基于電壓型脈寬調(diào)制控制技術的半橋式隔離開關電源設計

1、1 緒論隨著電力電子技術的發(fā)展，電力電子設備與人們的工作、生活的關系日益密切，而電子設備都離不開可靠的電源，進入80年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關電源化，率先完成計算機的電源換代，進入90年代開關電源相繼進入各種電子、電器設備領域，程控交換機、通訊、電子檢測設備電源、控制設備電源等都已廣泛地使用了開關電源，更促進了開關電源技術的迅速發(fā)展。11 直流穩(wěn)壓電源的發(fā)展直流穩(wěn)壓電源是電子、電器、自動化設備中最基本的部分。傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)換方法設計制作的電源，其效率低，損耗大，溫升高。加上多路電壓輸出，而各個電壓的等級、質(zhì)量要求又不相同時，使之傳統(tǒng)的串聯(lián)穩(wěn)壓式電源越來越難于得到解決。如圖1-1所示的串聯(lián)式線性穩(wěn)壓

2、電源，就屬此類。 圖1-1 晶體管串聯(lián)式線性穩(wěn)壓電源當今計算機及自動化設備上大多數(shù)控制電源都向低壓大電流，高效率，重量輕、體積小的方向發(fā)展。在這種要求面前首先得到發(fā)展的是晶體管串聯(lián)式開關穩(wěn)壓電源，如圖1-2所示。 圖1-2 晶體管串聯(lián)式開關穩(wěn)壓電源隨著電力電子技術的發(fā)展，大功率開關晶體管、快恢復二極管及其它元器件的電壓得到很大的提高，這為取消穩(wěn)壓電源中的工頻變壓器，發(fā)展高頻開關電源創(chuàng)造了條件。由于它不需要工頻變壓器，故稱無工頻變壓器開關式直流穩(wěn)壓電源。開關電源是利用現(xiàn)代電力電子技術，控制開關晶體管開通和關斷的時間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源，開關電源一般由脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC和M

3、OSFET構成。開關電源和線性電源相比，二者的成本都隨著輸出功率的增加而增長，但二者增長速率各異。線性電源成本在某一輸出功率點上，反而高于開關電源，這一成本反轉(zhuǎn)點。隨著電力電子技術的發(fā)展和創(chuàng)新，使得開關電源技術在不斷地創(chuàng)新，這一成本反轉(zhuǎn)點日益向低輸出電力端移動，這為開關電源提供了廣泛的發(fā)展空間。它使電源在小型化、輕量化、高效率等方面又邁進了一步。圖1-3是無工頻變壓器的開關電源的方框圖。 圖1-3 無工頻變壓器的開關電源原理框圖無工頻變壓器開關穩(wěn)壓電源，有如下的優(yōu)點：1.效率高。一般在8090%以上。 2.體積小、重量輕，隨著頻率的提高，收效更顯著。 3.穩(wěn)壓范圍廣，一般交流輸入80265V，

4、負載作大幅度變化時，性能很好。 4.噪聲低，聲頻在20kHz以上時，已是人耳聽不到的超聲波，而開關電源的工作頻率一般都大于此頻率； 5.性能靈活，通過輸出隔離變壓器，可得到低壓大電流、高壓小電流；一個開關控制的一路輸入可得到多路輸出以及同號、反號等輸出； 6.電壓維持時間長，為了適應交流停電時，計算機、現(xiàn)代自動化控制設備電源轉(zhuǎn)換的需要，開關電源可在幾十毫秒內(nèi)保證仍有電壓輸出；7.可靠性大，當開關損壞時，也不會有危及負載的高電壓出現(xiàn)。無工頻變壓器開關穩(wěn)壓電源的不足之處：1.輸出紋波較大，約有10100mV的峰峰值； 2.脈沖寬度調(diào)制式的電路中，電壓、電流變化率大；3.控制電路比較復雜，對元器件要

5、求高； 4.動態(tài)響應時間至少要大于一個開關周期，不如串聯(lián)式晶體管線性穩(wěn)壓電源。12高頻變壓器的開關電源結構概述這類電源的共同特點是具有高頻變壓器、直流穩(wěn)壓是從變壓器次級繞組的高頻脈沖電壓整流濾波而來。變壓器原副方是隔離的，或是部分隔離的，而輸入電壓是直接從交流市電整流得到的高壓直流。圖1-4 高頻變壓器開關電源基本功能框圖目前，用高頻變壓器的變換電路按其工作方式可分為五類，每類傳輸?shù)墓β室膊幌嗤?，應用環(huán)境也稍有不同，如表 1-1所示：電路類型傳輸功率應用環(huán)境單端反激式變換器20100W小型儀器、儀表，家用電器等電源，自動化設備中的控制電源單端正激式變換器50200W小型儀器、儀表，家用電器等電

6、源，自動化設備中的控制電源推換式變換器100500W控制設備，計算機等電源半橋式變換器1005000W焊機，超聲電源，計算機電源等全橋式變換器500W30kW焊機、高頻感應加熱，交換機等表 1-11. 3高頻開關電源的組成與分類開關電源具有體積小、效率高等一系列優(yōu)點，在各類電子產(chǎn)品中得到廣泛的應用。但由于開關電源的控制電路比較復雜、輸出紋波電壓較高，所以開關電源的應用也受到一定的限制。電子裝置小型輕量化的關鍵是供電電源的小型化，因此需要盡可能地降低電源電路中的損耗。開關電源中的調(diào)整管工作于開關狀態(tài)，必然存在開關損耗，而且損耗的大小隨開關頻率的提高而增加。另一方面，開關電源中的變壓器、電抗器等磁

7、性元件及電容元件的損耗，也隨頻率的提高而增加。目前市場上開關電源中功率管多采用雙極型晶體管，開關頻率可達幾十kHz；采用MOSFET的開關電源轉(zhuǎn)換頻率可達幾百kHz。為提高開關頻率必須采用高速開關器件。對于兆赫以上開關頻率的電源可利用諧振電路，這種工作方式稱為諧振開關方式。它可以極大地提高開關速度，原理上開關損耗為零，噪聲也很小，這是提高開關電源工作頻率的一種方式。采用諧振開關方式的兆赫級變換器已經(jīng)實用化。開關電源的集成化與小型化已成為現(xiàn)實。然而，把功率開關管與控制電路都集成在同一芯片上，必須解決電隔離和熱絕緣的問題。1.3.1 開關電源的基本構成開關電源采用功率半導體器件作為開關器件，通過周

