無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法.doc

無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法 第21卷第5期xx年5月電機(jī)與控制學(xué)報(bào)Electri CMachines and ControlVoL21No5Mavxx無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法胡立坤12，黃太昱12，盧泉1，曹俊12(1廣西電力系統(tǒng)最優(yōu)化與節(jié)能技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，廣西南寧530004；2廣西大學(xué)電氣工程學(xué)院，廣西南寧530004)摘要針對(duì)傳統(tǒng)基于虛擬電機(jī)磁鏈的無(wú)電壓傳感器方法電壓波動(dòng)較大問(wèn)題，結(jié)合二階廣義積分原理與占空比信號(hào)提出一種電壓觀測(cè)器以代替電壓傳感器獲取更加精準(zhǔn)的網(wǎng)側(cè)電壓信息。 依據(jù)瞬時(shí)功率理論，在兩相靜止坐標(biāo)系下，采用基于開環(huán)的準(zhǔn)直接功率電壓定向控制策略，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)變流器的四象限工作狀態(tài)運(yùn)行，電流內(nèi)環(huán)采用比例諧振控制器保證指令電流快速無(wú)差跟蹤。 對(duì)比分析網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)諧波畸變率，實(shí)驗(yàn)波形表明所提方法不需要電壓傳感器與電流解耦控制環(huán)節(jié)，且諧波含量低，可獲得較傳統(tǒng)方法更準(zhǔn)確的網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)，提高了系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性與可靠性。 關(guān)鍵詞無(wú)電壓傳感器；兩相靜止坐標(biāo)系；準(zhǔn)直接功率控制；二階廣義積分器；占空比；比例諧振DOI1015938iemcxx05012TM46文獻(xiàn)標(biāo)志碼A1007449X (xx)050089-08Sensorless methodof quasi direct power control for grid converterHULikunl?，HUANG Taiyul”，LU Quanl，CAO Junl2(1Guangxi KeyLaboratory ofPower SystemOptimization andEnergy Technology，Nanning530004，China；2College ofElectrical Engineering，Guangxi University，Nanning530004，China)AbstractFor thelarge voltagefluctuation ofthe traditionalmethod based on thevirtual motorflux link-age，a voltageobserver basedon thesecond order generalized integral(SOGI)principle andduty cyclesignalwas proposedto replacethe voltage sensor inorderto obtainmore aurateinformation ofthe voltage ofthe worksideAording tothe theoryof instantaneouspower，the quasi-direct powervoltage directional controlstrategy basedon openloop wasadopted inthe twophase stationarycoordinate sys。 