MC1496集成電路模擬乘法器的應用.doc

：一主要內(nèi)容用集成模擬乘法器MC1496設計調(diào)幅器和同步檢波器二基本要求1：電源電壓12v 集成模擬乘法器 MC1496 載波頻率 fc=5MHZ 調(diào)制信號頻率 f=1KHZ2：完成課程設計說明書，說明書應含有課程設計任務書，設計原理說明，設計原理圖，要求字跡工整，敘述清楚，圖紙齊備。3：設計時間為一周。三主要參考資料1:李銀華 電子線路設計指導 北京航天航空大學出版社2005.62:謝自美 電子線路設計實驗測試 華中科技大學出版社2003.103:張肅文 高頻電子線路 高等教育出版社2004.11完 成 期 限： 2010.6.21-2010.6.27 指導教師簽名： 課程負責人簽名： 王新金 2010年 6月20日目錄一 設計要求2二 設計的作用及目的2三 設計的具體實現(xiàn) 33.1 MC1496的工作原理及電路圖43.2調(diào)幅器的工作原理及電路圖53.3 檢波器的工作原理及電路圖6五 心得體會13六 參考文獻14 集成電路模擬乘法器的應用一 設計要求 本設計要求用集成模擬乘法器MC1496設計調(diào)幅器和同步檢波器，其具體要求如下：1. 電源電壓12v 2. 集成模擬乘法器 MC1496 3. 載波頻率 fc=5MHZ 4. 調(diào)制信號頻率 f=1KHZ二 設計作用及目的 通過本課題的設計，提高學生實際動手能力，鞏固所學理論知識，進一步深入了解集成模擬乘法器的工作原理，掌握調(diào)幅器與檢波器的設計原理用來實現(xiàn)全載波調(diào)幅、測量調(diào)幅系數(shù)，實現(xiàn)調(diào)幅波形的變換，學會分析實驗現(xiàn)象。掌握這些后對調(diào)幅波信號進行解調(diào)，采用設計的二極管包絡檢波器、低道濾波器電路來實現(xiàn)。了解二極管包絡檢波器、濾波器的主要指標，對檢波頻率及波形進行分析。在此次設計中，綜合運用了所學知識，構成了新的知識框架，提高了對知識的理解與實際運用能力，進一步熟悉常用電子器件的類型和特性，掌握合理選用的原則，提高了知識運用的綜合能力。三 設計的具體實現(xiàn)3.1 MC1496的工作原理及電路圖1)MC1496的內(nèi)部結構圖為MC1496的內(nèi)部電路及引腳圖MC1496是四象限模擬乘法器，其內(nèi)部電路圖和引腳圖如圖10-1所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，以反極性方式相連接，而且兩組差分對的恒流源V5與V6又組成一對差分電路，因此恒流源的控制電壓可正可負，以此實現(xiàn)了四象限工作。V7、V8為差分放大器V5與V6的恒流源。2） 靜態(tài)工作點的設定(1)靜態(tài)偏置電壓的設置靜態(tài)偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作在放大狀態(tài)，即晶體管的集-基極間的電壓應大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。根據(jù)MC1496的特性參數(shù)，對于圖10-1所示的內(nèi)部電路，應用時，靜態(tài)偏置電壓（輸入電壓為0時）應滿足下列關系，即8=10, 1=4, 6=1212V6(12)8(10)2V12V8(10)1(4)2.7V12V1(4)52.7V(2)靜態(tài)偏置電流的確定靜態(tài)偏置電流主要由恒流源I0的值來確定。當器件為單電源工作時，引腳14接地，5腳通過一電阻VR接正電源+VCC由于I0是I5的鏡像電流，所以改變VR可以調(diào)節(jié)I0的大小，即當器件為雙電源工作時，引腳14接負電源-Vee，5腳通過一電阻VR接地，所以改變VR可以調(diào)節(jié)I0的大小，即根據(jù)MC1496的性能參數(shù)，器件的靜態(tài)電流應小于4mA，一般取。在本實驗電路中VR用6.8K的電阻R15代替。