南理工電子信息工程綜合實(shí)驗(yàn)實(shí)驗(yàn)報(bào)告

1、電子信息工程綜合實(shí)驗(yàn)實(shí)驗(yàn)報(bào)告電子信息工程綜合實(shí)驗(yàn)實(shí)驗(yàn)報(bào)告 題目：電子信息工程綜合實(shí)驗(yàn)實(shí)驗(yàn)報(bào)告 院系： 電子工程與光電技術(shù)學(xué)院 姓名（學(xué)號(hào)）： 指導(dǎo)教師： 實(shí)驗(yàn)日期： 2015年11月6號(hào) 目錄實(shí)驗(yàn)一 正交調(diào)制器實(shí)驗(yàn)2實(shí)驗(yàn)二 正交相干檢波器7實(shí)驗(yàn)三 匹配濾波器12實(shí)驗(yàn)四 動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)及相參積累17實(shí)驗(yàn)五 線性調(diào)頻脈沖壓縮29實(shí)驗(yàn)總結(jié)35實(shí)驗(yàn)一 正交調(diào)制器實(shí)驗(yàn)1、 實(shí)驗(yàn)?zāi)康?1.掌握正交調(diào)制器的工作原理； 2.掌握正交調(diào)制器的電路組成。2、 實(shí)驗(yàn)儀器 信號(hào)源、示波器、直流穩(wěn)壓電源3、 實(shí)驗(yàn)原理 正交調(diào)制是一種特殊的復(fù)用技術(shù)，一般是指利用兩個(gè)頻率相同但相位相差90度的正弦波作為載波，同時(shí)傳送兩路互相獨(dú)

2、立的信號(hào)的一種調(diào)制方式。圖一是具體的調(diào)制器功能框圖。圖一 正交調(diào)制器功能框圖 如圖一所示，兩路互相正交的信號(hào)i(t)和q(t)分別調(diào)制角頻率為Wc的互相正交的正弦波調(diào)制，調(diào)制后兩路相加的波形為：如果兩路正交的信號(hào)i(t)和q(t)分別為線性調(diào)頻脈沖信號(hào)的復(fù)包絡(luò)的實(shí)部和虛部，即： ，正交調(diào)制器的輸出則為：顯然，正交調(diào)制器的輸出為載頻頻率為Wc的線性調(diào)頻脈沖信號(hào)。4、 實(shí)驗(yàn)電路本實(shí)驗(yàn)裝置主要由波形產(chǎn)生電路以及正交調(diào)制電路兩個(gè)模塊組成，硬件方面主要使用了單片機(jī)和FPGA兩種可編程的器件聯(lián)合實(shí)現(xiàn)的。單片機(jī)處理開關(guān)掃描和顯示電路，F(xiàn)PGA實(shí)現(xiàn)波形產(chǎn)生與輸出選擇，具有很大的靈活性和開放性，系統(tǒng)原理框圖如圖

3、二所示。圖二 正交調(diào)制器實(shí)驗(yàn)裝置原理框圖本實(shí)驗(yàn)裝置的單片機(jī)選用的是Atmel公司的單片機(jī)AT89C55WD,如圖三單片機(jī)的數(shù)據(jù)地址復(fù)用口全部與FPGA相連，此外地址的高三位也與FPGA相連，這主要是為了讓FPGA承擔(dān)為單片機(jī)地址譯碼器選通外設(shè)的作用。單片機(jī)的WR、RD和ALE也與FPGA相連，這是為了保證單片機(jī)與FPGA的通信時(shí)的時(shí)序問(wèn)題。單片機(jī)的IO口PI口全部接到開關(guān)上，使用獨(dú)立式按鍵結(jié)構(gòu)中的查詢方式。如圖四所示，按鍵輸入低電平有效，上拉電阻保證按鍵斷開時(shí)，I/O口為高電平。 圖三 單片機(jī)與FPGA連接示意圖 圖四 單片機(jī)與開關(guān)連接示意圖本實(shí)驗(yàn)裝置使用四只數(shù)碼管作為顯示，選用共陰電路。因單

4、片機(jī)的I/O口有限，故使用串行移位寄存器74HC595串行連接以控制顯示器的顯示輸出。在單片機(jī)只需要用三個(gè)I/O口分別于74HC595的14腳，11腳和12腳。5、 實(shí)驗(yàn)內(nèi)容及步驟1. 實(shí)驗(yàn)裝置的連接2. Q9座“input”對(duì)應(yīng)的“DDS信號(hào)產(chǎn)生器實(shí)驗(yàn)裝置”輸出頻率設(shè)置為10MHz；3. 測(cè)量，記錄并分析波形。6、 實(shí)驗(yàn)結(jié)果1. DISP3=3，DISP2=2，此時(shí)觀察的為10MHz中頻參考本振信號(hào)，觀察示波器輸出，得到圖形如下：幅度平衡度為：20lg(384/648)=-4.54dB相位平衡度為：|(26-24.5)/(26+24.5)|*90°=2.67°2.DISP

5、4=1，DISP3=1，DISP2=4，此時(shí)觀察的為I&Q線性調(diào)頻脈沖信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：3.DISP4=1，DISP3=5，DISP2=4，此時(shí)觀察的為10MHz中頻線性調(diào)頻脈沖信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：4. DISP4=2，DISP3=4，DISP2=1，此時(shí)觀察的為BPSK狀態(tài)下I路和Q路視頻信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：5. DISP4=2，DISP3=5，DISP2=1，此時(shí)觀察的為BPSK信號(hào)調(diào)制后的中頻信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：6. DISP4=3，DISP3=4，DISP2=1，此時(shí)觀察的為Fd信號(hào)I路和Q路視頻

