阻抗匹配與差分線設計要點.ppt

阻抗匹配差分線設計差分線的基本概念差分信號的阻抗分析與計算差分信號設計中存在的問題及其解決方案 阻抗匹配與差分線設計 阻抗匹配 阻抗的定義傳輸線的特性阻抗是微分線段的特性阻抗 特性阻抗跟我們通常理解的電阻不是一個概念 它與傳輸線的長度無關 也不能通過使用歐姆表來測量 一個傳輸線的微分線段可以用等效電路描述如下 圖1傳輸線阻抗等效電路 阻抗匹配 傳輸線的等效電路是由無數(shù)個微分線段的等效電路串聯(lián) 這是在無損耗條件下描述的 電阻上熱損耗和介質(zhì)損耗都被忽略了的 也就是直流電壓變化和漏電引起的電壓波形畸變都未考慮在內(nèi) 差分模式傳輸線實際應用中 必須具體分析 圖2阻抗計算 阻抗匹配 阻抗匹配是指信號源或者傳輸線跟負載之間的一種合適的搭配方式 阻抗不匹配會有什么不良后果 在高速的設計中 阻抗的匹配與否關系到信號的質(zhì)量優(yōu)劣如果不匹配 則會形成反射 能量傳遞不過去 降低效率 會在傳輸線上形成駐波 簡單的理解 就是有些地方信號強 有些地方信號弱 導致傳輸線的有效功率容量降低 功率發(fā)射不出去 甚至會損壞發(fā)射設備 如果是電路板上的高速信號線與負載阻抗不匹配時 會產(chǎn)生震蕩 輻射干擾等 在低頻電路中 我們一般不考慮傳輸線的匹配問題 只考慮信號源跟負載之間的情況 因為低頻信號的波長相對于傳輸線來說很長 傳輸線可以看成是 短線 反射可以不考慮 阻抗匹配 阻抗匹配方式在高速的設計中 阻抗的匹配與否關系到信號的質(zhì)量優(yōu)劣 阻抗匹配的技術可以說是豐富多樣 但是在具體的系統(tǒng)中怎樣才能比較合理的應用 需要衡量多個方面的因素 下面介紹幾種常見匹配方式 串聯(lián)終端匹配并聯(lián)終端匹配戴維南終端匹配AC終端匹配肖特基二極管終端匹配技術 阻抗匹配 串聯(lián)終端匹配串聯(lián)終端匹配串聯(lián)終端匹配的理論出發(fā)點是在信號源端阻抗低于傳輸線特征阻抗的條件下 在信號的源端和傳輸線之間串接一個電阻R 使源端的輸出阻抗與傳輸線的特征阻抗相匹配 抑制從負載端反射回來的信號發(fā)生再次反射 在串行連接終端匹配技術中 由于信號會在傳輸線 串行連接匹配電阻以及驅(qū)動器的阻抗之間實現(xiàn)信號電壓的分配 因而加在傳輸線上的電壓只有信號電壓的一半 而在接收端 由于傳輸線阻抗和接收器阻抗的不匹配 通常情況下接收器的輸出阻抗更高 這會導致大約同樣幅度值信號的反射 這稱之為附加的信號波形 故分配在負載端的信號電壓大約是驅(qū)動器輸出信號電壓的一半 再加上同樣幅值的附加信號電壓 使得接收器馬上就會接收到完整的信號電壓 而附加的信號電壓會反向傳遞到驅(qū)動端 但是串行連接的匹配電阻在接收器端實現(xiàn)了反射信號的終端匹配 因而不會出現(xiàn)進一步的信號反射 從而保證了傳輸線上信號的完整性 圖3串聯(lián)終端匹配 阻抗匹配 優(yōu)點 串行連接終端匹配技術的優(yōu)點是這種匹配技術僅僅為每一個驅(qū)動器加入了一個電阻元件 因此相對于其它類型的電阻匹配技術來說匹配電阻的功耗是最小的 它沒有為驅(qū)動器增加任何額外的直流負載 并且也不會在信號線與地之間引入額外的阻抗 相對并聯(lián)匹配來說 串聯(lián)匹配不要求信號驅(qū)動器具有很大的電流驅(qū)動能力 選擇串聯(lián)終端匹配電阻值的原則很簡單 就是要求匹配電阻值與驅(qū)動器的輸出阻抗之和與傳輸線的特征阻抗相等 缺點 理想的信號驅(qū)動器的輸出阻抗為零 