LLC串聯(lián)諧振全橋DC-DC變換器的研究

1、分 類 號 學(xué) 號 63 學(xué)校代碼 10487 密 級 碩碩士士學(xué)學(xué)位位論論文文 LLC 串聯(lián)諧振全橋串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的研究變換器的研究 學(xué)位申請人學(xué)位申請人： 宮宮 力力 學(xué)科專業(yè)學(xué)科專業(yè)： 電力電子與電力傳電力電子與電力傳 動動 指導(dǎo)教師指導(dǎo)教師： 李曉帆李曉帆 教教 授授 答辯日期答辯日期: 2006 年年 4 月月 28 日日 A Thesis Submitted in Partial Fulfillment of the Requirements for the Degree of Master of Engineering Research on LLC Serie

2、s Resonant Full-Bridge DC/DC Converter Candidate ： Gong Li Major ： Power Electronics and Electric Drive Supervisor ： Professor Li Xiaofan Huazhong University of Science and Technology Wuhan , P.R.China April, 2006 獨創(chuàng)性聲明獨創(chuàng)性聲明 本人聲明所呈交的學(xué)位論文是我個人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進行的研究工作及取得的研 究成果。盡我所知，除文中已經(jīng)標明引用的內(nèi)容外，本論文不包含任何其他個人或 集體已

3、經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果。對本文的研究做出貢獻的個人和集體，均已在 文中以明確方式標明。本人完全意識到，本聲明的法律結(jié)果由本人承擔。 學(xué)位論文作者簽名： 日期： 年 月 日 學(xué)位論文版權(quán)使用授權(quán)書學(xué)位論文版權(quán)使用授權(quán)書 本學(xué)位論文作者完全了解學(xué)校有關(guān)保留、使用學(xué)位論文的規(guī)定，即：學(xué)校有權(quán) 保留并向國家有關(guān)部門或機構(gòu)送交論文的復(fù)印件和電子版，允許論文被查閱和借閱。 本人授權(quán)華中科技大學(xué)可以將本學(xué)位論文的全部或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)庫進行檢 索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存和匯編本學(xué)位論文。 保密 ，在_年解密后適用本授權(quán)書。 不保密。 （請在以上方框內(nèi)打“” ） 學(xué)位論文作者簽名： 指導(dǎo)

4、教師簽名： 日期： 年 月 日 日期： 年 月 日 本論文屬于 摘摘 要要 高頻化、高功率密度和高效率，是 DC/DC 變換器的發(fā)展趨勢。傳統(tǒng)的硬開關(guān)變 換器限制了開關(guān)頻率和功率密度的提高。移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器可以實現(xiàn) 主開關(guān)管的 ZVS，但滯后橋臂實現(xiàn) ZVS 的負載范圍較小；整流二極管存在反向恢復(fù) 問題，不利于效率的提高；輸入電壓較高時，變換器效率較低，不適合輸入電壓高 和有掉電維持時間限制的高性能開關(guān)電源。LLC 串聯(lián)諧振 DC/DC 變換器是直流變換 器研究領(lǐng)域的熱點，可以較好的解決移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器存在的缺點。 但該變換器工作過程較為

5、復(fù)雜，難于設(shè)計和控制，目前尚處于研究階段。本文以 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器作為研究內(nèi)容。以下是本文的主要研究工作： 對 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的工作原理進行了詳細研究，利用基頻分量 近似法建立了變換器的數(shù)學(xué)模型，確定了主開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 的條件，推導(dǎo)了邊界負 載條件和邊界頻率，確定了變換器的穩(wěn)態(tài)工作區(qū)域，推導(dǎo)了輸入，輸出電壓和開關(guān) 頻率以及負載的關(guān)系。仿真結(jié)果證明了理論分析的正確性。 采用擴展描述函數(shù)法建立了變換器在開關(guān)頻率變化時的小信號模型，在小信號 模型的基礎(chǔ)上分析了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，根據(jù)動態(tài)性能的要求設(shè)計了控制器。仿真結(jié)果 證明了理論分析的正確性。 討論了

6、一臺 500w 實驗樣機的主電路和控制電路設(shè)計問題，給出了設(shè)計步驟，可 以給實際裝置的設(shè)計提供參考。最后給出了實驗波形和實驗數(shù)據(jù)。實驗結(jié)果驗證了 理論分析的正確性。 關(guān)鍵詞： 直流直流變換器 軟開關(guān) 串聯(lián)諧振 小信號模型 Abstract In DC/DC converter applications, high frequency, high power density and high efficiency is the development trend. Traditional hard-switched converters restrict the development of D

7、C/DC converter.Phase-shift Full Bridge PWM ZVS DC/DC converter has been widely used owing to its ZVS condition of main switches. But it still has some disadvantages, for example: lagging-arm switches is hard to achieve ZVS in light load conditions; rectifier diode have unavoidable recovery problems

8、and they not only cause great secondary loss, but also increase the voltage stress of the rectifier diodes; converter can achieve high efficiency in low input DC voltage conditions but low efficiency in high input DC voltage conditions, this kind of efficiency characteristic restricts its applicatio

9、ns on high input DC voltage occasions and high-quality converters which have hold-up time requirements.Fortunately, as one focus in DC/DC converters research fields nowadays, LLC series resonant Full Bridge DC/DC converter can solve these problems successfully. But owing to its complexity caused by

10、multi-resonant process, its hard to analyze, design and control. So LLC series resonant Full Bridge DC/DC converter has biggish research value. In this paper, LLC series resonant Full Bridge DC/DC converter is analyzed in detail. Based on the fundermental element simplification method, the mathemati

11、cs model of the converter is obtained, the conditions to achieve ZVS are given. Steady working region of LLC series resonant Full Bridge DC/DC is confirmed, the relations between input and output voltage depending on switching frequency and load conditions are given. Simulation results prove the cor

12、rectness of the theory. In order to design controller, small-signal model of the converter must be given. In this paper, the small-signal model of LLC series resonant Full Bridge DC/DC converters is deduced using Extended Desicribing Function Method. Also, stability of the converter is analysed and

