基于OB2532的LED恒流源驅(qū)動設計

1、OB2532的LED恒流源驅(qū)動設計編寫：梁炯名3.1芯片介紹LED驅(qū)動芯片是LED的另外一個重點，不同芯片有著不同的外圍電路，而且所驅(qū)動的LED亮度也參差不齊，價格差異就更大了。出于這兩個原因，眾多芯片中選擇了PI的TNY278P和昂寶的OB2532。 首先介紹下PI的TNY278P，低空載功耗，700V內(nèi)置MOS管，頻率抖動降低EMI濾波成本，節(jié)能環(huán)保保護功能齊全等等，不得不承認PI的芯片是屬于高中端的，但是其價格卻是令使用者不敢恭維，加上內(nèi)置MOS管使得芯片散熱處理相對較麻煩，調(diào)試過程稍有不慎就會令芯片死掉。加之采樣需要光耦，TL431等元件配合完成，成本較高。昂寶的OB2532目前只有貼

2、片分裝，外置MOS管，幾乎不用考慮芯片的散熱問題；源邊反饋，欠壓保護，在設計中將省掉類似光耦TL431等元件，無疑會大幅度的降低LED驅(qū)動的成本；它內(nèi)置的軟啟動更是延長了芯片的壽命，其價格也是能夠讓大眾接受的。3.1.1芯片引腳簡介OB2532 SOT-23-6引腳圖如下所示圖 3-1 OB2532引腳圖表3.1芯片引腳說明引腳名引腳號I/O描述GND1O芯片接地引腳GATE2I外置MOS管的推拉輸出柵極驅(qū)動CS3I感應輸入電流，連接到MOS管電流傳感電阻點INV4I連接從輔助繞組輸出的分壓電阻器COMP5I回路電壓補償VDD6I芯片供電引腳3.1.2芯片工作原理描述OB2532是一種經(jīng)濟高效

3、的PWM控制器 ，優(yōu)化離線低功率AC/DC 包括電池充電器和應用適配器。它可以實現(xiàn)源端檢測和調(diào)控，從而不需要光耦和TL431，內(nèi)置的CV和CC 控制精度高，幾乎可以滿足所有適配器和充電器的需求。（一）啟動電流和啟動控制 OB2532的啟動電流唄設置的很低，這樣VDD能夠超過欠壓保護的閥值，便于芯片的快速啟動，使用一個大的啟動電阻可以減少功率損耗（二）操作電流 OB2532的操作電流低至2.5mA，在低操作電流和多?？刂乒δ芟聦崿F(xiàn)高效率（三）軟啟動 OB2532內(nèi)部軟啟動功能，以盡量減輕元件在電源啟動時的電氣過應力。當VDD達到欠壓鎖定（關閉），將控制算法 坡道峰值電壓閥值逐漸從幾乎零值到達0.

4、9V的正常設置每次啟動都是軟啟動（四）CC/CV操作 OB2532是為了具有像圖一所示的良好的CC/CV控制特性設計的，在充電器應用中，電池放電在充電曲線CC部分啟動 直到它幾乎完全充電，順利切換到CV的曲線部分。 在一個AC / DC適配器，正常運行 僅發(fā)生在曲線的CV部分。 CC提供的部分輸出電流限制。 在CV操作中，輸出電壓的調(diào)節(jié)是通過初級端控制的，在CC運作模式下，OB2532將調(diào)節(jié)輸出電流恒定，即使輸出電壓下降9。 （五）工作原理 為了支持OB2532特有的CC/CV控制，系統(tǒng)需要在DCM（斷續(xù)）模式下設計功率變換系統(tǒng)。在斷續(xù)反激變換器中，輸出電壓可以通過輔助繞組邊感測到，在MOSF