6、信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：7. DISP4=3，DISP3=5，DISP2=1，此時(shí)觀察的為Fd信號(hào)調(diào)制后的中頻信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：8. DISP4=4，DISP3=4，DISP2=1，此時(shí)觀察的為PN信號(hào)I路和Q路視頻信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：9. DISP4=4，DISP3=5，DISP2=1，此時(shí)觀察的為PN信號(hào)調(diào)制后的中頻信號(hào)波形。觀察示波器輸出，得到圖形如下：實(shí)驗(yàn)分析：從LFM、BPSK、Fd信號(hào)和PN四種信號(hào)被調(diào)制后的中頻信號(hào)頻譜圖可以看出，它們的中心頻率都為載波頻率10MHz，隨著信號(hào)類型的不同，有相應(yīng)的頻譜差別。LFM信號(hào)頻譜近似

7、為一個(gè)矩形框；BPSK信號(hào)為SINC函數(shù)；Fd信號(hào)是沖激函數(shù)的展寬；PN信號(hào)在載頻10MHz附近近似為恒定值，約偏離中心載波頻率幅值變化越大。Fd信號(hào)I通道和Q通道由于多普勒現(xiàn)象的存在出現(xiàn)了相位差，幅度也不相同，出現(xiàn)了幅相不平衡。不僅是Fd信號(hào)，因?yàn)楸緦?shí)驗(yàn)的調(diào)制采用模擬電路實(shí)現(xiàn)，不可避免的將會(huì)出現(xiàn)I路和Q路信號(hào)幅值、相位的差別，引起幅相不平衡。七、思考題 分析10MHz中頻BPSK信號(hào)的頻譜特性、性能衡量指標(biāo)。 答：頻譜中心頻率在10MHz，大包絡(luò)呈SINC函數(shù)，零點(diǎn)在1/T處（T為脈沖寬度），在1/NT處（N為碼元個(gè)數(shù)）也存在極窄的SINC函數(shù)，使得整個(gè)頻譜呈現(xiàn)梳齒狀。其性能衡量指標(biāo)，可用頻

8、譜寬度，主旁瓣比，梳齒間隔寬度衡量。實(shí)驗(yàn)二 正交相干檢波器一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?. 掌握正交相干檢波的基本原理，實(shí)現(xiàn)方法和運(yùn)用它檢測(cè)信號(hào)（例如多普勒信號(hào)）。2. 掌握正交相干檢波器幅度一致性和相位正交性（福祥不平衡）的測(cè)量方法。二、實(shí)驗(yàn)儀器信號(hào)源、示波器、直流穩(wěn)壓電源。三、實(shí)驗(yàn)原理在雷達(dá)信號(hào)處理中，由于信號(hào)與干擾混合波形的振幅和相位均含有信息，因此對(duì)信號(hào)最佳處理應(yīng)在接收機(jī)的中頻進(jìn)行。但是，對(duì)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字處理時(shí)，在中頻進(jìn)行采樣時(shí)十分困難的。由于中頻本身并無(wú)目標(biāo)信息，目標(biāo)信息包含在中頻的復(fù)包絡(luò)中。因此，須將中頻信號(hào)變成等效的復(fù)數(shù)視頻信號(hào)，以利于數(shù)字處理。正交相干檢波器就是一種將中頻信號(hào)變換成復(fù)數(shù)視頻信號(hào)的

9、裝置。圖 1 正交相干檢波器功能框圖假定圖1中輸入的實(shí)窄帶信號(hào)為：其中，a(t)為實(shí)窄帶信號(hào)的幅度調(diào)制；f0為實(shí)窄帶信號(hào)的中頻，為實(shí)窄帶信號(hào)的相位調(diào)制。如果用復(fù)指數(shù)表示，可寫成：其中，是復(fù)包絡(luò)，是負(fù)載頻。中的信息全部包含在復(fù)包絡(luò)中，所以只要處理就能得到信號(hào)的全部信息。復(fù)包絡(luò)可以進(jìn)一步寫成：參見(jiàn)圖1，I支路乘法器的輸出為：經(jīng)過(guò)低通濾波（LPF）以后輸出為：同樣，Q支路的輸出為：經(jīng)過(guò)低通濾波（LPF）以后輸出為：用作為實(shí)部，作為虛部，組成一復(fù)信號(hào)恰好是中頻的復(fù)包絡(luò)。即：因和均作為視頻信號(hào)，而且包含了原信號(hào)的幅度和相位：經(jīng)變換后，就可對(duì)信號(hào)進(jìn)行數(shù)字處理。四、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容1. 觀看I、Q兩路正交信號(hào)。2.

