(nèi)快速泄放，以保證下一個(gè)調(diào)制脈沖的電流正常工作，否則橋臂會(huì)出現(xiàn)電流的停滯，輸出波形將會(huì)出現(xiàn)失真、幅值過(guò)小等。濾波網(wǎng)絡(luò)的主要功能是濾除高次諧波，還原調(diào)制波中所帶載的低頻信號(hào)。濾除效果的好壞主要取決于與負(fù)載相并聯(lián)的電容的大小，電容越大，濾波效果越好，但是電容越大，放大器的頻帶寬度、放大倍數(shù)及頻率都會(huì)受到影響。通過(guò)反復(fù)實(shí)驗(yàn)，我們選擇了 4.7 口的電容，使上述三者達(dá)到了較好優(yōu)化。此外，電感大小也是影響這三者的重要因數(shù)，電感相對(duì)小時(shí)，會(huì)大大提高三者的指標(biāo)，但過(guò)小又會(huì)降低高次諧波的濾除效果，實(shí)驗(yàn)證明選擇20口的電感較為合適。驅(qū)動(dòng)器IHG2驅(qū)動(dòng)器2OURLG?MOS3HG1OUT

9、ILG1MOS1MQS心VSMOSJ r-E0本VD? LH20HH J_GtVDi T lOOnF4.7MF1lOOnF圖3.8高速門(mén)開(kāi)關(guān)和濾波網(wǎng)絡(luò)第2節(jié)功率測(cè)量與保護(hù)實(shí)驗(yàn)四 信號(hào)變換電路及保護(hù)電路信號(hào)變換電路如圖3.9所示。精密放大器 AD521有高輸入阻抗、懸浮輸入、高共模抑 制比、高精度、低漂移和低噪聲的特點(diǎn)。聯(lián)入網(wǎng)絡(luò)之前，應(yīng)首先對(duì)AD 521進(jìn)行調(diào)零，即輸入短路時(shí)，調(diào)整、管腳間10kQ的滑動(dòng)變阻器，使輸出為零。接入網(wǎng)絡(luò)后，1MQ電阻和100k電阻的分壓比為1/10 ,所以放大器的放大倍數(shù)應(yīng)為10才能使變換電路總的放大倍數(shù)為1。通過(guò)調(diào)整5k的滑動(dòng)變阻器使放大器的放大倍數(shù)為10。這樣就得

10、到了一個(gè)放大倍數(shù)為1的信號(hào)變換電路，將功率放大器雙端輸出信號(hào)轉(zhuǎn)換為單端輸出。圖3.9信號(hào)變換電路保護(hù)電路 如圖3-10所示。用電流互感器取主電路電流，經(jīng)變換后送到滯回電壓比較器，形成短路保護(hù)信號(hào)，送至高速開(kāi)關(guān)電路，鎖定脈寬調(diào)制信號(hào)輸出，達(dá)到可靠的輸出短路保護(hù) 功能。iwkn實(shí)驗(yàn)五功率測(cè)量電路在負(fù)載一定時(shí)(8Q),功率與電壓的平方成正比，所以我們將變換電路的輸出接低通網(wǎng)絡(luò)后再接入由乘法器搭成的平方電路。功率測(cè)量電路如圖3.11所示。+ 15VB -J5V?_r?IMF r -sknlb_is 年7，圖3.11功率測(cè)量電路乘法器芯片我們用的是 AD 533,其那邊包含了一個(gè)運(yùn)放。 此電路的關(guān)鍵部分

11、在電路調(diào)零。我們的調(diào)零是在、 管腳短接的情況下進(jìn)行的，步驟如下：當(dāng)X=0時(shí)，調(diào)Zo使輸出為0V。 當(dāng)X=10Vdc時(shí)，調(diào)增益使絲綢為+10Vdc。 當(dāng)X=10Vdc時(shí)，調(diào)Xo使誤差減半，再調(diào)增益使誤差為零。當(dāng)輸入接地時(shí)，檢查輸出補(bǔ)償。如果輸出不為零，重復(fù)上述步驟直至輸出無(wú)誤差。測(cè)試表頭是測(cè)量直流電壓的三位半表頭，所以要將交流變?yōu)橹绷鳌Ｎ覀儗⑵椒诫娐返妮敵鼋訛V波網(wǎng)絡(luò)變?yōu)橹绷骱蠼尤氡眍^，使其作為功率來(lái)顯示功率放大器的輸出功率。其邊比可由乘法器AD 533內(nèi)部運(yùn)放的放大倍數(shù)調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)、管腳的電阻值，使功率表輸出的精 度優(yōu)于5%。第 3 節(jié) 調(diào)試與分析1. 誤差放大器放大倍數(shù)A=R3/R1=5； 使

12、R2=R4， 則保證了輸出波形上下于2.5V 對(duì)稱(chēng)；隨 C 2的減小，誤差放大器頻帶將會(huì)變寬，當(dāng)C2=180pF 時(shí)，頻帶為20kHz。2. 三角波調(diào)試我們通過(guò)改變電容C4 值來(lái)改變頻率。變大電容值，頻率變低；變小電容值，頻率變高。最終我們?nèi)4為4700pF,使三角波頻率約為 100kHz。3. 比較器調(diào)試其關(guān)鍵操作是必須保證輸入兩信號(hào)的中心電壓相同從而才能正確比較；方法是先將誤差放大器輸出波中心電壓確定，通過(guò)調(diào)節(jié)R12來(lái)改變?nèi)遣ㄖ行碾妷骸?. 死區(qū)時(shí)間采用示波器的雙路通道，觀(guān)察兩個(gè)輸出端的波形。通過(guò)變換電阻和電容的大小， 使兩個(gè)小波形的高電平部分不會(huì)出現(xiàn)重合的部分，保證死區(qū)時(shí)間不會(huì)過(guò)小。在整體調(diào)試時(shí)，采用上述方法來(lái)取得整體的最優(yōu)效果。5. 高速門(mén)電路檢測(cè)兩橋臂的輸出部分，觀(guān)察其死區(qū)時(shí)間的大小。應(yīng)盡量保證死區(qū)時(shí)間小于調(diào)制脈寬的1/10,并注意輸出電壓的峰峰值應(yīng)大于4.8 V,否則，說(shuō)明橋臂上的管子的速度不匹配。信號(hào)變換電路及功率測(cè)量顯示電路的調(diào)試參見(jiàn)總體設(shè)計(jì)部分及圖 3-1 所示。6. 測(cè)量結(jié)果