13、controller is designed to meet the requirments of dynamic process. Simulation results prove the correctness of theory. Based on theory analysis, a 500w prototype circuit is designed, and the design steps is given. The experimental results prove the efficiency of the converter. Keywords: DC/DC conver

14、ter Soft-switching Series-resonant Small-signal model 目目 錄錄 摘摘 要要 .I ABSTRACT.II 1 緒論緒論 1.1電力電子技術(shù)的概況.(1) 1.2開關(guān)電源和 DC/DC 變換器的發(fā)展趨勢.(2) 1.3軟開關(guān)技術(shù).(4) 1.4本文研究的主要內(nèi)容.(6) 2 LLC 串聯(lián)諧振全橋串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的基本原理變換器的基本原理 2.1移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)和工作過程 .(7) 2.2MOSFET 和 IGBT 性能比較.(10) 2.3LLC 串聯(lián)諧振變換器工作原理分析和工作區(qū)域劃分.(12

15、) 2.4小結(jié).(32) 3 LLC 串聯(lián)諧振全橋變換器小信號建模和控制系統(tǒng)設(shè)計串聯(lián)諧振全橋變換器小信號建模和控制系統(tǒng)設(shè)計 3.1開關(guān)電源小信號建模的方法概述.(33) 3.2擴展描述函數(shù)法建模的基本原理.(34) 3.3LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的小信號建模 .(38) 3.4LLC 串聯(lián)諧振變換器小信號模型和穩(wěn)定性分析.(42) 3.5控制器的設(shè)計和實現(xiàn).(44) 3.6小結(jié).(47) 4 主電路和控制電路設(shè)計主電路和控制電路設(shè)計 4.1主電路參數(shù)設(shè)計.(48) 4.2控制電路設(shè)計.(57) 4.3小結(jié).(61) 5 實驗結(jié)果與分析實驗結(jié)果與分析 5.1實驗波形分析.(62)

16、 5.2實驗結(jié)論.(65) 全文總結(jié)全文總結(jié).(67) 致致 謝謝.(68) 參考文獻參考文獻.(69) 附錄附錄 I 攻讀碩士期間公開發(fā)表的論文攻讀碩士期間公開發(fā)表的論文.(72) 1 緒論緒論 1.11.1 電力電子技術(shù)的概況電力電子技術(shù)的概況 電力電子技術(shù)是電工技術(shù)的分支之一，應(yīng)用電力電子器件和以計算機為代表的 控制技術(shù)對電能特別是大的電功率進行處理和變換是電力電子技術(shù)的主要內(nèi)容12。 在現(xiàn)代工業(yè)、交通、國防、生活等領(lǐng)域中，除變比固定的交流變壓器以外，大 量需要其他各種類型的電力變換裝置和變換系統(tǒng)，將一種頻率、電壓、波形的電能 變換為另一種頻率、電壓、波形的電能，使用電設(shè)備處于各自理想的

17、最佳工作情況， 或滿足用電負載的特殊工作情況要求，以獲得最大的技術(shù)經(jīng)濟效益。經(jīng)過變換處理 后再供用戶使用的電能占全國總發(fā)電量的百分比值的高低，已成為衡量一個國家技 術(shù)進步的主要標志之一。2000年末，美國發(fā)電站生產(chǎn)的40%以上的電能都是經(jīng)變換或 處理后再提供負載使用，預(yù)計到21世紀二、三十年代，美國發(fā)電站生產(chǎn)的全部電能 都將經(jīng)變換或處理后再供負載使用。 當今世界環(huán)境保護問題日益嚴重，廣泛采用電力電子技術(shù)后，可以節(jié)省大量的 電力，這就可以節(jié)約大量資源和一次能源，從而改善人類的生活環(huán)境。此外，如果 在電力系統(tǒng)的適當位置設(shè)置電力變換器或電力補償器，能顯著改善電力系統(tǒng)的運行 特性。因此電力電子技術(shù)具有

18、巨大的技術(shù)，經(jīng)濟意義1。 1.1.1 電力電子變換的基本原理電力電子變換的基本原理 用電設(shè)備將電能轉(zhuǎn)變?yōu)楣饽堋崮?、化學(xué)能和機械能。光、熱、化學(xué)反應(yīng)和機 械能的調(diào)節(jié)和控制，可以通過改變通用設(shè)備電源電壓的大小或頻率方便地實現(xiàn)。電 源可分為兩類：一是直流電源；二是交流電源。電力變換包括電壓電流的大小、波 形及頻率的變換。因此電力變換可劃分為五類基本變換，相應(yīng)地有五種電力變換電 路或電力變換器12。 (1)整流：實現(xiàn)AC/DC 變換 AC/DC 變換是將交流變換為直流，其功率流向可以是雙向的。功率由電源流向 負載的稱為整流；功率由負載返回電源的稱為有源逆變。AC/DC 變換按電路的接線 方式，可分為

19、半波電路、全波電路；按電源相數(shù)，可分為單相、三相、多相；按電 路工作象限，又可分為一象限、二象限、三象限和四象限。 (2)逆變：實現(xiàn)DC/AC 變換 逆變就是實現(xiàn)直流到交流的功率變換。如不間斷電源UPS，系統(tǒng)平時利用充電式 電池儲存電能，一旦交流電源中斷，便可以把儲存在電池中的直流電轉(zhuǎn)換成交流電 來維持正常供電。 (3)變頻：實現(xiàn)AC/AC(AC/DC/AC)變換 變頻器電源主電路均采用交流-直流-交流方案，工頻電源通過整流器變成固定 的直流電壓，然后由大功率晶體管或IGBT組成的PWM高頻變換器，將直流電壓逆變成 電壓、頻率可變的交流輸出電源，輸出波形近似于正弦波，用于驅(qū)動交流異步電動 機實