10、 根據(jù)記錄的波形數(shù)據(jù)，測(cè)量?jī)陕沸盘?hào)的幅相不平衡度。3. 幅相不平衡度的測(cè)量方法：正交信號(hào)如圖2所示，從示波器上讀取正交I、Q信號(hào)的電壓幅度值為AI和AQ，按公式： ，計(jì)算幅度平衡值。測(cè)量TA和TB的值，按公式： 計(jì)算相位平衡度。圖 1 正交信號(hào)波形五、實(shí)驗(yàn)步驟1. 實(shí)驗(yàn)裝置的連接實(shí)驗(yàn)裝置的Q9座“SIN”和“FO”分別連接到兩臺(tái)“DDS信號(hào)產(chǎn)生器實(shí)驗(yàn)裝置”上；Q9座“OUT1”和“OUT2”分別連接到示波器的兩個(gè)輸入端“CH1”和“CH2”上；正確連接“+5V”和“±12V”電源。2. Q9座“FO”對(duì)應(yīng)的“DDS信號(hào)產(chǎn)生器實(shí)驗(yàn)裝置”輸出頻率設(shè)置為10MHz（設(shè)置方法見(jiàn)“DDS信號(hào)產(chǎn)

11、生器實(shí)驗(yàn)”）；3. Q9座“SIN”對(duì)應(yīng)的“信號(hào)產(chǎn)生實(shí)驗(yàn)裝置”輸出頻率從9.6MHz到9.999MHz，分別按“K1”鍵和“K2”鍵，記錄波形，并將測(cè)試數(shù)據(jù)填入表格。輸入頻率（MHz）9.600 9.700 9.800 9.900 9.950 9.970 9.990 9.999 檢波器輸出頻率（KHz）4003002001005030100.952A幅度平衡（dB）A11.061.81.81.721.821.982.062.10A21.251.961.91.92.082.142.282.28A-1.432-0.740-0.469-0.865-1.1598-0.6749-0.8814-0.714

12、3相位平衡（°）02.205.797.031.910.4392.0932.0931.4074. 記錄波形9.6MHz9.7 MHz9.8 MHz9.9 MHz9.95 MHz9.97MHz9.99 MHz9.999 MHz5. 測(cè)試中頻本振（/FO、FO）的幅相不平衡度。性能A幅度平衡（dB）相位平衡（°）數(shù)據(jù)-0.925.3°波形如下：六、實(shí)驗(yàn)分析(1) 從表格1中可以清楚地看到，如果輸入信號(hào)SIN的頻率偏離檢波器理論中頻本振頻率10MHz，將出現(xiàn)幅相不平衡的現(xiàn)象，且頻率不同，幅相不平衡的程度也不同。頻率偏離越大，幅相不平衡現(xiàn)象越明顯。也就是說(shuō)，如果雷達(dá)回波信號(hào)

13、有多普勒頻移，頻移越大，幅相不平衡的影響就越嚴(yán)重。(2) 從表格3可以看出，實(shí)驗(yàn)用中頻本振信號(hào)本身就存在一定的幅相不平衡，用它來(lái)參與解調(diào)，必然使得輸出信號(hào)呈現(xiàn)一定的幅相不平衡。(3) LPF前的信號(hào)是解調(diào)處理前的中頻正交信號(hào)，LPF后的信號(hào)是解調(diào)后的輸出視頻信號(hào)。它們都呈現(xiàn)出了幅相不平衡的特點(diǎn)。七、思考題(1) 幅相不平衡是什么原因造成的？答：原因來(lái)自兩個(gè)方面：A. 本振信號(hào)由模擬信號(hào)產(chǎn)生，模擬移相器輸出正交的SIN和COS信號(hào)，很難完全保證幅度完全相同，相位相差90°。采用這樣的本振信號(hào)與輸入信號(hào)相乘以后，必然導(dǎo)致幅相不平衡。B. 實(shí)驗(yàn)中解調(diào)乘法完成以后，采用模擬低通濾波器濾波后，

14、再經(jīng)放大處理得到視頻I路和Q路信號(hào)。由于模擬濾波器和放大器不可能做到電路元件參數(shù)完全一致，再加上溫度等外界環(huán)境的影響，使得輸出也不能一致。(2) 幅相不平衡如何進(jìn)行調(diào)整？答：可以采用誤差校正技術(shù)。接收機(jī)IQ檢波前注入一個(gè)已知的理想信號(hào)，該信號(hào)必須是已知其特性的合成多普勒信號(hào)。這個(gè)合成的多普勒信號(hào)經(jīng)IQ檢波和FFT處理器處理，信號(hào)在鏡頻出的響應(yīng)反映了IQ通道的幅相不平衡，分析所得的誤差數(shù)據(jù)，并記錄儲(chǔ)存在一個(gè)校準(zhǔn)文件里。系統(tǒng)工作時(shí)，調(diào)用該校準(zhǔn)文件即可。實(shí)驗(yàn)三 匹配濾波器1 實(shí)驗(yàn)?zāi)康?. 了解匹配濾波器的工作原理。2. 掌握二相編碼脈沖信號(hào)的壓縮比，主旁瓣比，碼源寬度的測(cè)量方法。3. 加深和鞏固課堂

15、所學(xué)有關(guān)距離分辨力，橫向?yàn)V波器和匹配濾波器方面知識(shí)。2 實(shí)驗(yàn)儀器示波器，直流穩(wěn)壓電源，萬(wàn)用表。3 實(shí)驗(yàn)原理二相編碼信號(hào)的匹配濾波器為：H（f）=1（f）·2（f）式中，1（f）為子脈沖匹配濾波器，2（f）為橫向?yàn)V波器（即抽頭加權(quán)延時(shí)線求和）二相編碼信號(hào)的匹配濾波結(jié)構(gòu)如圖1所示。橫向?yàn)V波器子脈沖匹配濾波器 圖一 二相編碼信號(hào)的匹配濾波器結(jié)構(gòu)子脈沖匹配濾波器頻率特性為：1（f）=橫向?yàn)V波器頻率特性為2（f）=式中，P為碼長(zhǎng)；T為碼源寬度；cK為二相編碼信號(hào)。在此，采用數(shù)字信號(hào)處理省略了子脈沖匹配濾波器，所以脈沖壓縮輸出不再是三角波而是方波。橫行濾波器（即抽頭加權(quán)延時(shí)線求和網(wǎng)絡(luò)）的結(jié)構(gòu)如圖