3.2調(diào)幅器的工作原理及電路圖X通道兩輸入端8和10腳直流電位均為6V，可作為載波輸入通道；Y通道兩輸入端1和4腳之間有外接調(diào)零電路；輸出端6和12腳外可接調(diào)諧于載頻的帶通濾波器；2和3腳之間外接Y通道負反饋電阻R8。若實現(xiàn)普通調(diào)幅，可通過調(diào)節(jié)10k電位器RP1使1腳電位比4腳高，調(diào)制信號與直流電壓疊加后輸入Y通道，調(diào)節(jié)電位器可改變的大小，即改變調(diào)制指數(shù)Ma；若實現(xiàn)DSB調(diào)制，通過調(diào)節(jié)10k電位器RP1使1、4腳之間直流等電位，即Y通道輸入信號僅為交流調(diào)制信號。為了減小流經(jīng)電位器的電流，便于調(diào)零準確，可加大兩個750電阻的阻值，比如各增大10。MC1496線性區(qū)好飽和區(qū)的臨界點在15-20mV左右，僅當輸入信號電壓均小于26mV時，器件才有良好的相乘作用，否則輸出電壓中會出現(xiàn)較大的非線性誤差。顯然，輸入線性動態(tài)范圍的上限值太小，不適應實際需要。為此，可在發(fā)射極引出端2腳和3腳之間根據(jù)需要接入反饋電阻R8=1k，從而擴大調(diào)制信號的輸入線性動態(tài)范圍，該反饋電阻同時也影響調(diào)制器增益。增大反饋電阻，會使器件增益下降，但能改善調(diào)制信號輸入的動態(tài)范圍。MC1496可采用單電源，也可采用雙電源供電，其直流偏置由外接元器件來實現(xiàn)。1腳和4腳所接對地電阻R5、R6決定于溫度性能的設計要求。若要在較大的溫度變化范圍內(nèi)得到較好的載波抑制效果（如全溫度范圍-55至+125），R5、R6一般不超過51；當工作環(huán)境溫度變化范圍較小時，可以使用稍大的電阻。R1-R4及RP1為調(diào)零電路。在實現(xiàn)雙邊帶調(diào)制時，R1和R2接入，以使載漏減??；在實現(xiàn)普通調(diào)幅時，將R1及R2短路（關閉開關S1、S2），以獲得足夠大的直流補償電壓調(diào)節(jié)范圍，由于直流補償電壓與調(diào)制信號相加后作用到乘法器上，故輸出端產(chǎn)生的將是普通調(diào)幅波，并且可以利用RP1來調(diào)節(jié)調(diào)制系數(shù)的大小。5腳電阻R7決定于偏置電流I5的設計。I5的最大額定值為10mA，通常取1mA。由圖可看出，當取I5=1mA，雙電源（+12V，-8V）供電時，R7可近似取6.8k。輸出負載為R15，亦可用L2與C7組成的并聯(lián)諧振回路作負載，其諧振頻率等于載頻，用于抑制由于非線性失真所產(chǎn)生的無用頻率分量。VT1所組成的射隨器用于減少負載變化和測量帶來的影響。3.3 檢波器的工作原理及電路圖調(diào)幅波的解調(diào)即是從調(diào)幅信號中取出調(diào)制信號的過程，通常稱之為檢波。調(diào)幅波解調(diào)方法有二極管包絡檢波器，同步檢波器。同步檢波器利用一個和調(diào)幅信號的載波同頻同相的載波信號與調(diào)幅波相乘，再通過低通濾波器除高頻分量而獲得調(diào)制信號。如圖5-3所示，采用1496集成電路構成解調(diào)器，載波信號VC經(jīng)過電容C5010加在、腳之間，調(diào)幅信號VAM經(jīng)電容C5011加在、腳之間，相乘后信號由(12)腳輸出，經(jīng)C5013、C5014、R5020組成的低通濾波器，在解調(diào)輸出端，提取調(diào)制信號。 MC1496構成的解調(diào)器二極管包絡檢波器（大信號）當輸入信號較大（大于0.5伏）時，利用二極管單向?qū)щ娞匦詫φ穹{(diào)制信號的解調(diào)，稱為大信號檢波。大信號檢波原理電路如圖5-4-a所示。檢波的物理過程如下：在高頻信號電壓的正半周時，二極管正向?qū)ú﹄娙萜鰿充電，由于二極管的正向?qū)娮韬苄。猿潆婋娏鱥D很大，使電容器上的電壓c很快就接近高頻電壓的峰值。充電電 流的方向如下圖所示。 