tem，and thefourquadrant operationstate ofthe gridconnected converterwas realizedMeanwhile，theapplication ofproportional resonantcontroller toensurecurrent referencecould keeptracking gridcur-rentThe resultshows thatthe proposedmethod needneither the voltage sensornor thecurrent decoupiing，the workside voltagesignal withlow harmoniontent canbe obtainedmore auratelythan thetraditionalmethod，which improvesthe stabilityand reliabilityof systemoperationKeywordsvoltage sensorless；邙coordinate；quasidirect power control；second order generalized integral；duty cycle；proportional resonantxx一1116基金項(xiàng)目廣西科學(xué)研究與技術(shù)開發(fā)項(xiàng)目(15980083)；南寧市科學(xué)研究與技術(shù)開發(fā)計(jì)劃 (xx1048)作者簡(jiǎn)介胡立坤(1977一)，男，博士，教授，研究方向?yàn)榭稍偕茉醋儞Q系統(tǒng)與應(yīng)用；黃太昱(1992一)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電及并網(wǎng)變流器控制；盧泉(1982一)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)樾铍姵貎?chǔ)能高效利用；曹俊(1988一)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)楣夥⒕W(wǎng)控制、電力電子技術(shù)。 通信作者胡立坤萬(wàn)方數(shù)據(jù)電機(jī)與控制學(xué)報(bào)第21卷U5l昌隨著分布式發(fā)電系統(tǒng)功率的增加，功率變換器使得可再生能源發(fā)電與電力系統(tǒng)之間實(shí)現(xiàn)了高效、靈活的控制；作為未來(lái)以智能電網(wǎng)技術(shù)為基礎(chǔ)的電力系統(tǒng)，并網(wǎng)變流器的設(shè)計(jì)與控制將會(huì)成為其發(fā)展的重要支撐。 21。 變流器的控制方法多以電能轉(zhuǎn)換與電能質(zhì)量為控制目標(biāo)，方法的優(yōu)劣直接影響到其功能的實(shí)現(xiàn)。 其中應(yīng)用較為廣泛的方法是采用電壓矢量定向控制J，這需要網(wǎng)側(cè)電壓、電流以及直流側(cè)母線電壓信息，過(guò)多的傳感器和計(jì)算環(huán)節(jié)不僅增加系統(tǒng)成本，同時(shí)也增加了系統(tǒng)的復(fù)雜程度。 基于上述條件，無(wú)電壓傳感器控制方法的研究便應(yīng)運(yùn)而生。 利用虛擬磁鏈的控制方法在文獻(xiàn)4中提出，用以改善直接功率控制的性能，也可用于電壓定向控制。 網(wǎng)側(cè)三相電流代表系統(tǒng)能量的流向與系統(tǒng)性能密切相關(guān)，同時(shí)可用于過(guò)流保護(hù)；直流側(cè)母線電壓信號(hào)作為控制目標(biāo)保持直流電壓穩(wěn)定，并作為過(guò)壓保護(hù)信號(hào)，故這兩者信息量均需傳感器實(shí)時(shí)獲取b J。 文獻(xiàn)6將虛擬磁鏈的定向方法應(yīng)用在三相PWM整流器中，均取得了較好的控制效果，但需要在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下完成，電壓相位信息的檢測(cè)與電流解耦控制使得計(jì)算過(guò)程變得復(fù)雜。 文獻(xiàn)7將二階廣義積分器所構(gòu)成的正交濾波器方法應(yīng)用在永磁同步電機(jī)調(diào)速上，實(shí)現(xiàn)了無(wú)速度傳感器的觀測(cè)，取得了較好的控制效果，但其輸入的電壓量直接由開關(guān)信號(hào)獲得，容易受到高頻開關(guān)信號(hào)的干擾。 由二階廣義積分器(secondordergeneralizedintegrator，SOGI)所構(gòu)成的自適應(yīng)正交濾波器可以對(duì)特定頻率的交流量進(jìn)行積分運(yùn)算，內(nèi)部諧振的特點(diǎn)使得其本身可作為壓控振蕩器來(lái)工作坤J以改善常規(guī)鎖相環(huán)(phaselocked loop，PLL)性能。 其最早被提出用來(lái)實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)三相電壓不平衡時(shí)分離正負(fù)序分量以保證分布式發(fā)電系統(tǒng)能夠在電網(wǎng)故障的情況下仍保持并網(wǎng)同步運(yùn)行，同時(shí)向電網(wǎng)提供一定的支撐。 