8、期性間斷工作，控制開關器件的占空比來調(diào)整輸出電壓。開關電源的基本構成如圖1-3所示，其中DC/DC變換器進行功率轉(zhuǎn)換，它是開關電源的核心部分，此外還有起動、過流與過壓保護、噪聲濾波等電路。輸出采樣電路檢測輸出電壓變化，與基準電壓Ur比較，誤差電壓經(jīng)過放大及脈寬調(diào)制（PWM）電路，再經(jīng)過驅(qū)動電路控制功率器件的占空比，從而達到調(diào)整輸出電壓大小的目的。DC/DC變換器有多種電路形式，常用的有工作波形為方波的PWM變換器以及工作波形為準正弦波的諧振型變換器。對于串聯(lián)線性穩(wěn)壓電源，輸出對輸入的瞬態(tài)響應特性主要由調(diào)整管的頻率特性決定。但對于開關型穩(wěn)壓電源，輸入的瞬態(tài)變化比較多地表現(xiàn)在輸出端。提高開關頻率的

9、同時，由于反饋放大器的頻率特性得到改善，開關電源的瞬態(tài)響應問題也能得到改善。負載變化瞬態(tài)響應主要由輸出端LC濾波器特性決定，所以可以利用提高開關頻率、降低輸出濾波器LC乘積的方法來改善瞬態(tài)響應特性。1.3.2 開關型穩(wěn)壓電源的分類開關型穩(wěn)壓電源的電路結構有多種：（1）按驅(qū)動方式分，有自勵式和他勵式。（2）按DC/DC變換器的工作方式分：單端正激式和反激式、推挽式、半橋式、全橋式等；降壓型、升壓型和升降壓型等。（3）按電路組成分，有諧振型和非諧振型。（4）按控制方式分：脈沖寬度調(diào)制(PWM)式；脈沖頻率調(diào)制(PFM)式；PWM與PFM混合式。（5）按電源是否隔離和反饋控制信號耦合方式分，有隔離式

10、、非隔離式和變壓器耦合式、光電耦合式等。以上這些方式的組合可構成多種方式的開關型穩(wěn)壓電源。14 開關電源技術的發(fā)展動向開關電源的發(fā)展方向是高頻、高可靠、低耗、低噪聲、抗干擾和模塊化。(1)高頻化技術：開關電源輕、小、薄的關鍵技術是高頻化，隨著開關頻率的提高，開關變換器的體積也隨之減少，功率密度也得到大幅提升，動態(tài)響應得到改善。小功率 DC-DC 變換器的開關頻率將上升到 MHz。但隨著開關頻率的不斷提高，開關元件和無源元件損耗的增加、高頻寄生參數(shù)以及高頻 EMI 等新的問題也將隨之產(chǎn)生。(2)軟開關技術：為提高變換器的變換效率，各種軟開關技術應用而生，具有代表性的是無源軟開關技術和有源軟開關技

11、術，主要包括零電壓開關/零電流開關(ZVS/ZCS)諧振、準諧振、零電壓/零電流脈寬調(diào)制技術(ZVS/ZCS-PWM)以及零電壓過渡/零電流過渡脈寬調(diào)制(ZVT/ZCT-PWM)技術等。采用軟開關技術可以有效的降低開關損耗和開關應力，有助于變換器變換效率的提高。(3)功率因數(shù)校正技術(PFC)：目前 PFC 技術主要分為有源 PFC 技術和無源 PFC 技術兩大類，采用 PFC 技術可以提高 AC-DC 變化器輸入端功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的諧波污染。(4)模塊化技術：模塊化是開關電源發(fā)展的總體趨勢，采用模塊化技術可以滿足分布式電源系統(tǒng)的需要，提高系統(tǒng)的可靠性。(5)低輸出電壓技術：隨著半導體制造

12、技術的不斷發(fā)展，微處理器和便攜式電子設備的工作越來越低，這就要求未來的 DC-DC 變換器能夠提供低輸出電壓以適應微處理器和便攜式電子設備的供電要求。電力電子技術的不斷創(chuàng)新，使開關電源產(chǎn)業(yè)有著廣闊的發(fā)展前景。要加快我國開關電源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展速度，就必須走技術創(chuàng)新之路。15 本課題研究的內(nèi)容和意義1.5.1 研究內(nèi)容近幾年來,為了進一步提高礦山作業(yè)安全系數(shù),改善礦山工人的工作環(huán)境,國家有關部門規(guī)定,礦山井下架線電機車必須配備低壓照明、喇叭、載波通訊、司控道岔、脈沖調(diào)速器、防追尾信號等成套設備。在此種環(huán)境下，多用輸出直流電壓為12V或24V，這一規(guī)定使得架線電機車必須配備低壓直流穩(wěn)壓電源。本課題主要是

13、研究落差比較大的dc-dc變換器，所謂落差大是指輸入和輸出的落差比較大，輸入約直流550-800V，而輸出為直流24V要求做到輸入電壓在一定范圍內(nèi)變化時輸出基本不變，也就是說靠改變占空比調(diào)節(jié)輸出的效果要好，適當改變負載也能使輸出基本保持不變，具有過電流保護的功能并且能夠設定電流保護閥值。因為輸入為直流高電壓為保護起鑒采用繼電聯(lián)鎖結構啟動并有裝機的過程；因為要求落差大體積小所以采用高頻隔離變壓器，勢必要解決諧波干擾所造成的各種損耗，尤其是開關管的開關損耗，變壓器的鐵耗銅耗，優(yōu)化設計提高效率。具體電路根據(jù)大電壓落差DC/DC變換的要求及特點，本文采用SG3525電壓控制模式控制器，設計了一種基于電

14、壓型脈寬調(diào)制控制技術的半橋式隔離開關電源。其輸入電壓為直流600V，輸出電壓為直流24V，最大輸出電流10A，工作頻率50kHz。1.5.2 研究意義落差比較大的dc-dc電源變換器，應用在比較特殊的場合，如煤礦下采煤車的照明，直接利用高壓直流供電點電源轉(zhuǎn)換為所需的24V直流電，省去礦下單獨走線，減少投入，提高利用率降低危險。采用PWM方式作控制簡單易行效果明顯；采用高頻可減小體積提高空間利用率。本文針對具體問題提出了一種利用半橋式高頻開關電源解決大電壓落差的新型DC/DC變換方式，此種設計方法可以應用于工程實際中，并且其高穩(wěn)定性、高效率、高可靠性、低干擾等特點使得此種方式的應用前景十分樂觀。