5、ET導通時，負載電流由輸出濾波電容提供。當MOSFET管關斷時，初級電流轉(zhuǎn)移到次級振幅為10： （3-1）輔助電壓反應在輸出電壓上，如圖3-2所示 為二極管壓降 （3-2）圖3-2OB2532中PWM調(diào)制圖 INV引腳3通過分壓電阻和輔助繞組相連，輔助電壓在去磁化結(jié)尾時進行采樣并保留這一值，直到下一次采樣。采樣電壓和Vref(2.0V)比較并將誤差放大，誤差放大器輸出電壓COMP反應負載情況和控制PWM開關頻率，來調(diào)節(jié)輸出電壓，從而得到恒定的輸出電壓。 當采樣電壓低于Vref誤差放大引腳COMP達到最大值，開關頻率控制的采樣電壓使輸出電壓調(diào)節(jié)輸出電流，因此，恒定輸出電流可達到11?？烧{(diào)CC點和

6、輸出功率在OB2532中，CC點和最大輸出功率可以通過調(diào)整典型應用圖表中CS引腳外部電流檢測電阻Rs來實現(xiàn)。輸出功率的變換是通過調(diào)整CC點來實現(xiàn)的，增大Rs,減小CC點電流，小功率輸出也就產(chǎn)生了；反之亦然，如圖3-3所示：圖 3-3 Rs大小與恒流關系OB2532的開關頻率是根據(jù)負載情況和操作模式自適應控制的，無需外部頻率設定組件，最大輸出功率時操作開關頻率在內(nèi)部設定為60KHz。在反激式斷續(xù)模式下，最大輸出功率是： （3-3）是源邊感量。 是初級繞組的峰值電流。參照上式，在恒流模式下，改變初級繞組的感量能夠改變最大輸出功率和恒定的電流輸出。為了彌補初級電感的變化，開關頻率被鎖定為一個內(nèi)部循環(huán)

7、，這樣，開關頻率為: （3-4）因此，和電感成反比，該產(chǎn)品的開關頻率和是常數(shù)，那么最大的輸出功率和恒定的電流在CC模式下將不會隨初級繞組電感變化而變化，高達正負10%的初級繞組電感變化可以得到補償。 OB2532提供開關頻率調(diào)制，震蕩頻率是調(diào)制的這樣方便能量分散的傳遞，擴頻最大限度的減少了EMI的導帶，因此簡化了系統(tǒng)設計。（六）電流傳感器和前沿消隱 OB2532提供逐周期的電流限制，開關電流的檢測是通過流入CS引腳的檢測電阻實現(xiàn)的。內(nèi)部前沿消隱電路能夠在感測到外部功率MOS管的尖峰電壓采取應對，這樣感測外部輸入尖峰電壓的RC濾波就不在需要了。PWM的占空比取決于通過電流檢測得到的輸入電壓和EA

8、腳的輸出電壓。（七）柵極驅(qū)動外置功率MOS管的驅(qū)動由OB2532的一個專門的柵極驅(qū)動擔任，太低的柵極驅(qū)動將導致MOS管的高傳導和開關損耗加大，但是太高的驅(qū)動又將使得EMI效果不佳。一個很好的折中辦法就是通過使用內(nèi)置的輸出強度控制推拉輸出電路。（八）可編程線纜壓降補償在OB2532中，線纜的壓降補償是為了實現(xiàn)負載的良好調(diào)節(jié)。INV腳的偏移電壓由流經(jīng)分壓電阻的電流來產(chǎn)生。流過COMP引腳的電流和電壓成反比，也就是說，該腳是成反比的輸出負載電流。因此減少的線纜損耗可得到補償。當負載電流降低從滿載到空載，INV引腳的失調(diào)電壓降升高。它也可以通過編程調(diào)整分壓電阻，來補償各種線纜壓降。（九）保護控制 良好