20、現(xiàn)無級調(diào)速。 (4)斬波：實現(xiàn)DC/DC(AC/DC/DC)變換 DC/DC 變換是將固定的直流電壓變換成可變的直流電壓。當今軟開關(guān)技術(shù)使直 流變換器發(fā)生了質(zhì)的飛躍。日本NemicLambda 公司最新推出的一種采用軟開關(guān)技術(shù) 的高頻開關(guān)電源模塊RM系列，其開關(guān)頻率為200300kHz，功率密度已達到 27w/cm3。采用同步整流器MOSFET，代替肖特基二極管使整個電路效率提高到90%以 上。 (5)靜止式固態(tài)斷路器：實現(xiàn)無觸點的開關(guān)、斷路器的功能，控制電能的通斷。 1.21.2 開關(guān)電源和開關(guān)電源和 DC/DCDC/DC 變換器的發(fā)展趨勢變換器的發(fā)展趨勢 從技術(shù)上看，幾十年來推動電力電子技

21、術(shù)水平不斷提高的主要標志是34567： (1) 高頻化 新型高頻功率半導(dǎo)體器件如功率 MOSFET 和 IGBT 的開發(fā)，使實現(xiàn)開關(guān)電源高頻 化有了可能。從而使中小型開關(guān)電源工作頻率可達到 400kHz(AC/DC)和 1MHz(DC/DC) 的水平。超快恢復(fù)功率二極管、MOSFET 同步整流技術(shù)的開發(fā)也為高效、低電壓輸出 (3V 以下)開關(guān)電源的研制有了可能?，F(xiàn)正探索研制耐高溫的高性能碳化硅功率半導(dǎo) 體器件。 (2) 軟開關(guān) 軟開關(guān)技術(shù)使高效率、高頻開關(guān)變換器的實現(xiàn)有了可能。傳統(tǒng) PWM 開關(guān)電源按 硬開關(guān)模式工作，開關(guān)損耗大。開關(guān)電源高頻化可以縮小體積重量，但開關(guān)損耗卻 更大。為此必須研究

22、開關(guān)電壓/ 電流波形不交疊的技術(shù)，即所謂零電壓/ 零電流開 關(guān)技術(shù)，或稱軟開關(guān)技術(shù)。小功率軟開關(guān)電源效率可提高到 80-85% 。70 年代諧振 開關(guān)電源奠定了軟開關(guān)技術(shù)的基礎(chǔ)。以后新的軟開關(guān)技術(shù)不斷涌現(xiàn)，如準諧振；移 相全橋 ZVSPWM；恒頻 ZVSPWM/ ZCSPWM；ZVSPWM 有源箝位；ZVTPWM/ ZCTPWM；全橋移相 ZVSZCSPWM 等。 (3) 功率因數(shù)校正技術(shù)(PFC) 目前 PFC 技術(shù)主要分為有源 PFC 技術(shù)和無源 PFC 技術(shù)兩大類，采用 PFC 技術(shù)可 以提高 AC-DC 變換器輸入端功率因數(shù)，減少對電網(wǎng)的諧波污染。有源功率因數(shù)校正 技術(shù) APFC 的開

23、發(fā)，提高了 AC/DC 開關(guān)電源功率因數(shù)。由于輸入端有整流電容元件， AC/DC 開關(guān)電源及一大類整流電源供電的電子設(shè)備(如逆變器，UPS)等的電網(wǎng)側(cè)功率 因數(shù)僅為 0.65，80 年代用 APFC 技術(shù)后可提高到 0.950.99，既治理了電網(wǎng)的諧波 污染，又提高了開關(guān)電源的整體效率。單相 APFC 是 DC/DC 開關(guān)變換器拓撲和功率因 數(shù)控制技術(shù)的具體應(yīng)用，而三相 APFC 則是三相 PWM 整流開關(guān)拓撲和控制技術(shù)的結(jié)合。 (4) 磁性元件，新型磁材料和新型變壓器的開發(fā)。如集成磁路，平面型磁心， 超薄型變壓器；以及新型變壓器如壓電式，無磁芯印制電路變壓器等，使開關(guān)電源 的尺寸重量都可減少

24、許多。 (5) 電磁兼容(EMC) 在電力電子裝置中，主功率開關(guān)管在很高的電壓下，以高頻開關(guān)方式工作，開 關(guān)電壓及開關(guān)電流均為方波，從頻譜分析可知，方波信號含有豐富的高次諧波。同 時，由于電源變壓器的漏電感及分布電容，以及主功率開關(guān)器件的工作狀態(tài)非理想， 在高頻開或關(guān)時，常常產(chǎn)生高頻高壓的尖峰諧波振蕩，該諧波振蕩產(chǎn)生的高次諧波， 通過開關(guān)管與散熱器間的分布電容傳入內(nèi)部電路或通過散熱器及變壓器向空間輻射。 用于整流及續(xù)流的開關(guān)二極管，也是產(chǎn)生高頻干擾的一個重要原因。整流及續(xù)流二 極管工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，由于二極管的引線寄生電感、結(jié)電容的存在以及反向恢 復(fù)電流的影響，使之工作在很高的電壓及電流變化

25、率下，且產(chǎn)生高頻振蕩。因為整 流及續(xù)流二極管一般離電源輸出線較近，其產(chǎn)生的高頻干擾最容易通過直流輸出線 傳出。這些都是產(chǎn)生電磁干擾的來源。新電容器和 EMI 濾波器技術(shù)的進步，使電力 電子裝置小型化，并提高了 EMC 的性能。 (6) 模塊化技術(shù)。 采用模塊化技術(shù)可以滿足分布式電源系統(tǒng)的需要，提高系統(tǒng)的可靠性。 (7) 低壓大電流直流電源。 隨著半導(dǎo)體制造技術(shù)的不斷發(fā)展，微處理器和便攜式電子設(shè)備的工作電壓越來 越低，這就要求未來的 DC/DC 變換器能夠提供低輸出電壓以適應(yīng)微處理器和便攜式 電子設(shè)備的供電要求。 (8) 數(shù)字化 在傳統(tǒng)功率電子技術(shù)中，控制部分是按模擬信號來設(shè)計和工作的。在六、七