15、此種設計思想不僅可以應用于落差達到20至35倍情況下，而且可以被用于更高落差的變換電路中。2DC/DC變換器DC/DC變換器廣泛應用于便攜裝置（如筆記本計算機、蜂窩電話、尋呼機、PDA等）中。它有兩種類型，即線性變換器和開關變換器。開關變換器因具有效率高、靈活的正負極性和升降壓方式的特點，而備受人們的青睞。開關穩(wěn)壓器利用無源磁性元件和電容電路元件的能量存儲特性，從輸入電壓源獲取分離的能量，暫時地把能量以磁場形式存儲在電感器中，或以電場形式存儲在電容器中，然后將能量轉(zhuǎn)換到負載，實現(xiàn)DC/DC變換。實現(xiàn)能量從源到負載的變換需要復雜的控制技術。現(xiàn)在，大多數(shù)采用PWM（脈沖寬度調(diào)制）技術。從輸入電源提

16、取的能量隨脈寬變化，在一固定周期內(nèi)保持平均能量轉(zhuǎn)換。PWM的占空因數(shù)（）是“Ton”時間（Ton，從電源提取能量的時間）與總開關周期（T）之比。對于開關穩(wěn)壓器，其穩(wěn)定的輸出電壓正比于PWM占空因數(shù)，而且控制環(huán)路利用“大信號”占空因數(shù)做為對電源開關的控制信號。 21開關頻率和儲能元件DC/DC變換器中，功率開關和儲能元件的物理尺寸直接受工作頻率影響。磁性元件所耦合的功率是：P（L）=1/2（LI2f）。隨著頻率的提高，為保持恒定的功率所要求的電感相應地減小。由于電感與磁性材料的面積和線匝數(shù)有關，所以可以減小電感器的物理尺寸。 電容元件所耦合的功率是：P(c)=1/2(CV2f)，所以儲能電容器可

17、實現(xiàn)類似的尺寸減小。元件尺寸的減小對于電源設計人員和系統(tǒng)設計人員來說都是非常重要的，可使得開關電源占用較小的體積和印刷電路板面積。 22開關變換器拓撲結構開關變換器的拓撲結構系指能用于轉(zhuǎn)換、控制和調(diào)節(jié)輸入電壓的功率開關元件和儲能元件的不同配置。很多不同的開關穩(wěn)壓器拓撲結構可分為兩種基本類型：非隔離型（在工作期間輸入源和輸出負載共用一個共同的電流通路）和隔離型（能量轉(zhuǎn)換是用一個相互耦合磁性元件（變壓器）來實現(xiàn)的，而且從源到負載的耦合是借助于磁通而不是共同的電器）。變換器拓撲結構是根據(jù)系統(tǒng)造價、性能指標和輸入線/輸出負載特性諸因素選定的。2.2.1非隔離開關變換器對于輸入與輸出電壓不需隔離，只用一

18、個工作開關和L、D、C組成的變換器電路最基本非隔離開關穩(wěn)壓器拓撲結構的為如下三種： （1）降壓變換器（buck converter）；（2）升壓變換器（boost converter）；（3）降、升壓變換器（buck-boost converter）。其原理電路如圖2-1所示。圖2-1 無隔離的DCDC變換電路（1） 降壓變換器（buck converter）降壓變換器將一輸入電壓變換成一較低的穩(wěn)定輸出電壓。輸出電壓（Vout）和輸入電壓（Vin）的關系為：Vout/Vin=（占空因數(shù)）VinVout1) 在開關VT導通期間2）在開關VT截止期間 3)電感電流的平均值計算 a） 電路拓撲 b）

19、工作波形圖2-2 Buck converter4）輸出電壓紋波值的計算 （2）升壓變換器（boost converter）升壓變換器將一輸入電壓變換成一較高的穩(wěn)定輸出電壓。輸出電壓和輸入電壓的關系為：Vout/Vin=1/（1-）Vin1)在ton期間2)在toff期間3)負載電流的平均值 I0a）電路拓撲 b）工作波形圖2-3 Boost converter4)輸入電流的平均值I15)輸出電壓 U0的紋波計算（3）降、升壓變換器（buck-boost converter）降、升壓變換器將一輸入電壓變換成一較低反相輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關系為： Vout/Vin=-/（1-），其中Vi

20、n|Vout|。圖2-4 BuckBoost converter圖2-5 Buck-Boost converter工作波形圖=2.2.2隔離開關變換器有很多隔離開關變換器拓撲結構，但其中四種比較通用，它們是：單端反激式變換器、單端正激式變換器、半橋式變換器、全橋式變換器。在這些電路中，從輸入電源到負載的能量轉(zhuǎn)換是通過一個變壓器或其他磁通耦合磁性元件實現(xiàn)的。1. 單端反激式變換器單端反激式變換器將一輸入電壓變換成一穩(wěn)定的取決于變壓器匝數(shù)比的較低值或較高值輸出電壓。輸出電壓與輸入電壓的關系式為：Vout/Vin=（1/N）（/（1-）VinVout或Vin式中N為變壓器匝數(shù)比。（一）工作原理分析1

21、）在開關VT導通期間： 圖2-6 單端反激式變換器2）在開關VT截止期間（二）單端反激式變換器也有三種工作狀態(tài)1) 磁通臨界連續(xù)的工作情況： 2) 磁通臨界不連續(xù)的工作情況3) 磁通連續(xù)的工作情況（三）Uin與導通比t的對應關系即是輸入電壓最高時，相應的導通比是最小，輸入電壓最低時，相應的導通比是最大。因此，輸入電壓與導通比是一一對應，相互制約的。運行中由于閉環(huán)調(diào)節(jié)，這種相互適應是自動的。但必須指出的是，由控制電路振蕩器和PWM門閂電路本身固有的最大最小導通比，一定要與運行條件所需的最大最小導通比不矛盾，否則就會失調(diào)。（四）磁通復位問題為了不致于出現(xiàn)磁路飽和每個開關周期工作磁通都能復位，因此：