二極管檢波器原理圖及波形圖這個電壓建立后通過信號源電路，又反向地加到二極管D的兩端。這時二極管導通與 否，由電容器C上的電壓c和輸入信號電壓i共同決定。當高頻信號的瞬時值小于c時，二極管處于反向偏置，管子截止，電容器就會通過負載電阻R放電。由于放電時間常數(shù)RC遠大于調(diào)頻電壓的周期，故放電很慢。當電容器上的電壓下降不多時，調(diào)頻信號第二個正半周的電壓又超過二極管上的負壓，使二極管又導通。如圖54b中的t1至t2的時間為二極管導通的時間，在此時間內(nèi)又對電容器充電，電容器的電壓又迅速接近第二個高頻電壓的最大值。在圖54b中的t2至t3時間為二極管截止的時間，在此時間內(nèi)電容器又通過負載電阻R放電。這樣不斷地循環(huán)反復，就得到圖54b中電壓c的波形。因此只要充電很快，即充電時間常數(shù)RdC很?。≧d為二極管導通時的內(nèi)阻）；而放電時間常數(shù)足夠慢，即放電時間常數(shù)RC很大，滿足RdC RC,就可使輸出電壓c的幅度接近于輸入電壓i的幅度,即傳輸系數(shù)接近1。另外，由于正向?qū)щ姇r間很短，放電時間常數(shù)又遠大于高頻電壓周期（放電時c的基本不變），所以輸出電壓c的起伏是很小的，可看成與高頻調(diào)幅波包絡基本一致。而高頻調(diào)幅波的包絡又與原調(diào)制信號的形狀相同，故輸出電壓c就是原來的調(diào)制信號，達到了解調(diào)的目的。根據(jù)上述工作特點，大信號檢波又稱峰值包絡檢波。理想情況下，峰值包絡檢波器的輸出波形應與調(diào)幅波包絡線的形狀完全相同。但實際上二者之間總會有一些差距，亦即檢波器輸波形有某些失真。本實驗可以觀察到該檢波器的兩種特有失真：即惰性失真和負峰切割失真。惰性失真是由于負載電阻R與負載電容C選得不合適，使放電時間常數(shù)RC過大引起的。惰性失真又稱對切割失真，如下圖所示。惰性失真示意圖如圖中t1-t2時間內(nèi)，由于調(diào)幅波的包絡下降，電容C上的電荷不能很快地隨調(diào)幅波包絡變化，而輸入信號電壓i總是低于電容C上的電壓c，二極管始終處于截止狀態(tài)，輸出電壓不受輸入信號電壓控制，而是取決于RC的放電，只有當輸入信號電壓的振幅重新超過輸出電壓時，二極管才重新導電。為了避免這種失真，理論分析證明，RC的大小應滿足下列條件式中ma是調(diào)制系數(shù)；max是被檢信號的最高調(diào)制角頻率。負峰切割失真是由于檢波器的直流負載電阻R與交流（音頻）負載電阻相差太大引起的一種失真。檢波器總是通過耦合電容CC與低頻放大器或其他電路相連接。如圖56所示。圖中CC是耦合電容，容量較大；ri2是下一級電路的輸入電阻（一般較小1K左右）。由圖可見：檢波器的直流負載電阻為R（RL）；由于CC的容量較大，對音頻（低頻）來說，可以認為是短路。 接有交流負載的檢波器因此，檢波器的交流負載電阻R等于R與ri2的并聯(lián)值，即 顯然交、直流電阻是不同的，因而有可能產(chǎn)生失真。這種失真通常使檢波器音頻輸出電壓的負峰被切割，因而稱為負峰切割失真或底部切割失真，如下圖所示。 V maViVi V負峰切割失真為了避免這種失真，經(jīng)理論分析R和應滿足下列條件適合于解調(diào)含有較大載波分量的大信號的檢波過程，它具有電路簡單，易于實現(xiàn)，本實驗如下圖所示，主要由二極管D5006及RC低通濾波器組成，它利用二極管的單向?qū)щ娞匦院蜋z波負載RC的充放電過程實現(xiàn)檢波。 所以RC時間常數(shù)選擇很重要， RC時間常數(shù)過大, 則會產(chǎn)生對角切割失真。RC時間常數(shù)太小，高頻分量會濾不干凈。二極管包絡檢波器五 心得體會 通過本課題的設計，增強了我的實際動手能力，鞏固所學理論知識，進一步深入了解集成模擬乘法器的工作原理，在一定程度上掌握了調(diào)幅器與檢波器的設計原理用來實現(xiàn)全載波調(diào)幅，實現(xiàn)調(diào)幅波形的變換，學會分析實驗現(xiàn)象。掌握這些后對調(diào)幅波信號進行解