16、2所示，在此采用超大規(guī)模集成電路完成。 延時(shí)T 延時(shí)T 延時(shí)T 延時(shí)T C1CP-4CP-3CP-1CP-2 圖二 橫向?yàn)V波器（即抽頭加權(quán)延時(shí)線求和網(wǎng)絡(luò)）結(jié)構(gòu)示意圖4 實(shí)驗(yàn)內(nèi)容和步驟1. 檢查信號(hào)箱電源以及信號(hào)輸出的連接方式。2. 打開試驗(yàn)箱電源和示波器，調(diào)整示波器使觀察信號(hào)最佳。3. 按鍵K1，數(shù)碼管顯示P，觀察OUT1輸出的單脈沖信號(hào)以及OUT2輸出的匹配濾波信號(hào)，記錄輸出波形。4. 用示波器測(cè)量壓縮比,主旁瓣比，和碼元寬度等參數(shù)。5. 再次按鍵K1，改變單脈沖信號(hào)碼元寬度，LED4顯示帶小數(shù)點(diǎn)。觀察信號(hào)和匹配濾波輸出的改變，測(cè)量各項(xiàng)參數(shù)。6. 一次按鍵K2K7，選擇不同的輸出信號(hào)，重復(fù)步

17、驟24，觀察波形，記錄數(shù)據(jù)。7. 將實(shí)驗(yàn)記錄數(shù)據(jù)填入表1.進(jìn)行分析。表一 測(cè)試數(shù)據(jù)序號(hào)信號(hào)波形碼元寬度壓縮比主旁瓣比1單脈沖30.5us57us2脈沖串9.9us9.9/19.1=0.5220us20/40.5=0.49331位M序列1us312.22/0.36=6.17431位PN截?cái)啻a1us31960/192=5513位巴克碼1us132/0.58=3.4564位/7位組合巴克碼1.單脈沖2.脈沖串3. 31位M序列4. 31位PN截?cái)啻a5. 13位巴克碼6. 13位巴克碼5 思考題1為什么脈沖壓縮輸出波形為方波而不是三角波？2. 主副瓣比的測(cè)量方法有哪些？3. 31位PN截?cái)啻a（m序列中

18、截取一個(gè)周期）與31位m序列的脈沖壓縮輸出波形為何不一樣？答:1. 因?yàn)闉V波階數(shù)不夠，濾波效果不佳，沒(méi)有把基波濾掉，從波形上可見(jiàn)，基波分量比三次諧波分量還大。方波的基波/三次諧波分量比為1/3，尚能對(duì)付，三角波為1/9，諧波分量太小了。2. 幅度最大的值作為主瓣，幅度僅次于主瓣的作為副瓣，二者比值為主副瓣比。實(shí)驗(yàn)四 動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)及相參積累一、實(shí)驗(yàn)?zāi)康?、 了解動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)（MTD）及相參積累的工作原理。2、 掌握動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)（MTD）及相參積累的性能測(cè)試方法。二、實(shí)驗(yàn)儀器示波器、萬(wàn)用表。三、實(shí)驗(yàn)原理動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)（MTD）是利用了動(dòng)目標(biāo)雷達(dá)回波信號(hào)的多普勒頻率偏移，采用濾波器組在復(fù)雜的雷達(dá)回波中檢測(cè)出運(yùn)

19、動(dòng)目標(biāo)的多普勒頻率，并以此來(lái)確定動(dòng)目標(biāo)的距離、速度和方位。其中，濾波器組具有不同的中心頻率，其實(shí)質(zhì)是相當(dāng)于對(duì)不同多普勒通道進(jìn)行相參積累處理。當(dāng)雜波功率譜C(f)和信號(hào)頻譜S（f）已知時(shí)，最佳濾波器的頻率響應(yīng)是：Hf=S*(f)e-j2ft0C(f)這一濾波器可分為兩個(gè)級(jí)聯(lián)的濾波器H1(f)和H2(f)，其傳遞函數(shù)分別為|H1f|2=1C(f)H2f=H1*fS*(f)e-j2ft0H1f用于雜波抑制，而H2f用于對(duì)雷達(dá)回波脈沖串信號(hào)匹配。MTI濾波器相當(dāng)與H1f，只能使其濾波特性的凹口對(duì)準(zhǔn)雜波梳狀譜的中心，且使二者寬度基本相同。對(duì)于相參脈沖串信號(hào)，H2f還可進(jìn)一步表示為：H2f=H21fH22