本文利用二階廣義積分器構(gòu)造出的正交信號(hào)濾波器結(jié)合占空比信號(hào)來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)網(wǎng)側(cè)電壓信息的重構(gòu)，在叩兩相靜止坐標(biāo)系下輸出正交的交流信號(hào)，可獲得較傳統(tǒng)基于虛擬磁鏈觀測(cè)更加準(zhǔn)確的電壓量，從而實(shí)現(xiàn)無(wú)電壓傳感器控制的目的，避免了虛擬電機(jī)磁鏈方法所固有的缺陷J。 同時(shí)，采用基于開環(huán)的準(zhǔn)直接功率電壓定向的控制策略，內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器來(lái)保證指令電流的無(wú)穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，實(shí)現(xiàn)了瞬時(shí)功率的快速跟蹤。 文章首先分析了PWM變流器在兩相靜止坐標(biāo)系下無(wú)電壓傳感器的數(shù)學(xué)模型以及瞬時(shí)功率的求解，最后通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法的有效性與正確性。 1系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型11三相電壓源型PWM變流器數(shù)學(xué)模型三相電壓源型PWM變流器常見(jiàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，建立數(shù)學(xué)模型e。 、e。 、e。 為電網(wǎng)三相相電壓；i。 、ib、i。 為電網(wǎng)側(cè)各相電流；M。 、Mb、M。 為變流器輸出相電壓；u扎為直流側(cè)電壓；L為濾波電抗器輸入電感，R為濾波電抗器輸入電阻；C表示變流器直流側(cè)電容，R。 為直流側(cè)負(fù)載，i，為直流側(cè)負(fù)載電流。 -j+jJ!T1圖1三相電壓源型PWM變流器拓?fù)鋱DFig1Topology ofthe three phase PWMconverter由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)頻率，依據(jù)平均值模型方法，利用PWM變流器輸出占空比來(lái)描述變流器數(shù)學(xué)模型，可消除開關(guān)函數(shù)模型中引入的高頻分量，同時(shí)避免死區(qū)時(shí)間對(duì)輸出電壓值的影響。 配a=Mdc5。 aMn。 ，、Mb=Md。 sDb一“。 ， (1)Mc=MdcSDcM。 J將上式方程兩兩作差，消去M。 電壓量可得M。 b=“。 一Mb=Md。 (SD。 一JsDb)，、“b。 =ubu。 =“d(sDbsD。 )， (2)u。 =u。 一“。 =ud。 (sD。 一SD。 )。 J再將線電壓轉(zhuǎn)化為相電壓2lMa2了ab+了c，1l2了“bc一了Mab，“。 =0一“a一“b。 (3)該方法無(wú)需對(duì)開關(guān)函數(shù)信號(hào)的進(jìn)行采集，節(jié)省了檢測(cè)開關(guān)信號(hào)的設(shè)備。 萬(wàn)方數(shù)據(jù)第5期胡立坤等無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法91將估算三相電壓量經(jīng)式 (4)作Clark變換為描可得到PWM變流器在郵兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓模型表達(dá)式為(墓)=苦(乏)+R(乏)+(i)。 c5，12基于SOGI-QSG電壓觀測(cè)器數(shù)學(xué)模型二階廣義積分器可使得傳遞函數(shù)在諧振頻率處有無(wú)窮大的增益，所以當(dāng)控制頻率為諧振頻率的正弦信號(hào)時(shí)能夠做到靜態(tài)無(wú)差，并且SOGI的實(shí)現(xiàn)方式較傳統(tǒng)的自適應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單很多，無(wú)需使用正余弦函數(shù)，這就避免了復(fù)雜運(yùn)算所浪費(fèi)的時(shí)間以及在離散系統(tǒng)中引入的量化噪聲?。 其結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。 