26、十 年代，電力電子技術(shù)完全是建立在模擬電路基礎(chǔ)上的。但是，現(xiàn)在數(shù)字信號、數(shù)字 電路顯得越來越重要，數(shù)字信號處理技術(shù)日趨完善成熟，顯示出越來越多的優(yōu)點： 便于計算機處理控制、避免模擬信號的畸變失真、減小雜散信號的干擾(提高抗干擾 能力)、便于軟件包調(diào)試和遙感遙測遙調(diào)，也便于自診斷、容錯技術(shù)的植入。 1.31.3 軟開關(guān)技術(shù)軟開關(guān)技術(shù) 傳統(tǒng)硬開關(guān)有以下缺點3：(1)在一定條件下,開關(guān)管在每個開關(guān)周期中的開關(guān) 損耗是恒定的。變換器總的開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比，開關(guān)頻率越高，總的開關(guān) 損耗越大，變換器效率越低。開關(guān)損耗的存在限制了開關(guān)頻率的提高，從而限制了 變換器的小型化輕量化；(2)開關(guān)管工作在硬開

27、關(guān)時會產(chǎn)生高di/dt和dv/dt從而產(chǎn)生 大的電磁干擾(EMI)。如果不改善開關(guān)管的開關(guān)條件，其開關(guān)軌跡可能會超出安全工 作區(qū)，導(dǎo)致開關(guān)管的損壞。為了減小變換器的體積和重量，必須實現(xiàn)高頻化，要提 高開關(guān)頻率，同時提高變換器的效率，就必須減小開關(guān)損耗，減小開關(guān)損耗的途徑 就是實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，因此軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)運而生。 1.3.1 DC/AC 逆變器中的軟開關(guān)技術(shù)逆變器中的軟開關(guān)技術(shù) 在DC/AC逆變器，尤其是多相逆變器中，軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用有很大困難6。通常 逆變器中存在著多個開關(guān)，若每個開關(guān)都采用類似 DC/DC 變換器中的軟開關(guān)工作方 式，則構(gòu)成軟開關(guān)的諧振單元相互影響，使電路難以正常工作

28、。1986年美國威斯康 星大學(xué)的D. M. Divan 提出了諧振直流環(huán)逆變器RDCLI和諧振極逆變器(RPI)才較好 地解決了這個問題，并立刻引起了廣泛地重視。隨后提出了許多改進電路和拓撲結(jié) 構(gòu)。直流諧振環(huán)節(jié)逆變器是在原先的PWM電壓型逆變器與直流電源之間加入一個輔助 諧振電路，令直流諧振環(huán)節(jié)產(chǎn)生諧振且使逆變橋直流母線上的電壓周期回零，為逆 變器中的開關(guān)創(chuàng)造零壓開關(guān)的條件。諧振直流環(huán)節(jié)的最大進步在于用高頻脈沖序列 為逆變器供電，代替原來的恒壓供電方式。諧振極逆變器是把輔助諧振回路移到橋 臂的上下開關(guān)聯(lián)接點，利用諧振為逆變器創(chuàng)造零壓開關(guān)的條件。 1.3.2 DC/DC 直流變換器的軟開關(guān)技術(shù)直

29、流變換器的軟開關(guān)技術(shù) 變換器的軟開關(guān)技術(shù)實際上是利用電感和電容來改善開關(guān)器件的開關(guān)軌跡,減小 開關(guān)損耗。最早的方法是采用RLC緩沖電路來實現(xiàn)。從能量的角度來看，它是將開關(guān) 損耗轉(zhuǎn)移到緩沖電路中消耗掉，這種方法對變換器的變換效率沒有提高甚至?xí)剐?率有所降低。目前所研究的軟開關(guān)技術(shù)不再采用有損緩沖電路，而是真正減小開關(guān) 損耗不是開關(guān)損耗的轉(zhuǎn)移。直流電源的軟開關(guān)技術(shù)一般可分為以下幾類136： (1)全諧振型變換器 一般稱為諧振變換器Resonant converters，該類變換器實際上是負載諧振型變 換器，按諧振元件的諧振方式分為串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器兩類。按負載 與諧振電路的連接關(guān)系，

30、諧振變換器可分為兩類：串聯(lián)負載諧振變換器和并聯(lián)負載 諧振變換器。在全諧振變換器中諧振元件一直諧振工作參與能量變換的全過程，該 變換器與負載關(guān)系很大，一般采用頻率調(diào)制方法。 (2)準諧振變換器QRCs 和多諧振變換器MRCs 這是軟開關(guān)技術(shù)的一次飛躍。這類變換器的特點是，諧振元件參與能量的某一 個階段，不是參與全過程。準諧振變換器分為零電流開關(guān)準諧振變換器和零電壓開 關(guān)準諧振變換器。多諧振變換器一般實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，這類變換器通常需 要采用調(diào)頻控制的方法。 (3)零開關(guān)PWM變換器Zero switching PWM converters 它可分為零電壓開關(guān)PWM變換器和零電流開關(guān)PWM變

31、換器。該類變換器是在QRCs 的基礎(chǔ)上加入一個輔助開關(guān)管，來控制諧振元件的諧振過程，實現(xiàn)恒定頻率控制即 實現(xiàn)PWM控制。這與QRCs不同的是諧振元件的諧振工作時間與開關(guān)周期相比很短，一 般為開關(guān)周期的1/10，1/5。 (4)零轉(zhuǎn)換PWM 變換器Zero transition converters 它可分為零電壓轉(zhuǎn)換PWM變換器和零電流轉(zhuǎn)換PWM變換器.這類變換器是軟開關(guān)技 術(shù)的又一個飛躍。它的特點是變換器工作在PWM方式下，輔助諧振電路只是在主開關(guān) 管開關(guān)時工作一段時間，實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)在其他時間則停止工作。這樣輔助諧 振電路的損耗很小。 在直流電源的軟開關(guān)技術(shù)中還有無源無損軟開關(guān)技術(shù)。軟