20、f即信號(hào)匹配濾波器為H21f和H22f兩個(gè)濾波器級(jí)聯(lián)。式中H21f為單個(gè)脈沖的匹配濾波器，H22f利用回波脈沖串的相位特性而進(jìn)行相參積累，它是梳狀形濾波器，齒的間隔為脈沖重復(fù)頻率fr，齒的位置取決于回波信號(hào)的多普勒頻移，而齒的寬度則應(yīng)和回波譜線寬度相一致。要對(duì)回波相參脈沖串作匹配濾波，必須知道目標(biāo)的多普勒頻移以及天線掃描對(duì)脈沖串的調(diào)制情況。實(shí)際情況中，多普勒頻移fd不能預(yù)知，因此需要采用一組相鄰且部分重疊的濾波器組，覆蓋整個(gè)多普勒頻率范圍，如下圖所示。圖6.1 動(dòng)目標(biāo)顯示和多普勒濾波器組的特性 我們可以看出MTI濾波無(wú)法抑制圖中具有多普勒頻移的氣象雜波，但是MTD濾波完全抑制了氣象雜波對(duì)動(dòng)目標(biāo)

21、回波的干擾，同時(shí)我們也可以初步確定動(dòng)目標(biāo)回波的多普勒頻移范圍。 MTD濾波器具有N個(gè)輸出的橫向?yàn)V波器，經(jīng)過(guò)各重復(fù)周期的不同加權(quán)并求和后，可實(shí)現(xiàn)N個(gè)相鄰的窄帶濾波器組，原理結(jié)構(gòu)框圖如下所示。輸出延遲Tr 求和延遲TrWN-1延遲TrWN-2延遲TrWN-3WN-4W0圖6.2 MTD橫向?yàn)V波器組結(jié)構(gòu)MTD處理首先面臨的問(wèn)題是輸入序列的存儲(chǔ)及數(shù)據(jù)格式和數(shù)據(jù)率的轉(zhuǎn)換。I、Q復(fù)序列按不同距離單元、在不同重復(fù)周期Tr的順序輸入的，而MTD處理是對(duì)同一距離單元的相鄰若干次掃掠內(nèi)的信號(hào)進(jìn)行頻域?yàn)V波，且所需處理的通常不是某一個(gè)或某一部分距離單元，而是作用距離的全程。因此在I/Q采樣與MTD濾波器之間必須要有M

22、TD輸入緩存器來(lái)完成序列的暫存與格式轉(zhuǎn)換。它的工作方式為正交存取方式。T1T2Tm取出順序取出方向存入順序x11 x21 xm1x12 x22 xm2 x1m x2m xmm存入方向 R1 R2 Rm 圖6.3 MTD輸入緩存器存儲(chǔ)空間分布及寫入/讀出順序?yàn)楸ＷC對(duì)全程每個(gè)距離單元的濾波能在NTr（即相參處理間隔CPI）內(nèi)完成，輸入緩存的讀出速率一般可以比其寫入速率快些。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中，一般需要兩組結(jié)構(gòu)相同的輸入緩存電路乒乓交替讀寫，以保證在不丟失任何數(shù)據(jù)的前提下進(jìn)行MTD流水式濾波處理。且每一組均有兩套結(jié)構(gòu)相同的存儲(chǔ)電路，以分別同時(shí)緩存同相和正交數(shù)據(jù)。 圖6.4 時(shí)域FIR濾波器組實(shí)現(xiàn)的16和8

23、脈沖MTD圖6.4（a）為16脈沖MTD特性曲線，圖4（b）為8脈沖MTD特性曲線。圖中凹口寬度W1與總底部寬度W2之比定義為凹口相對(duì)寬度，它代表了抑制雜波的頻譜寬度，越寬則抑制雜波的頻譜寬度越寬，雜波抑制性能越好，但盲速越嚴(yán)重，丟失運(yùn)動(dòng)目標(biāo)的可能性越大，信噪比損失越嚴(yán)重；反過(guò)來(lái)，MTD濾波器凹口相對(duì)寬度越窄則抑制雜波的頻譜寬度越窄，雜波抑制性能越差，盲速則相對(duì)不嚴(yán)重，丟失目標(biāo)的可能性小，信噪比損失不嚴(yán)重。因此，MTD濾波器凹口相對(duì)寬度要折衷選擇。濾波器系數(shù)實(shí)部ROM塊濾波器系數(shù)虛部ROM塊輸入數(shù)據(jù) 實(shí)部RAM輸入數(shù)據(jù) 虛部RAM累加器累加器累加器累加器求模輸出輸出圖6.7 時(shí)域單個(gè)FIR濾波

24、器實(shí)現(xiàn)框圖時(shí)域單個(gè)FIR濾波器的結(jié)構(gòu)如圖6.7所示，16脈沖MTD則需要16個(gè)這樣的電路，8脈沖MTD則需要8個(gè)這樣的電路。四、實(shí)驗(yàn)電路I通道 信號(hào)源Q通道 信號(hào)源FPGA對(duì)數(shù)開關(guān)CPLD控制電路D/ALPFD/ALPFOUT1OUT2OUT3圖6.9 實(shí)驗(yàn)裝置的原理框圖本實(shí)驗(yàn)裝置由I&Q正交信號(hào)產(chǎn)生器、對(duì)數(shù)電路、CPLD、控制電路、開關(guān)電路、兩路D/A及低通濾波器以及完成運(yùn)算功能的FPGA組成。I&Q正交信號(hào)產(chǎn)生器根據(jù)需要產(chǎn)生正交掃頻信號(hào)或模擬靜止或運(yùn)動(dòng)目標(biāo)，作為MTD的輸入信號(hào)；FPGA則完成上述MTD運(yùn)算，在此采用FIR濾波器組；對(duì)數(shù)電路則將線性輸出結(jié)果轉(zhuǎn)換成對(duì)數(shù)輸出，便