22、 1）單端反激式變換器開關變壓器的鐵芯都帶有氣隙 。2）原方繞組電流實現(xiàn)脈沖限流控制。 2. 單端正激式變換器正向隔離變換器將一輸入電壓變換成一穩(wěn)定的取決于變壓器匝數(shù)比的較低值或較高值輸出電壓。輸出電壓和輸入電壓關系為：Vout/Vin=（1/N）VinVout或Vin圖2-7 正激式變換器的原理電路圖圖2-8 正激式變壓器等效電路3. 半橋式變換器(一) 工作原理 圖2-9 半橋式變換器原理電路 圖2-10 半橋式變換器的工作波形圖2-11 串聯(lián)電容半橋式變換器原理電路（a）串聯(lián)電容前交流電壓，斜格面積表示A1、A2的伏秒值不平衡波形（b）串聯(lián)電容、變壓器原邊的伏秒值得到了平衡圖圖2-12

23、變壓器原邊串聯(lián)電容后的工作波形(二) 串聯(lián)耦合電容C3的選擇4 全橋式變換器圖2-13 全橋式變換器主電路圖2-14 全橋式變換器的工作波形3DC/DC變換器的控制如果DC/DC開關變換電路的輸入電壓是一個平直的直流電壓，在開關接通的占空比為常數(shù)的情況下，輸出電壓除了直流分量外，僅包括開關頻率及其倍數(shù)次的諧波。在應用中，必須將這些諧波用無源濾波器濾除。因為諧波頻率越高，濾波越簡單，無源濾波器越小，因此，在DC/DC開關變換電路中，開關頻率往往較高。如果DC/DC開關變換電路的輸入電壓不是一個平直的直流電壓，例如，可以是工頻整流后的直流電壓（包含100Hz或300Hz的諧波），在開關接通的占空比

24、為常數(shù)的情況下，輸出電壓除了直流分量外和開關頻率及其倍數(shù)次的諧波外，還包括100Hz或300Hz的諧波。因為這些諧波頻率較低，很難用無源濾波器濾除。在應用中，可用脈沖寬度調(diào)制（PWM）或脈沖頻率調(diào)制（PFM）的方法將這些諧波濾除。所謂脈沖寬度調(diào)制的方法是一種在整個工作過程中開關頻率不變而開關接通的時間按照要求變化的方法。所謂脈沖頻率調(diào)制的方法是一種在整個工作過程中開關接通的時間不變而開關頻率按照要求變化的方法。用這兩種方法，都可以改變開關接通的占空比，從而改變輸入和輸出之間的關系。因為在脈沖頻率調(diào)制（PFM）的方法中，輸出電壓中的諧波頻率隨開關接通的占空比的變化而變化，所以輸出濾波較難；而用脈

25、沖寬度調(diào)制（PWM）方法時，輸出電壓中的諧波頻率恒定，輸出濾波較容易。因此，在DC/DC開關變換電路常用的控制方法是脈沖寬度調(diào)制（PWM）方法。31 PWM變換器脈沖寬度調(diào)制（PWM）變換器就是通過重復通/斷開關工作方式把一種直流電壓（電流）變換為高頻方波電壓（電流），再經(jīng)過整流平波后變?yōu)榱硪环N直流電壓輸出。PWM變換器有功率開關管、整流二極管及濾波電路等元器件組成。輸入輸出間需要進行電氣隔離時，可采用變壓器進行隔離和升降壓。由于開關工作頻率的提高，濾波電感L，變壓器T等磁性元件以及濾波電容C等都可以小型化。對于PWM變換器，加在開關管S兩端的電壓us及通過S的電流Is的波形近似為方波。占空比

26、的定義式為：TonTs；或ToffTs。式中Ts開關工作周期；Ton一個開關周期內(nèi)導通時間；Toff一個開關周期內(nèi)斷開時間；對于這種變換器，有兩種工作方式。一種是保持開關工作周期Ts不變，控制開關導通時間ton的脈沖寬度調(diào)制（PWM）方式，另一種是保持導通時間ton不變，改變開關工作周期Ts的脈沖頻率調(diào)制（PFM）方式。32PWM控制技術典型的脈寬調(diào)制型方框圖如圖3-1所示。說明：A 市電，B 輸出，C 控制回路，1市電直接整流濾波，2高頻變換，3二次整流濾波， 4脈寬調(diào)制，5比較， 6基準。 圖3-1脈寬調(diào)制型方框圖50Hz工頻的市電經(jīng)初始整流濾波后轉(zhuǎn)換成直流電送入高頻變換器中,高頻變換器將

27、此不穩(wěn)定的直流電逆變成高頻矩形脈沖電壓送入二次整流濾波器中,而后得到平滑的直流電壓供給負載。該電路中高頻變換器是開關穩(wěn)壓電源的中心。其穩(wěn)壓原理為:當負載變化或輸入電網(wǎng)電壓升高而引起輸出電壓輕微上升時,控制回路可以使高頻變換器輸出矩形波寬度變窄,從而使開關穩(wěn)壓電源的輸入電壓下降,直至恢復到設定值。反之,當電網(wǎng)電壓降低等原因引起輸出電壓下降時,控制回路可以使高頻變換器輸出矩形波展寬,使輸出電壓上升,直至恢復到額定值,達到穩(wěn)壓的目的。高頻變換器輸出波形變化如圖3-2所示。 控制開關DC/DC變換器的反饋回路和穩(wěn)壓特性有兩種方法：電壓模式控制和電流模式控制。在電壓模式控制中，變換器的占空因數(shù)正比于實際

28、輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差差值；在電流模式控制中，占空因數(shù)正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數(shù)之間的誤差差值?？刂齐娏骺梢允欠歉綦x拓撲結構中的開關電流或隔離拓撲結構中的變壓器初級電流。說明:A輸出正常時B輸出上升時C輸出下降時。圖3-2脈寬調(diào)制型輸出波形3.2.1 PWM電壓模式控制電壓模式控制只響應（調(diào)節(jié)變換器的占空因數(shù)）輸出（負載）電壓的變化。這意味著變換器為了響應負載電流或輸入線電壓的變化，它必須“等待”負載電壓（負載調(diào)整）的相應變化。這種等待/延遲會影響變換器的穩(wěn)壓特性，通?！暗却笔且粋€或多個開關周期。負載或輸入電壓擾動會產(chǎn)生相應（盡管不一定成比例）的輸出電壓干擾。如圖3-3