9、的供電系統(tǒng)的可靠性是通過它豐富的保護功能來實現(xiàn)的，包括逐周期的電流限制保護（OCP），VDD嵌位，電源軟啟動，以及根據(jù)VDD設置的電壓鎖定功能（UVLO）。VDD是由變壓器的輔助繞組提供的。OB2532的輸出將被關斷當VDD低于欠壓保護（ON）門限和功率轉(zhuǎn)換器進入啟動序列之后12。3.2提高單片開關電源效率的方法圖3-4開關電源典型電路圖1、輸入整流橋的選擇選擇具有較大容量的整流橋并使之工作在較小的電流下,可減小整流橋的壓降和功率損耗,提高電源效率。由二極管構(gòu)成的整流橋的標稱電源電流 I (U )應大于在輸入電壓為最小值U min時的初級有效電流,功率因數(shù)應取0.60.8之間,其具體數(shù)值取決于

10、輸入電壓U和輸入阻抗。2、鉗位二級管(VDZ)的選擇鉗位電路主要用來限制高頻變壓器漏感所產(chǎn)生的尖峰電壓并減小漏極產(chǎn)生的振鈴電壓。在圖3-4所示的單片開關電源模塊電路中,輸入鉗位保護電路由VDZ和VD1構(gòu)成。為降低其損耗,VDZ可選用P6KE200型瞬變電壓抑制二極管;VD1則選用BYV26C型快速恢復二極管。3、輸入濾波電容(C1)輸入濾波電容C1用于濾除輸入端引入的高頻干擾,C1的選擇主要是正確估算其電容量。通常輸入電壓U1增加時,每瓦輸出功率所對應的電容量可減小。4、交流輸入端電磁干擾濾波器(EMI)圖3-4中的和C6用于構(gòu)成交流輸入端的電磁干擾濾波器(EMI)。C6能濾除輸入端脈動電壓所

11、產(chǎn)生的串模干擾,L2則可抑制初級線圈中的共模干擾。5、限流保護電路為限制通電瞬間的尖峰電流,可在輸入端接入具有負溫度系數(shù)的熱敏電阻(NTC)。選擇該電阻時應使之工作在熱狀態(tài)(即低阻態(tài)),以減小電源電路中的熱損耗6、輸出整流管(VD2)正確選擇輸出整流管VD2可以降低電路損耗, 提高電源效率。其方法一是選用肖特基整流管,原因是其正向傳輸損耗低,且不存在快恢復整流管的反向恢復損耗;二是將開關電源設計成連續(xù)工作模式,以減小次級的有效值電流和峰值電流。輸出整流管的標稱電流應為輸出直流電流額定值的3倍以上14。7、輸出濾波電容(C2)電源工作時,輸出濾波電容(C2)上的脈動電流通常很大。一般在固定負載情

12、況下,通過C2的交流標稱值IC2必須滿足下列條件:IC2=(1.52)IR1式中,IR1是輸出濾波電容C2上的脈動電流。設輸出端負載為純電阻性R1,那么,R1C2愈大,則C2放電愈慢,輸出波形愈平坦。也就是說,在R1一定的情況下, C2愈大,輸出直流電壓愈平滑。8、確保高頻變壓器的質(zhì)量設計時應確保高頻變壓器有合理的結(jié)構(gòu),同時應保證其具有較低的直流損耗和交流損耗且漏感小,線圈本身的分布電容及各線圈之間的耦合電容也要足夠小。為達到上述目標,最主要的是要正確確定磁芯的形狀、尺寸、磁芯材料以及線圈的繞制方法等。(1)降低高頻變壓器的直流損耗交流損耗是由高頻電流的趨膚效應以及磁芯損耗引起的。趨膚效應會使

13、導線的有效流通面積減小,并使導線的交流等效阻抗遠高于銅電阻。由于高頻電流對導線的穿透能力與開關頻率的平方根成反比。為了減小交流銅損耗,其導線半徑不得超過高頻電流可達深度的兩倍。事實上,在根據(jù)開關頻率確定導線直徑后,實際制作時應用比更細的導線多股并繞而不是用一根粗導線繞制。(2)減小漏感因為漏感愈大,產(chǎn)生的尖峰電壓幅度愈高;而初級尖峰電壓幅度愈高,初級鉗位電路的損耗就愈大,從而將導致電源效率降低。所以,在設計高頻變壓器時,必須把漏感減至最小。對于低損耗的高頻變壓器,其漏感量應是開路時初級電感量的減小漏感的措施有減小初級線圈的匝數(shù)、增大線圈的寬度、增加線圈尺寸的高度與寬度之比、減小線圈之間的絕緣層