32、開關(guān)技術(shù)的采用，提 高了變換器的工作頻率，降低了開關(guān)損耗，減小了功率元件的電壓電流應(yīng)力，但其 中仍有許多問題有待解決，如進一步擴大功率使用范圍，完善控制技術(shù)，提高工作 可靠性等。但軟開關(guān)技術(shù)的應(yīng)用已經(jīng)給功率變換器的發(fā)展帶來了深刻的變革，軟開 關(guān)技術(shù)的進一步完善和實用化，必將為實現(xiàn)高品質(zhì)的功率變換系統(tǒng)提供有力的技術(shù) 保障。 1.41.4 本文研究的主要內(nèi)容本文研究的主要內(nèi)容 軟開關(guān)技術(shù)是當前電力電子技術(shù)研究的熱點之一。在分析對比移相全橋直流變 換器和LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器特點的基礎(chǔ)上，本文對LLC串聯(lián)諧振全橋直流變 換器的工作原理做了詳細分析研究，設(shè)計了實驗樣機，實驗結(jié)果驗證了理論分

33、析的 正確性。本文的主要內(nèi)容如下： 1). LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理分析 在分析移相全橋PWM ZVS DC/DC變換器缺點和分析對比MOSFET和IGBT各自特點的 基礎(chǔ)上，確定了LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)工作區(qū)，建立了變換器的數(shù)學(xué) 模型，詳細分析研究了LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的特點和電路的工作過程。 2). LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器小信號模型的建立和動態(tài)特性研究 本文首先對DC/DC變換器的小信號建模方法進行了歸納。然后利用擴展描述函數(shù) 的方法，詳細研究了LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器的小信號建模。在此基礎(chǔ)上，分 析了變換器的穩(wěn)

34、定性，研究了控制器的設(shè)計。仿真結(jié)果驗證了理論分析的正確性。 3). 主電路和控制電路的設(shè)計 在理論分析的基礎(chǔ)上，本文對一臺LLC串聯(lián)諧振全橋DC/DC變換器實驗樣機的主 電路和控制電路設(shè)計過程進行了詳細研究。設(shè)計中采用了集成磁設(shè)計方法。設(shè)計步 驟和結(jié)論可以為實際裝置的設(shè)計提供參考。 4). 實驗結(jié)果和全文總結(jié) 為了驗證理論分析的正確性，本文給出實驗的波形和實驗數(shù)據(jù)并對實驗結(jié)果進 行了詳細分析，得出了實驗結(jié)論。全文的最后，對全文的研究工作做了總結(jié)，并對 該電路優(yōu)缺點進行了分析和總結(jié)。 2 LLC 串聯(lián)諧振全橋串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器的基本原理變換器的基本原理 近年來，移相全橋 ZVS P

35、WM 變換器作為一種優(yōu)秀的變換器拓撲結(jié)構(gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn) 主開關(guān)管的零電壓開通，成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點之一。但是該變換器也 有一些缺點，不適合對電源性能有特殊要求的場合，如有輸入掉電維持時間8 (Hold-up time)要求的通信用二次電源。而 LLC 串聯(lián)諧振變換器能夠有效地克服移 相全 PWM ZVS 變換器的缺點。由于這種諧振變換器工作在高頻條件下，主開關(guān)管使 用 MOSFET，本文首先分析了 MOSFET 的特點，為 LLC 串聯(lián)諧振全橋變換器工作區(qū)域 的選擇提供了依據(jù)，然后從分析比較以上兩種電路特點的角度，詳細分析了 LLC 串 聯(lián)諧振全橋變換器的基本原理和工作過程，確定了其穩(wěn)態(tài)

36、工作區(qū)。 2.12.1 移相全橋移相全橋 PWMPWM ZVSZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)和工作過程變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)和工作過程 2.1.1 移相全橋移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本原理變換器的基本原理 移相全橋 PWM ZVS 變換器的基本拓撲結(jié)構(gòu)如圖 2.1 所示。其電路結(jié)構(gòu)與普通雙 極性 PWM 變換器類似，T1和 T2組成超前橋臂，T3和 T4組成滯后橋臂。C1C4分別是 T1T4的諧振電容，包括寄生電容和外接電容。Lr是諧振電感，包括變壓器的漏感。 T1和 T2分別超前 T4和 T3一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角的大小，調(diào)節(jié)輸出 電壓。D5、D6是整流二極管，Lf、Cf構(gòu)

37、成二階濾波器（Lf足夠大，If近似恒定）13 9。 D6 D5 T1 D1 C1 T2 D2 C2 T3 D3 C3 T4 D4 C4 Vin Lr RL Lf Cf A B ip If K:1 Vo 圖 2.1 移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換器基本電路 移相全橋 PWM ZVS 變換器的主要工作波形如圖 2.2 所示。半個開關(guān)周期內(nèi)電路 工作過程分為六個階段，圖中 t為移相角、td為死區(qū)，ip為變壓器原邊電流。 階段 1t0-t1： 在 t0時刻關(guān)斷 T1，電流 ip從 T1轉(zhuǎn)移到 C1和 C2支路中，給 C1充電，同時 C2被 放電。在此期間，諧振電感 Lr和濾波電感 Lf是串

38、聯(lián)的，而且 Lf很大，可以認為 ip 近似不變，類似于一個恒流源。電容 C1的電壓從零開始線性上升，電容 C2的電壓從 Vin開始線性下降，在 t1時刻，C2的電壓下降到零，T2的反并二極管 D2自然導(dǎo)通， 將 T2的電壓箝在零電位。 T1T2 iD5iD6 ip VAB Vgs Vin iD5 iD6 Vr t0 O t td T1 T4T3T4 t1t2t3t4t5t6t7t8t9t10t11t t t t t 圖 2.2 移相全橋變換器主要工作波形 階段 2t1-t2： t1時刻 T2的電壓已被箝在零電位，T4導(dǎo)通。VAB=0,此后 ip將經(jīng) T4,D2和 Lr續(xù)流， ip減小，其感應(yīng)電

