反激式開關(guān)電源設(shè)計資料

1、反激式開關(guān)電源設(shè)計資料前言反激式開關(guān)電源的控制芯片種類非常豐富，芯片廠商都有自己的專用芯片，例如UC3842、UC3845、OB2262、OB2269、TOPSWITCH等等。雖然控制芯片略有不同，但是反激式開關(guān)電源的拓撲結(jié)構(gòu)和電路原理基本上是一樣的，本資料以UC3842為控制芯片設(shè)計了一款反激式開關(guān)電源。單端反激式開關(guān)穩(wěn)壓電源的基本工作原理如下：圖1 反激式開關(guān)電源原理圖當(dāng)加到原邊主功率開關(guān)管Q1的激勵脈沖為高電平使Q1導(dǎo)通時，直流輸入電壓VIN加載原邊繞組NP兩端，此時因副邊繞組相位是上負下正，使整流管D1反向偏置而截止；當(dāng)驅(qū)動脈沖為低電平使Q1截止時，原邊繞組NP兩端電壓極性反向，使副邊

2、繞組相位變?yōu)樯险仑?，則整流管被正向偏置而導(dǎo)通，此后存儲在變壓器中的磁能向負載傳遞釋放。因單端反激式電源只是在原邊開關(guān)管到同期間存儲能量，當(dāng)它截止時才向負載釋放能量，故高頻變壓器在開關(guān)工作過程中，既起變壓隔離作用，又是電感儲能元件。因此又稱單端反激式變換器是一種“電感儲能式變換器”。學(xué)習(xí)了反激式開關(guān)電源的工作原理之后，我們可以自行設(shè)計一款電源進行調(diào)試。開關(guān)電源是一門實驗科學(xué)，理論知識的學(xué)習(xí)是必不可少的，但是光掌握了理論知識是遠遠不夠的，還要多做實驗，測試不同環(huán)境不同參數(shù)下的電源工作情況，這樣才能對電源有更深的認識。除此之外，掌握大量的實驗數(shù)據(jù)可以對以后設(shè)計電源和電源的優(yōu)化提供很大幫助，可以更快

3、速更合理的設(shè)計出一款新電源或者排除一些電源故障。通過閱讀下面的章節(jié)，可以使你對電源從原理理解到設(shè)計能力有一個快速的提升。第一章 電源參數(shù)的計算第一步，確定系統(tǒng)的參數(shù)。我們設(shè)計一個電源首先要確定電源工作在一個什么樣的環(huán)境，比如說輸入電壓的范圍、頻率、網(wǎng)側(cè)電壓是否純凈，接下來是電源的輸出能力包括輸出電壓、電流和紋波大小等等。先要確定這些相關(guān)因素，才能更好的設(shè)計出符合標(biāo)準(zhǔn)的電源。我們在第二章會詳細介紹如何利用這些參數(shù)設(shè)計電源。輸入電壓范圍（Vlinemin 和Vlinemax）；輸入電壓頻率（fL）；輸出電壓（VO）；輸出電流（IO）；最大輸出功率 （P0）。效率估計（Eff）：需要估計功率轉(zhuǎn)換效率

4、以計算最大輸入功率。如果沒有參考數(shù)據(jù)可供使用，則對于低電壓輸出應(yīng)用和高電壓輸出應(yīng)用，應(yīng)分別將Eff設(shè)定為0.80.85。利用估計效率，可由式（1-1）求出最大輸入功率。 （1-1）第二步：確定輸入整流濾波電容（CDC）和DC電壓范圍。最大DC電壓紋波計算： （1-2）式（1-2）中，Dch為規(guī)定的輸入整流濾波電容的充電占空比。其典型值為0.2。對于通用型輸入（85265Vrms），一般將設(shè)定為的1015%。輸入儲能電容的容值選擇可按經(jīng)驗算法：當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓為100/115VAC或通用輸入85265VAC條件下，按輸出功率值的瓦特數(shù)乘上23uF；當(dāng)電網(wǎng)輸入為230VAC時，電容取值按輸出功率值的

5、瓦特數(shù)乘上1uF【1】。圖1-1：DC電壓波形第三步：確定最大占空比（Dmax） （1-3）VRO副邊繞組輸出時反射到原邊繞組上的電壓，可先設(shè)定為135V，當(dāng)變壓器的原副邊匝數(shù)確定后可再進行校正【2】。第四步：確定變壓器初級側(cè)電感反激式開關(guān)電源有兩種工作模式：連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）和不連續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）。工作模式隨負載條件和輸入電壓的改變而改變。因此，變壓器初級側(cè)的電感是在滿載和最小輸入電壓的條件下確定的。原邊一次側(cè)電感（H）： （1-4）式中，fs為開關(guān)頻率，KRF為定義的紋波因數(shù)（如圖3所示）。對于DCM操作，KRF=1。而對于CCM操作KRF1，對于通用型輸入范圍，將KRF設(shè)定在0.