實際的驅(qū)動器總是有比較小的輸出阻抗 而且在信號的電平發(fā)生變化時 輸出阻抗可能不同 比如電源電壓為 4 5V的CMOS驅(qū)動器 在低電平時典型的輸出阻抗為37 在高電平時典型的輸出阻抗為45 TTL驅(qū)動器和CMOS驅(qū)動一樣 其輸出阻抗會隨信號的電平大小變化而變化 因此 對TTL或CMOS電路來說 不可能有十分正確的匹配電阻 只能折中考慮 阻抗匹配 并聯(lián)終端匹配并聯(lián)終端匹配是最簡單的阻抗匹配技術 通過一個電阻R將傳輸線的末端 可能是開路 也可能是負載 接到地或者接到VCC上 電阻R的值必須同傳輸線的特征阻抗Z0匹配 以消除信號的反射 如果R同傳輸線的特征阻抗Z0匹配 那么匹配電阻將吸收造成信號反射的能量 而不管匹配電壓的值 在數(shù)字電路的設計中 返回通路上吸收的電流通常都大于電源上提供的電流 將終端匹配到VCC可以提高驅(qū)動器的能力 而將終端匹配到地則可以提高地上的吸收能力 所以 對于50 占空比的信號而言 將終端匹配到VCC要優(yōu)于將終端匹配到地 圖4并聯(lián)終端匹配 阻抗匹配 優(yōu)點 并聯(lián)終端匹配的優(yōu)勢是這種類型的終端匹配方式僅需要一個額外的元器件 缺點 這種技術的缺點在于終端匹配電阻會帶來直流功耗 匹配電阻的值通常為50 到150 所以在邏輯高和邏輯低狀態(tài)下都會有恒定的直流電流從驅(qū)動器流入驅(qū)動器的直流負載中 另外并聯(lián)終端匹配也會降低信號的高輸出電平 將TTL輸出終端匹配到地會降低VOH的電平值 從而降低接收器輸入端的抗噪聲能力 不適用與驅(qū)動能力很小的TTL或CMOS電路 阻抗匹配 戴維南終端匹配技術戴維南終端匹配技術也叫做雙終端匹配技術 它采用兩個電阻R1和R2來實現(xiàn)終端匹配 根據(jù)戴維南終端匹配設計規(guī)則 戴維南電壓VTH VR2必須確保驅(qū)動器的IOH和IOL電流在驅(qū)動器的性能指標范圍以內(nèi) R1通過從VCC向負載注入電流來幫助驅(qū)動器更容易到達邏輯高狀態(tài) R2幫助通過向地吸收電流來將驅(qū)動器下拉到邏輯低狀態(tài) 當R1和R2的并聯(lián)同信號線的特征阻抗Z0匹配時可以加強驅(qū)動器的扇出能力 圖5戴維南終端匹配 阻抗匹配 考慮到芯片的驅(qū)動能力 兩個電阻值的選擇必須遵循三個原則 規(guī)則一 兩電阻的并聯(lián)值與傳輸線的特征阻抗相等 規(guī)則一 與電源連接的電阻值不能太小 以免信號為低電平時驅(qū)動電流過大 規(guī)則一 與地連接的電阻值不能太小 以免信號為高電平時驅(qū)動電流過大 優(yōu)點 是簡單易行 優(yōu)勢在于終端匹配電阻仍然是作為上拉電阻和下拉電阻來使用 它能夠有效地抑制信號過沖 使得信號的偏擺縮小 從而加強了系統(tǒng)的噪聲容限 戴維南終端匹配技術同樣通過向負載提供額外的電流也減輕了驅(qū)動器的負擔 這部分額外的電流在大的信號擺動電壓系統(tǒng)比如基于5V和3 3V的CMOS和BiCMOS的系統(tǒng)中顯得尤為有益 缺點 是會帶來直流功耗 單電阻方式的直流功耗與信號的占空比緊密相關 雙電阻方式則無論信號是高電平還是低電平都有直流功耗 因而不適用于電池供電系統(tǒng)等對功耗要求高的系統(tǒng) 另外 單電阻方式由于驅(qū)動能力問題在一般的TTL CMOS系統(tǒng)中沒有應用 而雙電阻方式需要兩個元件 這就對PCB的板面積提出了要求 因此不適合用于高密度印刷電路板 阻抗匹配 