25、于觀測(cè)細(xì)小的輸出；D/A及低通濾波器將數(shù)字輸出轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)；開關(guān)電路則根據(jù)需要選擇合適的輸出，便于觀測(cè)；CPLD和控制電路則完成各種設(shè)置、地址發(fā)生、時(shí)序產(chǎn)生等工作。五、實(shí)驗(yàn)內(nèi)容及步驟MTD性能的測(cè)試方法非常復(fù)雜，一般通過(guò)測(cè)量MTD的濾波器特性來(lái)間接得到MTD性能。1. MTD濾波器副瓣電平測(cè)量計(jì)算方法（1） MTD線性輸出16bit經(jīng)過(guò)對(duì)數(shù)電路變?yōu)?bit。按照如下關(guān)系運(yùn)算：M=52.9433logN式中，M：8bit數(shù)據(jù)，N：16bit數(shù)據(jù)。比如，當(dāng)N=65535時(shí)，M=52.9433log65535=255；N=32768時(shí)，M=52.9433log32768=239.（2） MTD濾波

26、器副瓣電平計(jì)算（a）線性：20logN1N2式中，N1:16bit主峰數(shù)據(jù)，N2：16bit副瓣數(shù)據(jù)。 （b）對(duì)數(shù)：C（M1-M2）式中，M1：8bit主峰數(shù)據(jù)，M2:8bit副瓣數(shù)據(jù)，C為常數(shù)。下面給出C的數(shù)據(jù)：20logN1N2=CM1-M2=52.9433ClogN1N2故C=20/52.943=0.38（3） 通過(guò)示波器測(cè)量副瓣電平8脈沖和16脈沖MTD實(shí)測(cè)對(duì)數(shù)特性曲線如圖5、6所示，關(guān)鍵在于找到主峰和副瓣的幅度，如果示波器測(cè)得D/A滿幅度值為F，主峰值為M，副瓣值為S，則副瓣電平為：255CM-SF=96.9M-SF本實(shí)驗(yàn)裝置D/A滿幅度值為F=4V，則副瓣電平為24.2x(M-S)

27、dB。凹口相對(duì)寬度為凹口寬度W1與總底部寬度W2之比：W1W2=100%2. 內(nèi)容與步驟（1）實(shí)驗(yàn)裝置的連接實(shí)驗(yàn)裝置上的Q9座“OUT1”和“OUT2”分別連接到示波器的兩個(gè)輸入端“CH1”和“CH2”上；Q9座“OUT3”連接到示波器的外部觸發(fā)輸入端“Trigger”；插上側(cè)面220v電源線到插座上，打開示波器電源和實(shí)驗(yàn)裝置電源（電源開關(guān)在實(shí)驗(yàn)裝置側(cè)面）。（2）將“S1”地址開關(guān)設(shè)置為“11111111”,“S2”和“S3”設(shè)置為“00”和“10”，記錄波形、測(cè)試和計(jì)算數(shù)據(jù)，對(duì)應(yīng)位置的發(fā)光二極管將點(diǎn)亮。（3）改變“S2”和“S3”為“00”和“00”，再記錄波形、測(cè)試和計(jì)算數(shù)據(jù)。（4）改變“

28、S2”和“S3”為“10”和“01”，再記錄波形、測(cè)試和計(jì)算數(shù)據(jù)。（5）將“S1”地址開關(guān)分別設(shè)置為“10111111”，“11011111”，“10011111”，“11101111”，“10101111”，“11001111”，“10001111”，重復(fù)上述（2）（4）步驟，“S1”，“S2”和“S3”的功能見(jiàn)表1.S1 功 能 S2 OUT1輸出 S3 OUT2輸出11111111 16脈沖MTD特性曲線 00 I通道輸出 00 線性輸出10111111 8脈沖MTD特性曲線 10 Q通道輸出 10 Q通道輸出11011111 16脈沖FFT特性曲線 01 線性輸出 01 對(duì)數(shù)輸出100

29、11111 8脈沖FFT特性曲線 11 11 11101111 16脈沖MTD輸出10101111 8脈沖MTD輸出11001111 16脈沖FFT輸出10001111 8脈沖FFT輸出表1 按鍵“S1”、“S2”和“S3”的功能其中，測(cè)試MTD和FFT特性曲線，I&Q通道信號(hào)源采用掃頻信號(hào)；測(cè)試MTD和FFT的輸出，I&Q通道信號(hào)源采用模擬動(dòng)目標(biāo)和靜止目標(biāo)信號(hào)。 將測(cè)量計(jì)算結(jié)果填入表2。表2 測(cè)試數(shù)據(jù)0-130-13FFTFFT MTD1 53.24 32.75 16點(diǎn) MTD1 72.6 19.3758點(diǎn) 濾波器點(diǎn)數(shù) 濾波器種類 副瓣電平（dB） 凹口相對(duì)寬度(%)實(shí)驗(yàn)圖像