6、30.5之間是合理的。（1-5）（1-6）（1-7） （1-8）圖1-2：MOSFET漏電流和紋波系數(shù)（KRF）第五步：確定合適的磁芯因為反激式電源的功率通常較小，一般選用鐵氧體磁芯作為變壓器，功率容量計算使用Ap法： （1-9）式（1-9）中，是磁芯截面積（cm2），是磁芯窗口面積（cm2）；（W）是變壓器的標(biāo)稱輸出功率，在計算時換成輸入功率用來計算磁芯的最大功率；Bm（Gs）磁芯工作的磁感應(yīng)強度，可根據(jù)電源功率和工況溫度設(shè)定，一般取2000（Gs）；是線圈導(dǎo)線的電流密度，通常取23（A/mm）；是變壓器的效率，通常取它的值為0.80.9；是窗口的填充系數(shù)，一般取0.20.4；是磁芯的填充系

7、數(shù)，對于鐵氧體=1.0。變壓器的磁芯要留有一定的工作余量，所以計算出的值要小于實際測量的的值【3】。圖1-3 磁芯的窗口面積和有效截面積原邊峰值電流（A）：（1-10）變壓器氣隙的計算(cm)： （1-11）有氣隙時，可工作的磁場強度H明顯增大，剩余磁感應(yīng)強度則是明顯減?。粚Ψ乐勾判撅柡褪怯行У?，這些效果對反激式變換器都是有利的【4】。第六步：變壓器原邊繞組匝數(shù)計算 （1-12）原邊最大電感（H）；原邊峰值電流（A）；磁芯有效截面積（cm2）；磁感應(yīng)強度（Gs）。副邊繞組匝數(shù)計算： （1-13）為輸出整流二極管的壓降，設(shè)定為1V。第七步：確定每個繞組的線徑繞組線徑除了需要滿足流過的最大電流外，

8、還需要考慮趨膚深度“（cm）”，線徑要小于2倍的趨膚深度【5】。（1-14）第八步：設(shè)計RCD緩沖箝位電路圖1-4 箝位電路圖1-5 反激時原邊電壓波形 （1-15）是箝位電路上消耗的功率；原邊變壓的漏感，原邊漏感的測量方法是將所有副邊繞組短路后測量出的原邊電感值；=是副邊反射到原邊的電壓；為原邊峰值電流；為電源工作頻率。 （1-16） （1-17）箝位電容上的脈動電壓，通常為箝位電壓的510%，通過公式可以算出箝位電阻和箝位電容。把尖峰電壓的最高值箝位在設(shè)定范圍內(nèi)，這樣可以防止MOSFET被電壓尖峰擊穿，延長使用壽命，但是不能把箝位電壓設(shè)計的太低，因為反激過沖電壓也有有用的一面。在反激作用時

9、，它提供一個附加強制電壓值來驅(qū)動電能進入副邊電感，使變壓器副邊反激電流迅速增加，提高了變壓器的傳輸效率，同時減小了電阻上的損耗，這對于低壓大電流輸出是很有意義的【6】。第九步：反饋電路的設(shè)計反饋電路采用光耦PC817和三端穩(wěn)壓器TL431的組合電路，該電路配合穩(wěn)定，電壓采樣和反饋信號滿足高頻開關(guān)電源的要求，器件采買方便價格便宜。圖1-6 反饋網(wǎng)絡(luò)首先需要查看PC817和TL431芯片的使用手冊，根據(jù)手冊上的電氣參數(shù)來確定電路上的電阻和電容值。TL431的工作最小電流是1mA，光耦PC817的發(fā)光二極管的導(dǎo)通壓降是1V左右，為保證TL431能正常工作，電阻R13取值1K。圖1-7 集電極飽和電壓

10、和反饋電流曲線PC817的正向電流在5mA以內(nèi)，集電極電流Ic在17mA時，集電極飽和電壓是成線性變化的。如果我們需要反饋電壓是3V，那么正向電流需要小于5mA，假定光耦的CTR是100%、=3mA、=5V，（TL431的最小壓降是2.5V），=500。TL431的是用方法是=2.5（1+），當(dāng)=5V時，=。C9和C20的作用是提供環(huán)路補償，取值100nF。第二章 反激式開關(guān)電源設(shè)計實例 圖2-1 反激電源實例這是反激式開關(guān)電源的實際電路原理圖。C11和T1可衰減有高壓開關(guān)波形引起的共模干擾電流，它是由MOSFET輸出電容、原邊和副邊之間分布電容及漏感在高頻開關(guān)條件下共同引起的。T1的漏感與C