圖2基于二階廣義積分的正交信號(hào)發(fā)生器Fig2Quadrature signalgenerator basedon SOGI包括輸入信號(hào)穢()和濾波器中心頻率。 ，輸出信號(hào)為口，(t)和穢(t)，將輸入信號(hào)與輸出信號(hào)做拉普拉斯變換分別得到V(s)、K(s)及也(s)，則該系統(tǒng)輸出與輸入信號(hào)閉環(huán)傳遞函數(shù)可表示為鄖，=等=喪，=等=擊。 (6)這里取k=在，。 =314rads，此時(shí)系統(tǒng)阻尼系數(shù)f=1在，可使得系統(tǒng)整定時(shí)間和動(dòng)態(tài)響應(yīng)之間關(guān)系最優(yōu)，繪出傳遞函數(shù)的D(s)、Q(s)伯德圖如圖3所示。 由圖3可知，D(s)為帶通濾波器，Q(s)為低通濾波器，若濾波器中心頻率。 與輸入信號(hào)頻率一致，則輸出信號(hào)穢。 (t)和穢(t)的幅值便會(huì)與輸人信號(hào)口(t)的幅值相等且相位相差90。 ，互為正交。 圖3正交信號(hào)發(fā)生器中D(s)和Q(s)博德圖Fig3Bode diagramof SOGI-QSG此時(shí)，利用該正交濾波器重新對(duì)三相交流電壓型PWM變流器模型進(jìn)行分析，其中，帶“”表示經(jīng)后輸出量，“j-”為對(duì)應(yīng)正交信號(hào)，如下式所示(墓)2三音；(乏)+尺(乏)+(箸)。 c7，如上所述，勘=穢+=上，一穢“=dv出，故可得(筆)=一(爹)+R(乏)+(籌)。 最終推導(dǎo)出網(wǎng)側(cè)電壓估算表達(dá)式為 (8)(墓)2一Qcs，(乏)+。 c s，R(芝)+(；)。 (9)式中M、M；由式 (2)、式 (3)、式 (4)推導(dǎo)可得M=應(yīng)(SDaSDb2一JsDc2)udc3；岵=2(SDbSD。 )Udc2。 最后確立觀測(cè)器結(jié)構(gòu)如圖4所示。 圖4基于正交信號(hào)發(fā)生器的電壓觀測(cè)器Fig4Voltage observebasedonSOGIQSG萬(wàn)方數(shù)據(jù)電機(jī)與控制學(xué)報(bào)第21卷2邵坐標(biāo)系開環(huán)準(zhǔn)直接功率表述為控制21B坐標(biāo)系開環(huán)電壓定向控制瞬時(shí)功率理論(Pq理論)雖不像通用功率理論可以解釋眾多物理現(xiàn)象，但其僅憑借簡(jiǎn)單的數(shù)學(xué)運(yùn)算便可獲得某些給定意義下最優(yōu)電流的優(yōu)點(diǎn)，廣泛應(yīng)用在改善電能質(zhì)量的領(lǐng)域中2|。 可對(duì)PWM變流器瞬時(shí)功率作如下數(shù)學(xué)分析。 對(duì)于三相系統(tǒng)，在自然坐標(biāo)系下可通過(guò)瞬時(shí)相電流和相電壓將瞬時(shí)功率表示為r，i。 、(州“ub珧Io，o。 通過(guò)標(biāo)量變換，在邸兩相靜止坐標(biāo)系下可將瞬時(shí)功率表示為P=u。 i。 +咕+L0io。 (11)由于變換的正交性，瞬時(shí)功率在新的坐標(biāo)系中仍保持原來(lái)的形式，且本文采用三相三線制對(duì)稱電壓源供電，故無(wú)需考慮瞬時(shí)功率中的零序分量。 p2。 k=Maia+如，1 (12)g=I U中I叩l=M。 咕一i。 J為矩陣形式有驢珧)o(13，此時(shí)給定瞬時(shí)有功功率P+與瞬時(shí)無(wú)功功率q+(也稱瞬時(shí)虛功率)便可以求得內(nèi)環(huán)控制的參考指令電流，有2百1?(u邸g“ug。 咿q*)o(14，若令瞬時(shí)虛功率g+=0，便可實(shí)現(xiàn)PWM變流器單位功率因數(shù)下運(yùn)行，則參考指令電流表達(dá)式為眇巍22渺。 (15，22準(zhǔn)直接功率控制由于直接功率控制具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于PWM變流器控制中并取得較好的效果，故本文采用基于郵坐標(biāo)系開環(huán)電壓定向的準(zhǔn)直接功率控制方法。 利用基爾霍夫電流定律，可將直流側(cè)電流關(guān)系C1du_deid。 一i，。 (16)百2dc叫r。 L式中id。 =SD。 i。 +SDbib+SDci。 0；8靜止坐標(biāo)系下可寫為G警=(10s。 品)o。 (17)式中S。 =(2SD。 一SDbSD。 )6；Js口=(JsDbIsD。 )2。 忽略濾波電抗器電阻和PWM變流器開關(guān)損耗，根據(jù)功率平衡理論有P=Cud。 警+UdcirO (18)=ac尋+ (18)變流器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行下有u。 =U。 +“。 ，此時(shí)電容電壓維持不變，即u。 遠(yuǎn)小于u。 通過(guò)直流側(cè)電壓控制器輸出作為負(fù)載電流值并與直流母線電壓相乘，計(jì)算出直流側(cè)瞬時(shí)有功功率并作為給定輸入值；結(jié)合無(wú)電壓傳感器所觀測(cè)出網(wǎng)側(cè)電壓量信息，求得內(nèi)環(huán)參考指令電流，經(jīng)過(guò)比例諧振控制器實(shí)現(xiàn)指令電流的無(wú)誤差控制3|，完成外環(huán)準(zhǔn)直接功率控制。 最后，利用網(wǎng)側(cè)電壓前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)，進(jìn)一步改善變流器系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性。 由此確立系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖5所示。 圖5基于SOGI-QSG的無(wú)傳感器準(zhǔn)直接功率控制策略Fig5Sensorless quasidirectpowercontrol strategybasedon SoGI-QSG萬(wàn)方數(shù)據(jù)第5期胡立坤等無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法93與傳統(tǒng)根據(jù)瞬時(shí)功率選擇開關(guān)狀態(tài)進(jìn)而確定輸入電流的方法相比，這里通過(guò)計(jì)算瞬時(shí)功率值作為電流內(nèi)環(huán)的輸入，同時(shí)內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器，可確保有功功率同樣快速跟蹤瞬時(shí)功率給定值，實(shí)現(xiàn)了輸人電流的直接控制。 3實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析實(shí)驗(yàn)平臺(tái)采用dSPACE(DSll04)作為控制器，并實(shí)現(xiàn)AD采樣、實(shí)時(shí)計(jì)算、數(shù)據(jù)存儲(chǔ)；功率器件驅(qū)動(dòng)脈沖由DSl104的RTI(realtime interface)模塊產(chǎn)生，開關(guān)頻率設(shè)為10kHz，死區(qū)時(shí)間設(shè)為4斗s；智能功率模塊為PMl00CLlAl20；系統(tǒng)中斷統(tǒng)一采用PWM中斷方式，保證PWM方波周期與控制周期及數(shù)據(jù)采集周期同步；太陽(yáng)能電池陣列模擬器為PVSl000系列，相關(guān)參數(shù)如表1所示。 為避免電壓陡增，將三相配電網(wǎng)經(jīng)調(diào)壓器和變壓器降壓隔離，再與變流器交流側(cè)濾波電抗器相連接，實(shí)驗(yàn)裝置如圖6所示；直流側(cè)電壓給定值設(shè)為110V。 表1PWM變流器系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)參數(shù)Table1Parameters ofPWM convertersystem磁鏈方法所觀測(cè)出的網(wǎng)側(cè)電壓波形如圖 8、圖9所示。 圖6實(shí)驗(yàn)裝置圖Fig6Photo ofexperimental setup圖7基于SOGIQSG電壓觀測(cè)器的三相電壓波形圖Fig7Waveforms of three phase voltage estimatedbythevoltageobservebased onSOGI-QSG圖8電壓傳感器實(shí)測(cè)三相電壓波形圖Fig8Waveforms ofthree phasevoltage measuredbyvoltage sensor。 一苧三蘭!竺iG墨鑾孽姜箋皇蘭獸皂蘭的網(wǎng)側(cè)分別對(duì)這3種方法所得電壓信號(hào)做快速傅里葉電壓竺要竺苧蘭三簍烹苧鎏霧墊罌二要黧?變換篙茹頻釜苗i茹磊”一1一對(duì)比觀察電壓傳感器實(shí)際測(cè)量與基于虛擬電機(jī)一一”?一”。 一”一?。 萬(wàn)方數(shù)據(jù)電機(jī)與控制學(xué)報(bào)第21卷圖9基于虛擬磁鏈觀測(cè)三相電壓波形圖Fig9Waveforms ofthreephasevoltage basedonvirtualmachineflux100j80名60姜40耋20O100童8060o40累主20Fundamental(50Hz)=3954，THD=1650246810narmonlc order(a)jAJSOGIQsG觀測(cè)所得A相電壓諧波頻譜圖tundamental L30Hz J=3638。 