39、壓使變壓器副方二極管 D5導(dǎo)通，續(xù)流 If。在此續(xù)流階段，D2導(dǎo)通， 只要滿足 t01=t1t0td,就可保證 T2是零電壓開通，無開通損耗。雖然 T2被開通， 但 T2并沒有電流流過，原邊電流由 D2流通。 階段 3t2-t3： 在 t2時刻，關(guān)斷 T4，原邊電流 ip轉(zhuǎn)移到 C3和 C4中，一方面抽走 C3上的電荷， Vc3從 Vin下降；另一方面同時又給 C4充電，Vc4從零逐漸上升，T4軟關(guān)斷。此階段內(nèi)， 變壓器副邊二極管 D6導(dǎo)通。由于濾波電感電流 If近似為恒流，此時變壓器副邊整流 二極管 D5、D6之間進行換流，由于 D5,D6同時導(dǎo)通，變壓器副邊被短路。 階段 4t3t4： t

40、3時刻，C4電壓充至 Vin，C3電壓放為零，二極管 D3自然導(dǎo)通 Vc3=0。只要 t23=t3-t2td就可保證 T3是零電壓開通，無開通損耗。雖然 T3被開通，但 T3并沒有 電流流過，原邊電流由 D3流通。 階段 5t4t5： t4時刻 ip過零反向增加，由于 ID6仍然不足以提供 If，故 D5、D6仍然同時導(dǎo)通， 副邊電壓為零。 階段 6t5t6： t5時刻，變壓器原邊電流 ip增加至 If/K(K 為變壓器變比)，D5、D6換流過程結(jié) 束，If由二極管 D6單獨提供。t6時刻 T2關(guān)斷。后半個周期與前半個周期工作情況類 似。 2.1.2 移相全橋移相全橋 ZVS PWM 變換器存

41、在的缺點變換器存在的缺點 1). 輕載時難于實現(xiàn) ZVS 超前橋臂和滯后橋臂開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 的條件不同。兩個橋臂上的開關(guān)管實現(xiàn) ZVS 都需要相應(yīng)的并聯(lián)諧振電容能量釋放為零，二極管自然導(dǎo)通。對于超前橋臂， T2開通前的 t01期間，放電電流 ip較大且恒定不變(ip=If)；另一方面由于變壓器原 副方有能量傳遞，原方等效電路中電感 L=Lr+K2Lf很大，故用于實現(xiàn)超前橋臂開關(guān)管 ZVS 的能量很大。而滯后橋臂 T3開通前的 t23期間，一方面 ip逐漸變小(ipIf/K)； 另一方面，由于二極管 D5、D6同時導(dǎo)通，變壓器副方被短路，原副方?jīng)]有能量傳遞， 等效電感大小僅為 Lr，故用于實

42、現(xiàn)滯后橋臂開關(guān)管 ZVS 的電感能量較小，滯后橋臂 較難于實現(xiàn) ZVS13。滯后橋臂實現(xiàn) ZVS 的條件是： (2-1) 22 24 1 2 rin L IC V 其中 I2為 t2時刻原邊電流值。當輕載時電流 I2較小，故滯后橋臂難于實現(xiàn) ZVS。 2). 副邊整流二極管存在反向恢復(fù)問題 反向恢復(fù)現(xiàn)象是二極管使用時必須注意的問題1。移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變 換器由于占空比丟失的原因，諧振電感 Lr不可能較大，因此為使輸出電壓交流分量 較小，副邊濾波電路必須有一定濾波電感 Lf的存在。這樣原邊電壓 VAB反向時，整 流二極管 D5(D6)電流不能立即降為零，必然存在 D5、D6

43、同時導(dǎo)通續(xù)流的過程 (t2t5、t8t11)。此時 D5、D6存在反向恢復(fù)問題，整流電壓 Vr出現(xiàn)振蕩，二極管 反向電壓出現(xiàn)尖峰。這種由整流二極管反向恢復(fù)問題而引起的損耗嚴重限制了直流 電源效率的提高。整流二極管反向恢復(fù)問題如圖 2.3 所示。 D5 D6 Vp K:1 Lf Cf ILf ip iD5 iD6 Is trr Irm ILf iD5 vAB VD VD5 t t t 2Vr o t1t2t5 Vrm Vo 圖 2.3 移相全橋變換器整流二極管的反向恢復(fù)問題 3). 輸入電壓和變換器轉(zhuǎn)換效率的矛盾 在輸入電壓保證能輸出滿載電壓的前提下，當輸入電壓 Vin較低時，占空比大， 原邊環(huán)

44、流能量較小，變換器效率較高；當輸入電壓 Vin較高時，占空比小，原邊環(huán)流 能量較大，變換器效率較低3。為取得較高的效率，移相全橋 PWM ZVS DC/DC 變換 器通常設(shè)計在輸入電壓較低，占空比較大時工作。出現(xiàn)輸入電壓掉電時，負載能量 只能由直流母線電容提供，短時間內(nèi)輸入電壓很快降低。這時要維持輸出電壓恒定， 要求占空比更大，電路失去超調(diào)能力，使輸出電壓很快降低。因此輸入電壓和變換 效率的這種關(guān)系，對于有掉電維持時間限制的開關(guān)電源是不適合的。 2.22.2 MOSFETMOSFET 和和 IGBTIGBT 性能比較性能比較 為適應(yīng)電力電子裝置高頻化的要求，電壓驅(qū)動型開關(guān)器件 IGBT、MOS

45、FET 被廣泛 應(yīng)用。這兩種器件都是多子器件，無電荷存儲效應(yīng)，開關(guān)速度快，工作頻率高，輸 入阻抗高，驅(qū)動功率小。MOSFET 較 IGBT 的開關(guān)速度更快，更適合高頻工作場合。 諧振型開關(guān)電源一般都采用 MOSFET。本節(jié)分析對比了 IGBT 和 MOSFET 的開關(guān)損耗產(chǎn) 生機理，為 LLC 諧振變換器工作區(qū)域的確定提供了依據(jù)。 MOSFET 和 IGBT 的等效電路如圖 2.4 所示，兩者結(jié)構(gòu)上的主要差異是 IGBT 比 MOSFET 增加了一個漏注入?yún)^(qū) P層，它直接通向集電極1011。這種結(jié)構(gòu)差異決定了 MOSFET 和 IGBT 的特性有所不同。MOSFET 和 IGBT 等效電容可以