14、以及增加線圈之間的耦合程度等15。(3)減小線圈的分布電容在開關電源的每個通、斷轉(zhuǎn)換期間,線圈分布電容將反復充、放電,這樣,其上的能量被吸收將使電源效率降低。此外,分布電容與線圈的分布電感也會構(gòu)成LC振蕩回路,并產(chǎn)生振蕩噪聲。對于初級線圈的分布影響,可以采取如下措施來減小線圈的分布電容:一是盡量減小每匝導線的長度;二是將初級線圈的始端接漏極;三是在 初級線圈之間加絕緣層16。3.3 EMC設計圖3-5EMI電路圖3.3.1電磁干擾源元器件固有噪聲。它們主要有熱噪聲，散粒噪聲、接觸噪聲等，但是在功率轉(zhuǎn)換的電子應用中，這類噪聲并不重要，它只在信號變換，信息處理，通信接收等微弱信號處理中才有十分顯著

15、的影響。半導體二極管在開關過程中產(chǎn)生的電磁噪聲。在快速開通和關斷的同時，瞬時變化的電壓和電流，如其di/dt很大，就會形成很強的電磁噪聲，例如二極管整流時由于非線性而產(chǎn)生的電流尖脈沖，不僅會產(chǎn)生二次、三次及高次諧波的干擾，而且還會形成連續(xù)頻譜的電磁干擾噪聲，分布在較低的高頻范圍內(nèi)。功率半導體器件（如雙極性三極管、場效應管、IGBT等），在開關過程中，存在很高的di/dt。3.3.2電磁干擾中傳導干擾的兩種形式電磁干擾按其性質(zhì)來說，可以劃分成兩種形式：差模干擾和共模干擾。差模干擾是指在相線L與中線N之間存在相位相反的信號；共模干擾是在在相線L與地GND之間以及中線N與地GND之間存在的相位相同、

16、幅度也基本相等的干擾信號。后一類來自電磁空間輻射、分布電容的寄生耦合，漏磁感應，即同一干擾源通過寄生參數(shù)耦合到相線和中線上，它對電源線的每一根的作用基本上相同的，因而所產(chǎn)生的干擾電壓是同相位的、幅度也差不多一樣。一般兩種干擾是同時存在的，由于線路的阻抗不平衡，兩種干擾在傳輸過程中還會相互轉(zhuǎn)化，情況十分復雜17。3.3.3如何消除和減少傳導干擾為了消除和減少傳導干擾，滿足電磁兼容要求，通常采取的措施有：電路布線設計、屏蔽、接地、加濾波電路等。1、電路布線設計產(chǎn)品內(nèi)部的干擾主要來源于寄生耦合，在電路設計時要抑制寄生耦合的產(chǎn)生，減少那些寄生參數(shù)。實際布線時，將不同工作頻率的走線分開，高壓與低壓的走線

17、分開；處于強磁場的地線不應形成回路，以免感應出地環(huán)電流而造成干擾；產(chǎn)生電磁場較長的元器件和對電磁場敏感的元器件布置時應互相垂直、遠離或加以屏蔽以減少互感耦合；各級電路最好按電原理圖順次排列，而不要交叉排列，務必使各級電路自成回路，前后電路間避免形成不良的寄生反饋。PCB的布線應盡量縮短，輸入線最好遠離帶有高頻電流的導線。2、 外殼接地（1）實現(xiàn)對電場的屏蔽，用屏蔽來消弱外界噪聲引起的干擾。如對某些元器件單獨進行小范圍的屏蔽，其抑制電磁干擾的效果會更好。（2）接地具有很低的阻抗，使系統(tǒng)中各路電流通過該公共阻抗直接接地，例如電源的相線和中線通過Y電容接外殼和大地，可以減小系統(tǒng)的傳導干擾。為了避免漏