11、1、C6、C7共同衰減差模干擾電流，它由梯形或三角形原邊電流波形中的基波與諧波引起。UC3842的供電方式有兩種，第一種是在電路母線接通電源后，通過啟動電阻R6給電容C2充電，當(dāng)電容電壓高于啟動電壓時芯片啟動工作，這時整個電路隨著芯片啟動而正常工作，這時第二種供電方式是輔助供電繞組產(chǎn)生持續(xù)的工作電壓為芯片供電。通過芯片的啟動充電電流是12mA，可以計算出啟動電阻R6的阻值。8腳提供一個5V的基準(zhǔn)電壓，8腳通過R4給C5充電在4腳產(chǎn)生鋸齒波信號，R4、C5設(shè)定芯片的工作頻率: Hz。3腳是電流檢測，當(dāng)采樣電阻R11的電壓高于1V時，芯片自動鎖死，整個電路停止工作，電源回到重新啟動狀態(tài)。R3和C4

12、的作用是濾除采樣電壓信號上面疊加的一些干擾尖峰，防止芯片由于電壓尖峰而誤動作。電阻和電容的取值：，可取工作頻率的36倍。圖2-2 電流波形尖脈沖抑制UC3842內(nèi)部有一個誤差放大器，1腳是誤差放大器的補償端，2腳是反相輸入端。原理圖的接法是將2腳接地，反饋電壓信號上接上拉電阻R7直接接到1腳的補償端，這樣可以不使用內(nèi)部的誤差放大器，可以提高芯片的響應(yīng)速度。反饋電壓信號經(jīng)過兩個二極管，每個二極管的壓降是0.7V，然后再取電壓的三分之一與電流檢測做比較，比較器的輸出進入脈寬調(diào)制鎖存器，進而調(diào)節(jié)驅(qū)動信號的占空比，使輸出達到設(shè)定的電壓值。圖2-3 UC3842內(nèi)部電路圖6腳是驅(qū)動信號輸出端，他與MOS

13、FET之間接電阻R8、R9和反并聯(lián)二極管，用來消除MOSFET柵極結(jié)電容產(chǎn)生的震蕩，這樣可以消除由米勒效應(yīng)帶來的驅(qū)動誤動作。副邊繞組的輸出整流二極管，選擇時要注意反向耐壓和平均電流。二極管的反向耐壓值要大于原邊導(dǎo)通時反射到副邊電壓的2倍；二極管的電流值要大于輸出最大電流的23倍。最好選擇肖特基二極管，特點是管壓降小、恢復(fù)速度快，可以減小由二極管PN結(jié)產(chǎn)生的震蕩信號。C10、C12、C13、L1組成輸出濾波系統(tǒng)。電解電容要選取地等效串聯(lián)電阻（ESR）值的電容；L1太大會影響環(huán)路穩(wěn)定，一般選擇在3.3200uH范圍內(nèi)即可。R16是假負載，由公式（1-19）可知，輸出電壓與負載有關(guān)：負載電阻越大、輸

14、出電壓越高，而負載電阻越小則輸出電壓越低。這是反激式電源的特點。因此空載時必須接上本機“假負載”，否則會造成輸出電壓過高而損壞電源器件【7】。 （1-18） 得出 （1-19）輸入電壓范圍（Vlinemin 和Vlinemax）：AC160240V輸入電壓頻率（fL）：50Hz輸出電壓：DC 5V輸出電流：2A輸出功率：=10W估計效率（Eff）：0.8輸入功率：=12.5W，取13W工作頻率：=50KHz工作模式：DCM 磁芯選擇ETD28/34 =0.78CM2，=1.41CM2 =1.1CM4 大于計算出的值，磁芯符合要求。計算最大占空比：設(shè)反射電壓135V，根據(jù)式求得最大占空比=0.3

15、76。計算原邊電感量：由式，求得原邊電感量=5.46mH。計算原邊峰值電流：由式求得原邊電流峰值=0.31A。 變壓器原邊繞組匝數(shù)：由式求出原端繞組匝數(shù)=108匝。 5V輸出副邊繞組匝數(shù)：由式求得匝數(shù)=4.8匝，取5匝。 15V輔助供電繞組匝數(shù)：13.3匝，取13匝。繞制變壓器的方法很多，在這里只介紹“三明治”繞法，用這種方法繞制的變壓器原副邊耦合好、漏感小，有助于降低原邊峰值電壓并可以提升電源效率。先繞制原邊匝數(shù)的一半，在磁芯的骨架上每繞滿一層就在繞組上纏繞一層絕緣膠帶，一是起到層與層的絕緣作用，二是起到了固定繞組的作用。然后依次纏5V繞組和15V繞組，最后纏剩余的原邊繞組的一半。變壓器繞制完成后，把磁芯裝入骨架，由于沒有加氣隙，此時測量原邊的電感值應(yīng)該很大，這時加入氣隙使原邊的電感量等于計算的電感量，然后用絕緣膠帶把磁芯纏緊，這樣變壓器就繞制完畢了。在計算箝位電路時首先要確定選用MOSFET的擊穿電壓值和電流值。根據(jù)前面計算的原邊峰值電流，我們可以選用擊穿電壓值是800V，電流值是1A的MOSFET。當(dāng)然MOSFET的導(dǎo)通電阻越小越好，這樣可以降低損耗，提升效率。我們可以這樣設(shè)定根據(jù)式（1-20