46、表示為式(2-2)。在 開關(guān)過程中，等效電容大小隨時間變化。器件的輸出電容主要是由密勒效應(yīng)引起的 密勒電容，而密勒效應(yīng)的強弱與反饋電容 Crss的大小和器件的放大倍數(shù)有關(guān)，在放 大倍數(shù)一定的條件下，Crss越大，密勒效應(yīng)越強烈，輸出電容也越大。 (2-2) igsgd odsgd rgd CCC CCC CC igegc ocegc rgc CCC CCC CC G D S Cgd Cgs Cds C E Cgc Cge Cce G 圖 2.4 MOSFET 和 IGBT 等效電路 MOSFET 的反饋電容 Crss僅由與 MOSFET 結(jié)構(gòu)有關(guān)的 MOS 電容 Cgd決定，而 IGBT 在

47、MOSFET 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上增加了 P層，P層和 N層之間會形成 PN 結(jié)電容 CPN(由勢 壘電容 CB和擴散電容 CD組成)，IGBT 的反饋電容相當于 Cgc與 CPN串聯(lián)后的電容，故 其反饋電容 Crss較 MOSFET 的小的多。IXYS 公司的 MOSFET 和 IGBT 等效電容10比較 如表 2.1 (測試條件均為 Vds=Vce=25V，Vgs=Vge=0V，開關(guān)頻率 fs=1MHz)： 表 2.1 MOSFET 和 IGBT 等效電容對比 類別型號 Vdss(Vces)Ciss(PF)Coss(PF)Crss(PF) MOSFETIXFN44N60600V8900100033

48、0 IGBTIXDP20N60B600V8008550 比較結(jié)果顯示，對于同樣電壓等級的器件，MOSFET 的輸出電容是 IGBT 的 10 多 倍。對 IGBT 來說，流經(jīng) N漂移區(qū)的電子在進入 P區(qū)時，會導(dǎo)致正電荷載流子(空 穴)由 P+區(qū)注入 N-區(qū)。這些被注入的空穴既從漂移區(qū)流向發(fā)射極端的 P 區(qū)，也經(jīng)由 MOS 溝道及 N 井區(qū)橫向流入發(fā)射極。因此在 N-漂移區(qū)內(nèi)，構(gòu)成主電流(集電極電流) 的載流子出現(xiàn)過盈現(xiàn)象。與 MOSFET 不同，IGBT 的 N區(qū)并沒有外引電極，因此器件 關(guān)斷過程中不能采用抽流的方法來降低 N區(qū)的過剩載流子,這些空穴只能依靠自然 復(fù)合，集電極電流 ic存在一個

49、拖尾電流11。通過以上分析，可以得出結(jié)論：MOSFET 的輸出電容較大，IGBT 存在拖尾電流現(xiàn)象。 硬開關(guān)的條件下 MOSFET 和 IGBT 開關(guān)損耗分析： 1)開通損耗方面：由于 MOSFET 的輸出電容大，器件處于斷態(tài)時，輸入電壓加 在輸出電容上，輸出電容儲存較大能量。在相繼開通時這些能量全部消耗在器件內(nèi)， 開通損耗大。器件的開通損耗和輸出電容成正比，和頻率成正比和輸入電壓的平方 成正比12。而 IGBT 的輸出電容比 MOSFET 小得多，斷態(tài)時電容上儲存的能量較小， 故開通損耗較小。 2)關(guān)斷損耗方面：MOSFET 屬單極型器件，可以通過在施加?xùn)艠O反偏電壓的方 法，迅速抽走輸入電容

50、上的電荷，加速關(guān)斷，使 MOSFET 關(guān)斷時電流會迅速下降至零， 不存在拖尾電流，故關(guān)斷損耗小10；而 IGBT 由于拖尾電流不可避免，且持續(xù)時間 長(可達數(shù)微秒)，故關(guān)斷損耗大。 綜合以上分析，硬開關(guān)條件下 MOSFET 的開關(guān)損耗主要是由開通損耗引起，而 IGBT 則主要是由關(guān)斷損耗引起。因此使用 MOSFET 作為主開關(guān)器件的電路，應(yīng)該工 作于 ZVS 條件下，這樣在器件開通前，漏極和源極之間的電壓先降為零，輸出電容 上儲存能量很小，可以大大降低 MOSFET 的開通損耗；而使用 IGBT 作為主開關(guān)器件 的電路，應(yīng)該工作于 ZCS 條件下，這樣在器件關(guān)斷前，流過器件的電流先降為零， 可

51、以大大降低因拖尾電流造成的關(guān)斷損耗。 2.32.3 LLCLLC 串聯(lián)諧振變換器工作原理分析和工作區(qū)域劃分串聯(lián)諧振變換器工作原理分析和工作區(qū)域劃分 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器主電路如圖 2.5。MOS 管 T1-T4構(gòu)成全橋逆變電 路，T1、T4采用同一驅(qū)動信號，T2、T3采用同一驅(qū)動信號，占空比均為 50%。T1(T4) 和 T2(T3)驅(qū)動信號之間存在一定死區(qū)。D1-D4為 MOS 管的寄生二極管，電感 Lr、Lm和 Cr組成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，D5-D6構(gòu)成全波整流電路，Cf為濾波電容131415。對比圖 2.1 可知，LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器與移相全橋 PWM

52、ZVS DC/DC 變換器的主要 區(qū)別有三點： 1). 在諧振網(wǎng)絡(luò)中增加了一個諧振電容 Cr，由于 Cr串聯(lián)在變壓器的原邊，實際 上也起到隔直作用，使變壓器不容易飽和。 Vin T1 T2 T3 T4 LrCr LmCfRL D1D3 D2D4 D6 D5 Vo 圖 2.5 LLC 串聯(lián)諧振全橋 DC/DC 變換器主電路圖 2). 變壓器 T 原邊增加了電感 Lm，這是 LLC 串聯(lián)諧振變換器與傳統(tǒng)串聯(lián)諧振變 換器的主要區(qū)別。 3)副方濾波網(wǎng)絡(luò)沒有濾波電感 Lf。由于變壓器原方電感 Lm較大，可以起到濾 波作用，故可以省略 Lf，以減小變換器體積和重量。 2.3.1 LLC 串聯(lián)諧振變換器的等