18、電，傷及人身，Y電容一定要能足夠承受較高的耐壓而不擊穿。（3）保證人身和設備安全，這類接地分為防止設備漏電的安全接地和防止雷擊的安全接地兩種。3、加裝去耦電容在開關管附近的電源加裝去耦電容，使開關管開通瞬間所需的電流不再由電解電容提供，而由去耦電容就近為器件產(chǎn)生的I噪聲提供一個電流補償源。一般去耦電容用一個容量較大的電容和容量較小的電容（相差100倍）來并聯(lián)承擔。如果不接去耦電容，則開關管開通瞬間的所需的I由電源提供，在電源及接地系統(tǒng)中會引起電流的波動，從而在PCB的走線上產(chǎn)生電流噪聲。4、采用無源濾波器抑制傳導干擾的方法雖有很多方法，但最有效的方法還是采用無源濾波器。對差模干擾和共模干擾所采

19、用的濾波電路是不同的，要根據(jù)傳導干擾的類型而采用不同形式的濾波電路18。3.3.4差模濾波器及共模濾波器在EMC測試的各個頻段的作用根據(jù)GB17743-1999電氣照明和類似設備的無線電騷擾特性的限制和測量方法的規(guī)定。在不同頻率下允許的電磁干擾的準峰值及平均值如下表表示。表3.2 EMC各頻段限值頻率允許值DbµV準峰值平均值9-50KHz11050-150KHz90-80150KHz-0.5KHz66-5656-460.5-2.51MHz56462.51-3MHz73633.0-5.0MHz56465.0-50MHz60501、低頻段9-15KHz該頻段主要以差模干擾為主。加大差模

20、電容或是串一個差模電感，均會使干擾幅度大大降低。說明在這個頻段差模干擾影響是較大的。同時串接共模電感后，干擾幅度也會降低，說明共模干擾也是存在的13。2、中頻段150KHz-2MHz這個頻段同時存在差模干擾和共模干擾，不過以共模干擾為主。所以要采用比較全面的濾波電路，對各個頻段的干擾都有抑制作用。電路中的共模濾波Y電容要接地，這樣才能達到效果。測試證明，采用兩個2200µH的Y電容并接大地來抑制中頻段的共模干擾，會得到滿意的效果19。3、總結(jié)：在設計濾波器時，除了對濾波器的效果有要求外，還要考慮成本問題，使電路結(jié)構(gòu)最簡單，占用空間最小，盡量將不必要的，價格昂貴而又作用不明顯的元器件去

21、掉。3.4電路參數(shù)的計算（一） 前沿計算最小直流電壓 （3-5）最大直流電壓 （3-6）輸入功率 （3-7）視在功率 （3-8）（二） AP計算磁芯大小和型號 （3-9）為和的乘積（）；為變壓器的視在功率（W）；工作磁通密度（T）；開關工作頻率（）；鐵心的選擇就是選擇一合適的AP值，使它輸送功率時，銅損和鐵損引起的溫升在額定溫升之內(nèi)。窗口使用系數(shù)（K0 <1）；磁芯窗口面積； 需查表。 （3-10） 選材質(zhì)為PC40的TDK磁芯，查表可知選=23 mm2的磁芯，變壓器骨架為EE19（三） 最大零界電流 （3-11） （3-12）（四） 源邊感量（斷續(xù)模式） （3-13）（五）磁芯氣隙 （

22、3-14）（六）匝數(shù)比初級和次級匝數(shù)比： （3-15）初級和輔助繞組匝數(shù)比： （3-16）（七）繞組計算初級繞圈： （3-17）其中是最低輸入電壓。次級繞圈： （3-18）輔助繞組： （3-19）（八） 核算臨界感量 （3-20）T=20S 符合要求（九）計算線徑有效電流 ： （3-21）初級線徑： （3-22）同理得次級線徑：（十）計算趨膚深度（1）趨膚效應計算：高速開關下磁力線引起渦流，抵消中心電流，導線將形成空心導體20。電流穿透深度，要求線徑不超過穿透深度的兩倍為好。本設計中的電流穿透深度確定次級繞組的線徑：輸出功率，輸出電壓 輸出電流所用銅線的電流密度J = 4A/mm2所選銅線截面