rHD=260246810Harmonic order(b)基于電壓傳感器所得A相電壓諧波頻譜圖Fundamental(50Hz J=3842，THD=296Harmonic order(C)基于虛擬磁鏈觀測(cè)所得A相電壓諧波頻譜圖圖10網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)諧波頻譜分析圖Fig10Harmonic ponentof grid side voltage通過(guò)觀察，傳統(tǒng)基于虛擬磁鏈的方法與實(shí)際采用電壓傳感器測(cè)量所獲得網(wǎng)側(cè)電壓信號(hào)兩者總諧波畸變率僅相差028，雖然不及電壓傳感器實(shí)測(cè)所得電壓信號(hào)準(zhǔn)確，但虛擬磁鏈的利用避免了電壓傳感器的使用，降低了設(shè)備成本；而基于SOGIQSG方法所得的電壓估算值其諧波畸變率僅為165，相比較于虛擬磁鏈方法的296與電壓傳感器的268諧波畸變率結(jié)果，其精準(zhǔn)度又有了進(jìn)一步的提高。 這表明所提方法可以代替?zhèn)鞲衅鳙@取網(wǎng)側(cè)三相電壓信息，無(wú)需依賴硬件設(shè)備，規(guī)避了因電壓傳感器故障導(dǎo)致系統(tǒng)無(wú)法正常運(yùn)作的風(fēng)險(xiǎn)，提高了系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性；同時(shí)，較傳統(tǒng)基于虛擬電機(jī)磁鏈觀測(cè)的電壓波形，所提方法諧波含量更少、畸變程度更小，提高了系統(tǒng)的準(zhǔn)確性。 為進(jìn)一步驗(yàn)證所提方法性能，直流側(cè)保持空載，給定無(wú)功指令一300W，變流器實(shí)現(xiàn)感性無(wú)功功率補(bǔ)償，如圖11(a)所示A相電流滯后A相電壓90。 ；給定無(wú)功指令+300W，變流器實(shí)現(xiàn)容性無(wú)功功率補(bǔ)償，觀察圖11(b)發(fā)現(xiàn)，A相電流超前A相電壓900。 tls(a)q=一300W感性無(wú)功補(bǔ)償tls(b)q=+300W容性無(wú)功補(bǔ)償圖11無(wú)功補(bǔ)償下網(wǎng)側(cè)電壓與電流波形圖Fig11Waveforms ofgridsidevoltage andcurrentfor reactivepower pensationo加。 一皇口H嚼，皇暑兇J096一如譬萬(wàn)方數(shù)據(jù)第5期胡立坤等無(wú)電壓傳感器的準(zhǔn)直接功率并網(wǎng)變流器控制方法95結(jié)果表明，保持直流側(cè)空載即系統(tǒng)沒(méi)有瞬時(shí)有功功率，通過(guò)改變瞬時(shí)無(wú)功功率指令可以實(shí)現(xiàn)變流器單位功率因數(shù)下運(yùn)行，達(dá)到向系統(tǒng)發(fā)出或吸收無(wú)功功率以調(diào)節(jié)終端電壓波動(dòng)的目的，保證用戶側(cè)較高的電能質(zhì)量。 所提控制策略可以實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率的獨(dú)立控制，并取得良好的控制效果。 保持瞬時(shí)無(wú)功功率指令為0，通過(guò)投切負(fù)載測(cè)試系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，如圖12所示。 tlsCb)突加負(fù)載時(shí)一i相電流ts(C)A相電壓與電流(投負(fù)載)ts(d)A相電壓相電流(切負(fù)載)圖12負(fù)載投切下的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)Fig12Dynamic responseof system with loadchanged觀察圖12(a)易知，突加有功負(fù)荷后，直流側(cè)電壓經(jīng)短暫跌落后迅速恢復(fù)至給定值；此時(shí)由于系統(tǒng)瞬時(shí)無(wú)功功率為0，即變流器實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)整流；同理，切斷負(fù)載時(shí)系統(tǒng)仍能保持良好運(yùn)行。 如圖12(c)、圖12(d)所示，電壓電流波形保持同向即變流器工作在整流狀態(tài)；且三相電流波形正弦度保持良好，如圖12(b)所示。 