29、所示為電壓型控制原理圖。圖3-3 電壓型控制原理圖在此電路中，A1是環(huán)路誤差放大器，A2是PWM比較器，A3是輸出驅(qū)動器（與功率開關的接口）。斜波振蕩器提供輸出電壓VOSC，VOSC在變換器開關周期Ts期間從OV到某最大值（對應于最大占空因數(shù)）呈線性斜波。誤差放大器對精密溫度補償基準（VREF）和變換器輸出電壓分量Vout之間的差值進行比較。A1的輸出VE正比于基準電壓和Vout之間的差值。假若輸出電壓為零，則A1的輸出為其最大值，此最大值與振蕩器輸出斜波最大值相同。當在PWM比較器A2的輸入存在這種條件時，則A2的輸出電壓在變換器整個開關周期中保持在最大值。所以，當Vout為最小值時，占空因

30、數(shù)是在其最大值。假若實際的輸出電壓超過Vout的調(diào)整范圍，則A1的輸出將為（或接近）零。在這種條件下，A2的輸出在整個開關周期期間將保持在其最小值。輸出電壓和變換器占空因數(shù)之間的反比關系（即輸出電壓太低會產(chǎn)生最大占空因數(shù)，輸出電壓太高會產(chǎn)生最小占空因數(shù)）為變換器的控制環(huán)路提供穩(wěn)定的反饋機構。3.2.2 PWM電流模式控制針對上述電壓型控制的缺點,最近幾年發(fā)展起來了電流型控制技術。與電壓型PWM比較，電流型PWM控制在保留了輸出電壓反饋控制外，又增加了一個電感電流反饋環(huán)節(jié)，并以此電流反饋作為PWM所必須的斜坡函數(shù)。圖3-4電流型控制原理圖電流控制型開關電源是一個一階系統(tǒng),一個無條件穩(wěn)定系統(tǒng)。由于

31、它只有單個極點,因此很容易得到大的開環(huán)特性和完善的小信號和大信號特性。目前較為流行使用的電流控制型開關變換器正是由傳統(tǒng)的電壓控制型的基礎上,增加電流反饋環(huán),使其成為一個雙環(huán)控制系統(tǒng),讓電感上的電流不再是一個獨立的變量,從而使開關變換器的二階模型中去掉了電感電流而成為一個一階系統(tǒng)。圖3-4所示為電流型控制的原理圖。電流控制型開關變換器是一個雙環(huán)控制系統(tǒng)。它有一個內(nèi)環(huán)電流控制環(huán),還有一個外環(huán)電壓控制環(huán)。圖3-4中,當開關管導通時,流經(jīng)電阻Rs的電流Ids與流過輸出濾波電感Lf的電流If成正比。從輸出采樣的電壓信號加至誤差放大器的反相輸入端,正相輸入端為基準電壓,其誤差經(jīng)放大后的電壓Ve加到下一級P

32、WM比較器的反相端,當加在比較器正相端的正比于Ids的電流取樣信號Vs(三角波,其頻率為開關頻率)升至Ve時,比較器輸出端輸出一個正脈沖加至鎖存器的復位端,鎖存器的反相端輸出便使得開關管截止。當Vo發(fā)生變化導致Ve變化,或Io變化導致Vs變化時,便使比較器輸出脈沖相對于時鐘脈沖在時間上提前或滯后,從而改變了開關管的占空比實現(xiàn)PWM,以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。因此,變換器的內(nèi)環(huán)是一個恒流源,而整個電流型開關變換器則可看作是一個電壓控制電流模式控制把變換器分成兩條控制環(huán)路電流控制通過內(nèi)部控制環(huán)路而電壓控制通過外部控制環(huán)路。其結果在逐個開關脈沖上不僅僅可以響應負載電壓的變化而且也可響應電流的變化。3

33、.2.3 PWM控制方式選擇策略電流模式控制和電壓模式控制一樣在輸出電壓與占空因數(shù)之間具有相同的反比關系。但在中小功率的電源中，電流型PWM控制是大量采用的方法，電流控制型較電壓控制型還具有如下的特點：外（電壓）控制環(huán)路設置閾值，而在閾值內(nèi)內(nèi)（電流）環(huán)路調(diào)整開關或初級電路中的峰值電流。由于輸出電流正比于開關或初級電流，所以在逐個脈沖上控制輸出電流，比電壓型控制更快，不會因過流而使開關管損壞，大大減小過載與短路的保護；優(yōu)良的電網(wǎng)電壓調(diào)整率；迅捷的瞬態(tài)響應；環(huán)路穩(wěn)定，易補償；紋波比電壓控制型小得多。生產(chǎn)實踐表明電流控制型的50W開關電源的輸出紋波在25mV左右，遠優(yōu)于電壓控制型，從而電流模式控制具

34、有比電壓模式控制更優(yōu)越的電源電壓和負載調(diào)整特性。硬開關技術因開關損耗的限制，開關頻率一般在350kHz以下，軟開關技術是應用諧振原理，使開關器件在零電壓或零電流狀態(tài)下通斷，實現(xiàn)開關損耗為零，從而可將開關頻率提高到兆赫級水平，這種應用軟開關技術的變換器綜合了PWM變換器和諧振變換器兩者的優(yōu)點，接近理想的特性，如低開關損耗、恒頻控制、合適的儲能元件尺寸、較寬的控制范圍及負載范圍，但是此項技術主要應用于大功率電源，中小功率電源中仍以PWM技術為主。4PWM控制芯片SG3525 41 SG3525芯片結構電壓調(diào)節(jié)芯片SG3525是一種性能優(yōu)良，功能全面及通用性強的集成PWM電壓控制芯片。它具有振蕩器外

35、同步，內(nèi)置基準電壓源，死區(qū)調(diào)節(jié)，PWM鎖存器以及輸出級的最佳設計等特點。(a)基準電壓調(diào)整器基準電壓調(diào)整器是輸出為5.1V,50mA,有短路保護的電壓調(diào)整器。它供給所有內(nèi)部電路,同時又可作為外部基準參考電壓。(b)振蕩器振蕩器的充電回路由CT,RT構成,電阻RD作為放電電阻,改變充電電容的大小即可改變鋸齒波的頻率,此頻率也就是振蕩器的振蕩頻率。此電路中,放電電阻較小,所以形成的鋸齒波波形后沿較陡。(c)誤差放大器及補償輸入誤差放大器是差動輸入的放大器,本電路可以不用,僅在補償端引入幅值可調(diào)的直流調(diào)制信號Ur。(d)鎖存器比較器的輸出送到鎖存器。鎖存器由關閉電路置位,由振蕩器輸出時間脈沖復位。這