23、積由 所以次級應選用0.33mm以上線徑的銅線 。（3）確定初級、反饋級繞組的線徑。設定變壓器效率為80%,初級功率： （3-23）最小輸入電壓 （3-24） （3-25）由 （3-26）所以初級應選用0.21 mm以上的線徑因為反饋級電流與初級相近，可與初級采用同樣的線徑。即反饋級選用的線徑為0.21mm。3.5變壓器繞法 經(jīng)計算后，變壓按照如下圖所示，Z型繞法，優(yōu)點是減小高頻變壓器一次繞組的分布電容，從而降低一次側(cè)開關損耗，使得空載損耗大幅度降低。圖3-6變壓器設計圖3.6測試數(shù)據(jù)對本設計驅(qū)動進行空載、帶載以及EMC測試，明確實物參數(shù)的同時可借助儀器進行新的調(diào)試。表3.3 空載功耗和輸出輸

24、入電壓輸入功耗 (mW)輸出電壓 (V)規(guī)格測試結(jié)果85Vac/50Hz12733.5<200mW通過160Vac/50Hz15333.4220Vac/50Hz18533.3245Vac/50Hz19833.3（一）電流特性表3.4 恒流效果一覽表輸入電壓70%80%90%100%規(guī)格測試結(jié)果100Vac/50Hz328mA326mA325mA324mA317.2-352.8mA<3.6%120Vac/50Hz327mA327mA326mA327mA317.2-352.8mA220Vac/50Hz338mA337mA336mA337mA317.2-352.8mA240Vac/50H

25、z338mA337mA337mA336mA317.2-352.8mA圖3-7不同輸入電壓情況下的電流折線圖（二） 功率測試表3.5不同負載效率Input volage22242628303234aver.Eff.Sepc.110Vac/50Hz75%75%76%76%76%75%76%76%>75%220Vac/50Hz75%75%75%80%80%81%81%78%圖3-8不同負載時效率折線圖（三）EMC測試通過GB17743標準圖3-9EMC測試L線圖3-10EMC測試N線ItemModuleAC sourceEVERFINE_PF9800Digital Power MeterVIC

26、TOR Vc9808+Elictrical loadCHROMA6312OscilloscopeTEKtrouix_DPO3034表3.7測試儀器圖3-11 10WLED恒流源驅(qū)動電源電路原理圖圖3-16 10W-LED光源圖3-17滿載時電壓和電流的波形圖圖3-18INV引腳波形圖圖3-19MOS管驅(qū)動波形第四章 結(jié)論本文設計了一款LED恒流驅(qū)動電源，采用單端初級電感變換器，電流控制模式的PWM，具有體積小，成本低的特點，適合于做小功率LED驅(qū)動電源，諸如臺燈，地燈，小射燈等。 本次設計主要完成了以下幾個工作：（1） 通過對市場現(xiàn)有LED驅(qū)動的分析，討論得出本設計的驅(qū)動方案；（2） 理解LED驅(qū)動采用恒壓和恒流的實質(zhì)區(qū)別，并能將區(qū)別體現(xiàn)與電路中；（3） 了解變壓器的原理，實現(xiàn)本設計要求變壓器的相關計算，盡可能減小消耗；（4） 通過選擇不同元件及參數(shù)變換，盡可能提高驅(qū)動的功率因數(shù)；（5） 能夠通過公司EMC實驗室的電磁干擾測試。 本設計自行設計原理圖和PCB板，最后做出實物并驅(qū)動了10W LED，點亮時無閃爍，電流恒流精度<5%,功率因數(shù)達0.566（無功率因數(shù)校正），效率>75%，并且實現(xiàn)了全電壓恒流。調(diào)試問題匯總：（1） 按照PI公司提供的參考圖做成PCB板，不能實現(xiàn)恒流恒壓，甚至無