內(nèi)環(huán)電流采用比例諧振控制器，保證兩相靜止坐標(biāo)系下指令電流能夠快速準(zhǔn)確跟蹤網(wǎng)側(cè)電流，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示，效果良好。 tls(a)a軸指令電流與反饋電流tls(b)B軸指令電流與反饋電流圖13邵坐標(biāo)系下參考電流與網(wǎng)側(cè)電流Fig13Waveforms ofreference currentsandgrid currentsunder邵coordinate直流側(cè)接入光伏發(fā)電系統(tǒng)，可實(shí)現(xiàn)變流器的有源逆變工作狀態(tài)。 本文采用太陽(yáng)能電池陣列模擬器來(lái)模擬太陽(yáng)能電池板發(fā)出功率，由于直流側(cè)母線電壓受控，也即間接控制了光伏模擬器發(fā)出的功率，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖14所示。 觀察實(shí)驗(yàn)結(jié)果易知，投人光伏裝置時(shí)，直流電壓有較大波動(dòng)，但很快可恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)；穩(wěn)定后可以發(fā)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流相位與電壓相位反向，這表明光伏裝置所發(fā)出功率經(jīng)變流器逆變后送人電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)了有源逆變的工作目標(biāo)；這里電流與電壓相位相差略小于萬(wàn)方數(shù)據(jù)96電機(jī)與控制學(xué)報(bào)第21卷180。 ，是由于實(shí)際系統(tǒng)中變流器自身存在一定的損耗。 160140蘭120昌10080121416182O22tls(a)直流側(cè)母線電壓波形755025享o。 一255075155160165170175tls(b)電壓與電流波形圖14接入光伏模擬器時(shí)系統(tǒng)響應(yīng)圖Fig14Response ofsystemwithPV simulator實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了所提基于正交信號(hào)發(fā)生器構(gòu)成的無(wú)電壓傳感器觀測(cè)環(huán)節(jié)能夠準(zhǔn)確有效的估算出網(wǎng)側(cè)電壓值；并進(jìn)一步采用以開環(huán)電壓定向?yàn)榛A(chǔ)的準(zhǔn)直接功率控制和內(nèi)環(huán)電流比例諧振控制，結(jié)果顯示，可以準(zhǔn)確快速的達(dá)到控制目標(biāo)，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。 同時(shí)，在不同條件下分別令瞬時(shí)有功功率與瞬時(shí)無(wú)功功率為0，實(shí)現(xiàn)了變流器有功功率與無(wú)功功率的獨(dú)立控制，并通過(guò)更改指令驗(yàn)證了變流器在單位功率因數(shù)下完成整流和逆變的良好運(yùn)行，直流側(cè)母線電壓具有較好的魯棒性。 4結(jié)論針對(duì)三相電壓源型并網(wǎng)變流器，結(jié)合占空比信號(hào)提出一種基于廣義積分原理的無(wú)傳感器觀測(cè)方法，所得網(wǎng)測(cè)電壓估算信號(hào)總諧波畸變率僅為165，較傳統(tǒng)方法具有更高的準(zhǔn)確性且節(jié)省了硬件資源。 同時(shí)，闡述了新的無(wú)傳感器控制策略下變流器的數(shù)學(xué)模型，并依托瞬時(shí)功率理論，在靜止坐標(biāo)系中利用準(zhǔn)直接功率控制和內(nèi)環(huán)電流無(wú)差控制，實(shí)現(xiàn)了變流器四象限工作狀態(tài)的運(yùn)行，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，響應(yīng)迅速，以及良好的抗干擾能力。 參考文獻(xiàn)1張東霞，姚良忠，馬文媛中外智能電網(wǎng)發(fā)展戰(zhàn)略J中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，xx，33 (31)l一14ZHANG Dongxia，YAO Liangzhong，MA WenyuanDevelopmentstrategies ofsmart gridin Chinaand abroadJProceedings 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