36、樣,當關閉電路動作,即使過流信號立即消失,鎖存器也可維持一個周期的關閉控制,直到下一周期時鐘信號使鎖存器復位為止。另外,由于PWM鎖存器對比較器來的置位信號鎖存,將系統(tǒng)所有的跳動和振蕩信號消除了。只有在下一個時鐘周期才能重新置位,有利于提高可靠性,經(jīng)過鎖存器后的輸出為PWM。此外,SG3525還有欠壓鎖定電路,閉鎖控制電路,軟起動電路。42 SG3525的工作原理作為開關電源控制級的核心部件是PWM脈寬調(diào)制電路SG3525，其振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號由Ct、Rt所組成的振蕩電路產(chǎn)生,鋸齒波振蕩頻率為。 在用集成控制芯片SG3525組成的直流驅(qū)動器中，如輸出電壓變高，加到SG3525誤差放大器反相

37、端的采樣反饋信號也要升高，而誤差放大器的同相端加的基準電壓不變，所以誤差放大器輸出的電壓降低，PWM鎖存器輸出(S為1時)的脈沖寬度將增加，外接的功率MOS管的開通時間Ton將減少，從而使輸出電壓回降到原穩(wěn)定值；反之亦然，即輸出電壓變低時，通過反饋閉環(huán)作用，功率MOS管的開通時間Ton增大,從而使輸出電壓回升到原穩(wěn)定值。它采用16 腳雙列直插塑料封裝形式。其內(nèi)部電原理圖如圖4-1 所示。各關鍵點時序波形如圖4-2所示。其中，腳16為SG3525的基準電壓源輸出，精度可以達到（5.11）V，采用了溫度補償，而且設有過流保護電路。腳5，腳6，腳7內(nèi)有一個雙門限比較器，內(nèi)電容充放電電路，加上外接的電

38、阻電容電路共同構成SG3525的振蕩器。振蕩器還設有外同步輸入端(腳3)。腳1及腳2分別為芯片內(nèi)誤差放大器的反相輸入端、同相輸入端。該放大器是一個兩級差分放大器，直流開環(huán)增益為70dB左右。根據(jù)系統(tǒng)的動態(tài)、靜態(tài)特性要求，在誤差放大器的輸出腳9和腳1之間一般要添加適當?shù)姆答佈a償網(wǎng)絡。從圖4-1 可見，15腳為電源輸入端，其啟動電壓為8V以上。當電壓從8V降低至 7.5V時，欠壓鎖定電路開始工作。輸出端11和14腳無脈沖輸出。當15腳建立正常工作電壓后，其內(nèi)部即建立恒壓源和恒流源，為其內(nèi)部電路正常工作提供能源。通過5、6腳外接定時元件以及7腳放電端，使5腳產(chǎn)生鋸齒波信號，加于內(nèi)部比較器的輸入端。當

39、誤差放大器輸出端9腳電壓上升時，比較器輸出的脈沖寬度變窄，11或14腳輸出的脈沖寬度反而變寬；當誤差放大器輸出端9腳電壓下降時，情況與上述相反。作為載波信號Ut,調(diào)制信號由9腳輸入,此調(diào)制信號由可調(diào)電位器RP上的電壓信號Ur和外加的給定信號Ug疊加而成,RP上的電壓信號用于確定脈寬調(diào)制波的初始占空比,Ug可正可負,用于控制逆變器輸出電壓的大小和極性,要改變輸出脈沖PWM(即Uo的波形)的占空比,只要改變調(diào)制信號Ur的電壓大小即可實現(xiàn)。2腳接基準電壓，1腳為輸出電壓取樣端。當1腳電壓升高時，經(jīng)誤差放大9腳電壓下降；反之，9腳電壓上升。 腳上電壓的上升和下降，最終都表現(xiàn)在11、14腳輸出脈沖的寬窄

40、變化上，以實現(xiàn)電路的自動穩(wěn)壓調(diào)節(jié)。10腳為檢測輸入端，即可用作過流檢測也可用作過壓檢測。當10腳輸入高電位時，將關閉11、14腳的脈沖輸出。以保護開關管不受損壞。由于SG3525能輸出兩路占空比相等，且相位相差180的驅(qū)動信號，所以適合于用來實現(xiàn)對非隔離型PWM三電平變換器的控制。 有一點需要注意的是，SG3525只能輸出占空比50的驅(qū)動信號，所以只能實現(xiàn)非隔離型三電平變換器的占空比50的工作要求，則不能將SG3525的輸出直接驅(qū)動開關管，而必須附加一些環(huán)節(jié)。SG3525的工作頻率很寬，適合在100Hz400kHz的寬頻帶內(nèi)工作。ihfedcbaa圖4-1 SG3525原理圖.圖4-2 SG3

41、525關鍵電時序波形5開關電源的電磁干擾51 開關電源電磁干擾的產(chǎn)生機理開關電源產(chǎn)生的干擾,按噪聲干擾源種類來分,可分為尖峰干擾和諧波干擾兩種;若按耦合通路來分,可分為傳導干擾和輻射干擾兩種?，F(xiàn)在按噪聲干擾源來分別說明：1、二極管的反向恢復時間引起的干擾 高頻整流回路中的整流二極管正向?qū)〞r有較大的正向電流流過,在其受反偏電壓而轉(zhuǎn)向截止時,由于PN結中有較多的載流子積累,因而在載流子消失之前的一段時間里,電流會反向流動,致使載流子消失的反向恢復電流急劇減少而發(fā)生很大的電流變化(di/dt)。2、開關管工作時產(chǎn)生的諧波干擾功率開關管在導通時流過較大的脈沖電流。例如正激型、推挽型和橋式變換器的輸入

42、電流波形在阻性負載時近似為矩形波,其中含有豐富的高次諧波分量。當采用零電流、零電壓開關時,這種諧波干擾將會很小。另外,功率開關管在截止期間,高頻變壓器繞組漏感引起的電流突變,也會產(chǎn)生尖峰干擾。3、交流輸入回路產(chǎn)生的干擾無工頻變壓器的開關電源輸入端整流管在反向恢復期間會引起高頻衰減振蕩產(chǎn)生干擾。開關電源產(chǎn)生的尖峰干擾和諧波干擾能量,通過開關電源的輸入輸出線傳播出去而形成的干擾稱之為傳導干擾；而諧波和寄生振蕩的能量,通過輸入輸出線傳播時,都會在空間產(chǎn)生電場和磁場。這種通過電磁輻射產(chǎn)生的干擾稱為輻射干擾。4、其他原因元器件的寄生參數(shù)，開關電源的原理圖設計不夠完美，印刷線路板（PCB）走線通常采用手工