30、如下所示。圖6.10 8脈沖MTD特性曲線圖6.11 8脈沖FFT特性曲線圖6.12 16脈沖MTD特性曲線圖6.13 16脈沖FFT特性曲線六、思考題1.為什么FFT等效于脈沖相參積累？答：FFT和IFFT的信號(hào)處理是在頻域里對(duì)信號(hào)處理的。具有N個(gè)輸出的橫向?yàn)V波器（N個(gè)重復(fù)周期和N-1根延遲線），經(jīng)過(guò)各重復(fù)周期的不同加權(quán)并求和后，實(shí)現(xiàn)N個(gè)相鄰的窄帶濾波器組。全部濾波器響應(yīng)覆蓋了從零到fr的頻率范圍，輸入信號(hào)經(jīng)延遲排列等待；當(dāng)信號(hào)全部輸入完畢才同時(shí)輸出，這樣相參的信號(hào)幅度疊加輸出為最大值，不相參信號(hào)則幅度相減。通過(guò)該濾波器后，它將N個(gè)相參脈沖積累，使信噪比提高N倍。這就是FFT等效于相參積累的

31、原因。2.為什么要加權(quán)，如何選擇窗函數(shù)？答：加權(quán)是為了抑制旁瓣，即把旁瓣電平降低，使得弱回波目標(biāo)能夠檢測(cè)出來(lái)。FFT濾波器組各個(gè)濾波器的旁瓣較高，止帶衰減小，對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行加窗處理降低旁瓣電平，但壓低副瓣的同時(shí)加寬了主瓣并引起了失配損失，目前常用的窗函數(shù)主要有漢寧窗、海明窗、布萊克曼窗、泰勒窗、切比雪夫窗等。一要求窄的主瓣和低的副瓣是矛盾的，折衷考慮，海明窗的綜合性能最佳，但具體使用哪個(gè)窗函數(shù)則要視具體情況而定。3.FFT+MTI方法實(shí)現(xiàn)MTD與FIR濾波器組實(shí)現(xiàn)MTD有何區(qū)別？答：FFT濾波器組在零頻附近沒(méi)有足夠的凹陷，因而無(wú)法很好地抑制地物雜波，可以在FFT濾波器組之前加上MTI處理先抑制地物

32、雜波來(lái)改善檢測(cè)性能。其運(yùn)算量少，速度快。FIR橫向?yàn)V波器形式可以靈活設(shè)計(jì)每個(gè)濾波器的權(quán)系數(shù)，使其幅度頻率響應(yīng)都在零頻附近有較深的凹陷，用于抑制地雜波。具有靈活性高、運(yùn)算控制簡(jiǎn)單、可根據(jù)雜波設(shè)計(jì)自適應(yīng)和雜波抑制能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，并隨著大規(guī)模集成電路和高速數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的飛速發(fā)展，目前FIR濾波器組的實(shí)現(xiàn)已不成問(wèn)題。所以，目前MTD濾波器組常采用有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器組來(lái)實(shí)現(xiàn)。FFT是在頻域?qū)π盘?hào)處理的，輸出為延遲波形；而FIR是在時(shí)域?qū)π盘?hào)處理，輸出是實(shí)時(shí)波形。七、實(shí)驗(yàn)分析本實(shí)驗(yàn)是基于硬件的動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)電路，MTD濾波器具有N個(gè)輸出的橫向?yàn)V波器，經(jīng)過(guò)各重復(fù)周期的不同加權(quán)并求和后，可實(shí)現(xiàn)N個(gè)相鄰

33、的窄帶濾波器組。同理，也可以用快速傅里葉變換FFT算法實(shí)現(xiàn)濾波器組，運(yùn)算簡(jiǎn)單方便。本實(shí)驗(yàn)分別運(yùn)用8脈沖和16脈沖的FIR時(shí)域?yàn)V波器組，實(shí)現(xiàn)雷達(dá)動(dòng)目標(biāo)多普勒頻移的檢測(cè)。根據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，我們可以看出MTD濾波器，8脈沖的副瓣電平要比16脈沖的高，凹口相對(duì)寬度要低。它代表了抑制雜波的頻譜寬度，越寬則抑制雜波的頻譜寬度越寬，雜波抑制性能越好，但盲速越嚴(yán)重，丟失運(yùn)動(dòng)目標(biāo)的可能性越大，信噪比損失越嚴(yán)重。由此可見(jiàn)，16脈沖MTD濾波器雜波抑制性能更好，但是它的信噪比損失也更嚴(yán)重。所以，濾波器的凹口相對(duì)寬度要折衷選擇。在FFT特性曲線上就可以看出有多少個(gè)脈沖。 實(shí)驗(yàn)五 線性調(diào)頻脈沖壓縮1、 實(shí)驗(yàn)?zāi)康?、 了解線

34、性調(diào)頻脈沖壓縮的工作原理。2、 了解線性調(diào)頻脈沖信號(hào)加權(quán)處理的工作原理。3、 掌握脈沖壓縮信號(hào)的“壓縮比”和“主副瓣比”的測(cè)量方法。2、 實(shí)驗(yàn)儀器示波器、萬(wàn)用表3、 實(shí)驗(yàn)原理 線性調(diào)頻矩形脈沖信號(hào)的復(fù)數(shù)表達(dá)方式為： 其中u(t)為信號(hào)復(fù)包絡(luò)： 式中T為脈沖寬度，信號(hào)的瞬時(shí)頻率可寫成： 瞬時(shí)頻率f(t)與時(shí)間成線性關(guān)系，因此成為線性調(diào)頻信號(hào)。其中k=B/T稱為調(diào)頻斜率，B為調(diào)頻帶寬，即信號(hào)帶寬。 線性調(diào)頻信號(hào)的脈沖壓縮式通過(guò)匹配濾波器得到的，如果輸入信號(hào)的頻率特性為： 那么匹配濾波器的頻率特性應(yīng)滿足下式： 若令： 則可得： 上式中壓縮濾波器的群延遲特性（頻率-延時(shí)特性）為： 是與濾波器物理實(shí)現(xiàn)有