53、效電路和數(shù)學(xué)模型建立串聯(lián)諧振變換器的等效電路和數(shù)學(xué)模型建立 LLC 串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路和輸入電壓波形如圖 2.6 所示(Ts為開關(guān)周期，ws為 開關(guān)角頻率，w0為諧振角頻率)。 LrCr R Vs i Vs t Vin -Vin o TsTs/2 Zi LeCr Re Vs i Zi Lm 圖 2.6 LLC 串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路 其中 Le、Re為等效諧振電感和負載電阻： (2-3) 2 222 sm er sm R w L LL RwL (2-4) 22 222 sm e sm RwL R RwL 輸入電壓的傅立葉展開式為： (2-5) 1,3,5,. 41 ( )sin() in ss

54、 n V Vtnw t n n 次諧波輸入阻抗可以表示為： (2-6) 1 ()() insese sr ZjnwRj nw L nw C (2-7) 2222 2 0 222 0 ()1(1) s inse s n Q ww ZjnwR wn w 其中： (2-8) 0 1 er w L C (2-9) 0re ee Zw L Q RR n 次諧波電流大小和與基波電流大小之比|in|/|i1|分別為： (2-10) 2222 2 0 222 0 4 1(1) sn in n in s e s VV i Z n Q ww n R wn w (2-11) 222 2 0 22 0 2222 1

55、2 0 222 0 1(1) 1(1) s ns s s Q ww iww i n Q ww n wn w |in|/|i1|與 Q 和 ws/w0的關(guān)系如圖 2.7 所示。圖 2.7 表明：當 ws較小(ws/w0=0.5)時， 3 次諧波電流與基波電流比值隨 Q 值增大而增大，5、7 次諧波電流與基波電流之比 值則隨 Q 增大而減??；當 ws接近(ws/w0=0.8)、等于(ws/w0=1)或大于 w0(ws/w0=1.2) 時, 各次諧波電流與基波電流之比值均隨 Q 增大而減小。當 Q 值一定，wsw0時， |in|/|i1|值隨 ws/w0增大而減小。ws/w0=0.8，Q2.5 時，

56、3，5，7 次諧波電流分別 為基波電流的 10%，3.2%，1.8%。ws/w0=1，Q2.5 時，3，5，7 次諧波電流分別為 基波電流的 5%，1.8%，0.9%?？梢姰?Q 值較大，開關(guān)角頻率 ws接近諧振角頻率 w0 時，在諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的電流響應(yīng)中，諧波含量與基波相比較小。在分析變換器大信 號模型時，可以近似認為諧振網(wǎng)絡(luò)響應(yīng)僅由輸入電壓信號的基波分量引起。當然， 這種近似是有一定誤差的。在近似確定變換器的穩(wěn)態(tài)工作區(qū)時，這種誤差是可以忽 略的。但在研究系統(tǒng)小信號模型時，誤差影響不可忽略。以下分析中利用基波分量 近似法8，建立變換器各環(huán)節(jié)的等效電路和數(shù)學(xué)模型16。 a) ws/w0=0.5

57、 b) ws/w0=0.8 c) ws/w0=1 d) ws/w0=1.2 圖 2.7 |in|/|i1|與 Q 和 ws/w0關(guān)系曲線 1)逆變部分： 設(shè)諧振網(wǎng)絡(luò)為感性，電感電流為正弦信號，且只含基波分量，相位滯后 角。 則逆變部分等效電路和電壓、電流波形如圖 2.8 所示。設(shè)諧振電流基波分量為： (2-12) 11 ( )sin() rrs itIw t 則，輸入電流平均值，即等效電路中受控電流源大小為： (2-13) /2/2 1 1 00 222 ( )sin()cos TsTs r inrrs ss I Ii t dtIw tdt TT 橋臂輸出電壓基波分量 Vs1，即等效電路中受控

58、電壓源大小為： (2-14) 1 4 ( )sin in ss V vtw t ir vs Vin iin T1D1T3D3 T2D2T4D4 驅(qū)動T1、T4 驅(qū)動T2、T3 T1、T4導(dǎo)通T2、T3導(dǎo)通 D1、D4導(dǎo)通D2、D3導(dǎo)通 wst o vs ir iin VinIinvs1 ir1 wst wst 圖 2.8 逆變部分等效電路 等效電路輸入平均功率和輸出有功功率分別為： (2-15) 1 2 cos inr ininin V I PV I (2-16) 11 42 coscos 22 inrinr out VIV I P A 顯然 Pin=Pout，等效電路功率平衡。 2). LL

59、C 諧振網(wǎng)絡(luò)： 諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路如圖 2.9，傳遞函數(shù) H(s)為式(2-17)。 vs LrCr LmR ZinZout vsR ZinZout H(s) irioutiriout vo 圖 2.9 諧振網(wǎng)絡(luò)等效電路 (2-17) 2 32 r r ( ) H(s)= 1 ( )+s C(+)+ s+ sC m ormm m srrmrmm r m sRL Vss RC LRsL sRL Vss C L LR LLsLR L RsL 設(shè)，則幅頻特性和相頻特性分別為： m r L h L 0rr Zw L Q RR 0 s n w w w (2-18) 2 n s 2 222222 nnn hw H(jw ) 1w(1+h)w(1-w)h Q (2-19) 2 nn s 2 n Q w (1-w) H(jw )180arc 1w(1+ ) h tg h 設(shè) Lr=21H，h=5，Cr=44.5nF，諧振頻率 w0=1.03e6rad/s,則不同負載條件下， H(s)的頻率特性如圖 2.10： a) 輕載情況(R=100) b) 重載情況(R=15) 圖 2.10 H(s)頻率特性 圖 2.10 表明，負載較重(R=15)時，諧振網(wǎng)絡(luò)在 ws=w0處產(chǎn)生諧振峰值；負載 較輕(R=100)時，諧振網(wǎng)絡(luò)在 ws=w1處產(chǎn)生諧振峰值，而且輸出電壓相位正好超前 輸入電壓 90。該現(xiàn)象