43、布置，具有很大的隨意性，PCB的近場干擾大，并且印刷板上器件的安裝、放置，以及方位的不合理都會造成EMI干擾。52 開關電源EMI的特點作為工作于開關狀態(tài)的能量轉(zhuǎn)換裝置，開關電源的電壓、電流變化率很高，產(chǎn)生的干擾強度較大；干擾源主要集中在功率開關期間以及與之相連的散熱器和高平變壓器，相對于數(shù)字電路干擾源的位置較為清楚；開關頻率不高（從幾十千赫和數(shù)兆赫茲），主要的干擾形式是傳導干擾和近場干擾;而印刷線路板(PCB)走線通常采用手工布線,具有更大的隨意性,這增加了PCB分布參數(shù)的提取和近場干擾估計的難度。53 EMI測試技術目前診斷差模共模干擾的三種方法：射頻電流探頭、差模抑制網(wǎng)絡、噪聲分離網(wǎng)絡。

44、用射頻電流探頭是測量差模 共模干擾最簡單的方法，但測量結果與標準限值比較要經(jīng)過較復雜的換算。差模抑制網(wǎng)絡結構簡單（見圖5-1），測量結果可直接與標準限值比較，但只能測量共模干擾。噪聲分離網(wǎng)絡是最理想的方法，但其關鍵部件變壓器的制造要求很高。圖5-1 差模抑制網(wǎng)絡 圖5-2 電磁干擾源與耦合途徑模型54 抑制干擾的幾種措施形成電磁干擾的三要素是干擾源、傳播途徑和受擾設備。因而,抑制電磁干擾也應該從這三方面著手。首先應該抑制干擾源,直接消除干擾原因;其次是消除干擾源和受擾設備之間的耦合和輻射,切斷電磁干擾的傳播途徑（見圖5-2）;第三是提高受擾設備的抗擾能力,減低其對噪聲的敏感度。目前抑制干擾的幾

45、種措施基本上都是用切斷電磁干擾源和受擾設備之間的耦合通道，它們確是行之有效的辦法。常用的方法是屏蔽、接地和濾波。采用屏蔽技術可以有效地抑制開關電源的電磁輻射干擾。例如,功率開關管和輸出二極管通常有較大的功率損耗,為了散熱往往需要安裝散熱器或直接安裝在電源底板上。器件安裝時需要導熱性能好的絕緣片進行絕緣,這就使器件與底板和散熱器之間產(chǎn)生了分布電容,開關電源的底板是交流電源的地線,因而通過器件與底板之間的分布電容將電磁干擾耦合到交流輸入端產(chǎn)生共模干擾,解決這個問題的辦法是采用兩層絕緣片之間夾一層屏蔽片,并把屏蔽片接到直流地上,割斷了射頻干擾向輸入電網(wǎng)傳播的途徑。為了抑制開關電源產(chǎn)生的輻射,電磁干擾

46、對其他電子設備的影響,可完全按照對磁場屏蔽的方法來加工屏蔽罩,然后將整個屏蔽罩與系統(tǒng)的機殼和地連接為一體,就能對電磁場進行有效的屏蔽。電源某些部分與大地相連可以起到抑制干擾的作用。例如,靜電屏蔽層接地可以抑制變化電場的干擾;電磁屏蔽用的導體原則上可以不接地,但不接地的屏蔽導體時常增強靜電耦合而產(chǎn)生所謂“負靜電屏蔽”效應,所以仍以接地為好,這樣使電磁屏蔽能同時發(fā)揮靜電屏蔽的作用。電路的公共參考點與大地相連,可為信號回路提供穩(wěn)定的參考電位。因此,系統(tǒng)中的安全保護地線、屏蔽接地線和公共參考地線各自形成接地母線后,最終都與大地相連。本電路系統(tǒng)設計中應遵循“一點接地”的原則,如果形成多點接地,會出現(xiàn)閉合

47、的接地環(huán)路,當磁力線穿過該回路時將產(chǎn)生磁感應噪聲,實際上很難實現(xiàn)“一點接地”。因此,為降低接地阻抗,消除分布電容的影響而采取平面式或多點接地,利用一個導電平面(底板或多層印制板電路的導電平面層等)作為參考地,需要接地的各部分就近接到該參考地上。為進一步減小接地回路的壓降,可用旁路電容減少返回電流的幅值。在低頻和高頻共存的電路系統(tǒng)中,應分別將低頻電路、高頻電路、功率電路的地線單獨連接后,再連接到公共參考點上。濾波是抑制傳導干擾的一種很好的辦法。例如,在電源輸入端接上濾波器,可以抑制開關電源產(chǎn)生并向電網(wǎng)反饋的干擾,也可以抑制來自電網(wǎng)的噪聲對電源本身的侵害。在濾波電路中,還采用很多專用的濾波元件,如

48、穿心電容器、三端電容器、鐵氧體磁環(huán),它們能夠改善電路的濾波特性。恰當?shù)卦O計或選擇濾波器,并正確地安裝和使用濾波器,是抗干擾技術的重要組成部分。 圖5-3 EMI濾波器 圖 5-4 EMI濾波器接入前后的電路EMI濾波技術是一種抑制尖脈沖干擾的有效措施,可以濾除多種原因產(chǎn)生的傳導干擾。圖5-3是一種由電容、電感組成的EMI濾波器,接在開關電源的輸入端。電路中,C1、C5是高頻旁路電容,用于濾除兩輸入電源線間的差模干擾;L1與C2、C4;L2與C3、C4組成共模干擾濾波環(huán)節(jié),用于濾除電源線與地之間非對稱的共模干擾;L3、L4的初次級匝數(shù)相等、極性相反,交流電流在磁芯中產(chǎn)生的磁通相反,因而可有效地抑

49、制共模干擾。測試表明,只要適當選擇元器件的參數(shù),便可較好地抑制開關電源產(chǎn)生的傳導干擾。6 大電壓落差DC/DC高頻開關電源的設計采用SG3525 PWM芯片作為高頻開關電源變換器的控制核心，通過調(diào)節(jié)占空比來實現(xiàn)對輸出電壓的控制；采用功率元件MOSFET或IGBT作為主回路開關器件并采用高頻隔離變壓器作為電能轉(zhuǎn)換器件，進而控制主電路的輸入與輸出比。主電路高壓側(cè)采用半橋形式并用電容分壓以降低加在變壓器原邊的電壓，從而可合理的設計變壓器變比，在最大限度內(nèi)降低變壓器鐵耗和銅耗時使輸入輸出電壓落差達到2035倍變換。整體采用電壓閉環(huán)的控制方式使得輸出穩(wěn)定直流電壓24V，效率大于等于90%。6 1 DC/