35、關(guān)的一個(gè)附加延時(shí)： 可得線性調(diào)頻脈沖壓縮濾波器的輸出信號(hào)： 實(shí)際情況下取實(shí)信號(hào)表示為： 當(dāng)輸入信號(hào)有的多普勒頻率時(shí)，匹配濾波器的輸出表達(dá)式為： 上式說(shuō)明當(dāng)=0時(shí)，輸出脈沖具有sinc函數(shù)性型包絡(luò)，-3dB主瓣寬度為1/B第一副瓣高度約為-13.2dB，其它副瓣隨其離主瓣的間隔x按1/x的規(guī)律衰減，副瓣零點(diǎn)間隔為1/B，如果輸入脈沖信號(hào)幅度為1，且匹配濾波器在通帶內(nèi)傳輸系數(shù)為1，則輸出脈沖幅度為=，D=BT表示輸入脈沖和輸出脈沖的寬帶比，稱為壓縮比，當(dāng)時(shí)，sinc函數(shù)包絡(luò)將產(chǎn)生位移，引起測(cè)距誤差，同時(shí)主峰脈沖寬度將下降。線性調(diào)頻信號(hào)時(shí)頻域波形 線性調(diào)頻信號(hào)實(shí)部和虛部時(shí)域波形如圖1所示，線性調(diào)頻信

36、號(hào)通過(guò)匹配濾波器的輸出信號(hào)，其第一副瓣電平（最大副瓣的高度根據(jù)主瓣幅度歸一化后）約為-13.2dB，副瓣會(huì)影響對(duì)鄰近弱目標(biāo)的檢測(cè)，為了降低過(guò)高的距離副瓣需要對(duì)用適當(dāng)?shù)拇昂瘮?shù)對(duì)信號(hào)頻譜進(jìn)行加權(quán)。 最常用的方法是對(duì)匹配濾波器的權(quán)值進(jìn)行進(jìn)行頻域或時(shí)域進(jìn)行窗函數(shù)加權(quán)，常用的窗函數(shù)有hamming窗、Taylor窗等。對(duì)線性調(diào)頻信號(hào)，也可以進(jìn)行時(shí)域加窗，時(shí)域加權(quán)和頻域加權(quán)的結(jié)果是大致等效的。如果采用了窗函數(shù)加權(quán)，副瓣電平將大大降低，但同時(shí)加權(quán)引起的失配會(huì)使主瓣展寬和產(chǎn)生一定的信噪比損失。 上式給出了某些常用的窗函數(shù)的統(tǒng)一表示，其中B表示信號(hào)寬帶，上式中，當(dāng)k=0.08，n=2時(shí)，是hamming窗；當(dāng)k

37、=0.5，n=4時(shí)，是hanning窗；當(dāng)k=0，n=4時(shí)，是余弦四次方窗，峰值副瓣電平理論值分別為-43dB，-32dB和-47dB。如：加hamming窗時(shí)，可使第一副瓣降至-43dB，帶來(lái)的是信噪比損失-1.34dB，-3dB主瓣展寬1.47倍。圖2、3所示為帶寬2MHz，時(shí)寬10us，載頻（中心頻率）10MHz的線性調(diào)頻脈沖信號(hào)的脈沖壓縮和加權(quán)處理結(jié)果。4、 實(shí)驗(yàn)電路實(shí)驗(yàn)電路同“動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)及相參積累”實(shí)驗(yàn)。5、 實(shí)驗(yàn)內(nèi)容及步驟1. 實(shí)驗(yàn)內(nèi)容觀看實(shí)驗(yàn)脈壓裝置數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)的組成。觀察各組成部分的輸入、輸出波形。用示波器測(cè)量“脈沖壓縮比”和“主副瓣比”。觀察并測(cè)量脈壓輸出的主峰寬度。2.

38、 主副瓣比測(cè)量 如圖4所示用示波器測(cè)量主峰的幅度，然后根據(jù)下式計(jì)算主副瓣比： 式中，V1為主峰的幅度，V2為副瓣的幅度。 對(duì)數(shù)脈沖壓縮輸出的主副瓣比測(cè)量方法同“動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)及相參測(cè)量積累”實(shí)驗(yàn)。3. 壓縮比及主峰寬度測(cè)量 用示波器測(cè)出壓縮前后二者脈寬即可計(jì)算，如圖4所示，壓縮脈寬以主峰值半功率點(diǎn)處寬度為準(zhǔn)，注：用示波器測(cè)信號(hào)幅值和時(shí)寬時(shí)，Y、X軸的“校正”旋鈕一定要放對(duì)，否則讀出數(shù)值是不對(duì)的，但在測(cè)量的是比值所以可以不經(jīng)校正。4. 實(shí)驗(yàn)步驟 實(shí)驗(yàn)裝置的連接 實(shí)驗(yàn)裝置上的Q9座“OUT1”和“OUT2”分別連接到示波器的兩個(gè)輸入端“CH1”和“CH2”上；Q9座“OUT3”連接到示波器的外部觸發(fā)輸入端“Trigger”；插上側(cè)面220V電源線到插座上，打開示波器電源和實(shí)驗(yàn)裝置電源（電源開關(guān)在實(shí)驗(yàn)裝置側(cè)面）。 將“S1”地址開關(guān)設(shè)置為“01111111”，“S2