50、DC變換器控制方案DC/DC變換器的控制框圖如圖6-1所示?？刂齐娐肥且约呻娐稴G3525為核心,由SG3525輸出的兩路50kHz的驅(qū)動信號，經(jīng)圖騰柱驅(qū)動電路和隔離脈沖變壓器加在功率開關管Q1和Q2的門極上。為保持DC/DC變換器輸出電壓的穩(wěn)定，將檢測到的輸出電壓適當分壓后與芯片內(nèi)給定的基準電壓進行比較，該誤差電壓經(jīng)比例積分P1調(diào)節(jié)后控制SG3525輸出驅(qū)動信號的占空比從而控制輸出電壓在一定的范圍內(nèi)。該控制電路還具有過流過壓的保護功能。當檢測到DC/DC變換器輸出電流過大時，經(jīng)采樣電阻采樣小電壓信號并進行多級放大與給定基準電壓比較輸出高電平封鎖SG3525的脈沖輸出信號從而切斷控制電路；當

51、輸出電壓過高時反饋的電壓過高,SG3525將減小門極脈沖的寬度，降低輸出電壓。圖6-1DC/DC變換器的控制框圖62 基于SG3525的半橋式開關電源的原理圖6-2是采用SG3525為控制器的半橋式開關穩(wěn)壓電源的電路圖。其基本工作原理：它可分為直流輸入,逆變和高頻整流濾波三個環(huán)節(jié)，電網(wǎng)電壓經(jīng)電感濾去雜波得到約600V的直流電壓作為主回路輸入電壓； PWM控制芯片SG3525輸出50KHz脈沖信號經(jīng)過信號驅(qū)動電路加在功率MOSFET管的門極，從而驅(qū)動兩個開關管交替導通和關斷，使高頻隔離變壓器原級得到一交流電壓，變壓器輸出電壓再經(jīng)橋氏整流電容電感濾波后可獲得直流電壓24V電壓。6.3基于SG352

52、5半橋式大電壓落差DC/DC高頻開關電源的設計6.3.1 開關電源部分的設計要點 開關電源部分的設計要點：(1)開關電源部分原理 主電路由EMI電磁兼容裝置、整流電路、逆變電路、高頻變壓器、高頻整流及高頻濾波電路組成；控制電路由電流、電壓雙閉環(huán)組成，電流環(huán)為內(nèi)環(huán)，電壓環(huán)為外環(huán)；保護電路設置有初級最大電流限制、輸出過流、短路保護、最高輸出電壓限制。 (2)基本要求 脈沖開關電源除應具有一般電源的要求外，還要求短時輸出功率大，動態(tài)特性好，效率高，并在大功率脈沖輸出情況下能穩(wěn)定可靠地工作。6.3.2 本開關電源電路設計包含的方面開關電源電路的設計包括以下幾方面：一、主電路1、逆變：將直流電變?yōu)楦哳l交

53、流電，這是高頻開關電源的核心部分，頻率越高，體積、重量與輸出功率之比越小。2、輸出整流與濾波：根據(jù)負載需要，提供穩(wěn)定可靠的直流電源。二、控制電路一方面從輸出端取樣，經(jīng)與設定標準進行比較，然后去控制逆變器，改變其頻率或脈寬，達到輸出穩(wěn)定，另一方面，根據(jù)測試電路提供的資料，經(jīng)保護電路鑒別，提供控制電路對整機進行各種保護措施。三、檢測電路提供保護電路中正在運行中各種參數(shù)。6.3.3 主電路的結構、特點與設計(一)半橋式開關電源電路結構及特點半橋開關穩(wěn)壓電源主電路原理圖見圖6-3。這種電路中采用兩個開關管輪流導通，開關變壓器上的電壓為正負半周對稱的純交流脈沖，沒有直流成分，不會因偏磁而導致開關變壓器磁

54、芯飽和。與單端式開關電源相比，開關變壓器的主要作用已不再是儲能而是傳遞能量，副邊脈沖電壓幅度也大于輸出直流電壓且與輸入電壓成比例，輸出端的儲能電抗器 L. 是必不可少的，否則無法實現(xiàn)穩(wěn)壓功能。由于開關變壓器使用閉合磁芯且四象限運行，體積做得比單端式電路更小，效率也更高。此外，對開關管等關鍵元器件的耐壓要求降低了，一般大于400V 即可，而單端式開關電源的開關管耐壓要求800至900V。按現(xiàn)有元器件條件，這種電路結構適合于制作輸出功率在150至700W的穩(wěn)壓電源，且技術成熟，專用的 PWM 集成電路很多（TL494/495,SG3524/3525等）。圖6-3 半橋開關穩(wěn)壓電源主電路原理圖本設計

55、主電路半橋型逆變電路是由功率MOSFET管MOS1和MOS2組成，高頻逆變變壓器初級分別接電容C17 、C18 的中點和開關管MOS1和MOS2的中點，電容C17 、C18 的中點電壓為U2，MOS1和MOS2交替觸發(fā)導通，使變壓器一次側(cè)形成幅值為U2的交流電壓。改變開關導通的占空比，即能改變變壓器二次側(cè)整流輸出平均電壓U0的值當MOS1導通時，二極管RECT1和RECT4導通；MOS2導通時二極管RECT2和RECT3導通；當MOS1或MOS2導通時，電感INDU1的電流逐漸上升，當四個二極管都關斷時，電感中的電流逐漸下降由于電容的隔直作用，半橋型開關電路對由于兩管開關導通時間不對稱而造成變壓器一次側(cè)的直流分量有自動平衡作用，因此不容易發(fā)生變壓器的偏磁現(xiàn)象。由于SG3525中存在死區(qū)時間，所以不存在由于MOS1和MOS2共同導通而損壞功率管的情況。此外，在半橋式變換器電路中，變壓器的初級在整個周期中都流過電流，磁芯利用得更加充分，半橋式變換器電路克服了推挽式電路的缺點，它在電路中所使用的功率開關管的耐壓要求較低，絕不會超過線路峰值電壓，其次功率開關管的飽和壓降也減小到最小，不再是重要影響因素，再者，對其輸入濾波電容使用電壓要求也較低，但在半橋式變換器電路中，高頻變壓器上的施加的電壓只有輸