AC終端匹配技術AC終端匹配技術也稱之為RC終端匹配技術 它是由一個電阻R和一個電容C組成的 電阻R和電容C連接在傳輸線的負載一端 對于AC終端匹配來說 電阻R的值必須同傳輸線的特征阻抗Z0的值匹配才能消除信號的反射 而電容的值的挑選卻十分復雜 這是因為電容值較小的話會導致RC時間常數(shù)過小 這樣一來該RC電路就類型于一個尖銳信號沿發(fā)生器 從而引起信號的過沖與下沖 反之 較大的電容值會引入更大的功耗 信號的頻率 信號占空比 以及過去的數(shù)據(jù)位模式等因素都會影響終端匹配電容的充電和放電特性 從而影響功率消耗 通常情況下 RC時間常數(shù)大于該傳輸線負載延時的兩倍較為理想 圖6AC終端匹配 阻抗匹配 優(yōu)點 AC終端匹配技術的優(yōu)勢在于終端匹配電容阻斷了直流通路 因此節(jié)省了可觀的功率消耗 同時恰當?shù)剡x取匹配電容的值 可以確保負載端的信號波形接近理想的方波 同時信號的過沖與下沖又都很小 缺點 AC終端匹配技術的一個缺點是信號線上的數(shù)據(jù)可能出現(xiàn)時間上的抖動 這取決于在此之前的數(shù)據(jù)模式 舉例來說 一長串比較接近的數(shù)據(jù)位會導致信號傳輸線和電容充電到驅(qū)動器的最高輸出電平的值 如果緊接著的是一個相位相反的數(shù)據(jù)位就需要花比正常情況更長的時間來確保信號跨越邏輯閾值電平 因此在設計系統(tǒng)時序的余量時務必將這一額外的時間考慮在內(nèi)以確保設計的系統(tǒng)能夠正常運作 阻抗匹配 肖特基二極管終端匹配技術肖特基二極管終端匹配技術也稱之為二極管終端匹配技術 由兩個肖特基二極管組成 傳輸線末端的信號反射 導致負載輸入端上的電壓升高超過VCC和二極管D1的正向偏值電壓 使得該二極管正向?qū)ㄟB接到VCC上 從而將信號的過沖嵌位在VCC和二極管的閾值電壓的和上 同樣 連接到地上的二極管D2也可以將信號的下沖限制在二極管的正向偏置電壓上 因為二極管不會吸收任何的能量 僅僅只是將能量導向電源或者是地 傳輸線上就會出現(xiàn)多次的信號反射 由于能量會通過二極管到電源和二極管到地的消耗 信號的反射會逐漸衰減 能量的損耗限制了信號反射的幅度 以維持信號的完整性 圖7肖特基二極管終端匹配 阻抗匹配 二極管器件作為終端匹配元件時對于信號的性能具有很重要的作用 較高的開啟時間TON會導致信號下沖 較高的正向偏值電壓VF會產(chǎn)生時間上的抖動 較高的反向恢復時間TRR會提升信號的上升時間TR 同時多次信號反射的存在可能會影響后續(xù)信號的波形 所以必須驗證二極管在開關頻率上的響應 所以要想發(fā)揮二極管終端匹配技術的這種優(yōu)勢可以采用具有較小的TON VF和TRR的二極管作為終端匹配元件來保持信號的完整性 而肖特基二極管具備以上的特征 差分線的基本概念 差分信號傳輸與單端信號傳輸相比有如下優(yōu)點 輸出驅(qū)動總的會比單端信號線上的大幅降低 從而減少了軌道塌陷和潛在的電磁干擾 EMI 與單端放大器相比 接收器中的差分放大器有著更高的增益差分信號在一對緊耦合差分對中傳播時 在返回路徑中對付串擾和突變的魯棒性更好因為每個信號都有自己的回路 所以差分信號通過接插件或封裝時 不易受到開關噪聲的干擾使用價格低廉的雙絞線即可實現(xiàn)較遠距離差分信號的傳輸 差分線的基本概念 差分和共模差分信號VdiffVdiff定義為 其中 V1 V2分別是信號線1和信號線2相對于共用返回路徑的信號電壓 共模信號VcommVcomm定義為 即共模信號用兩條信號線上平均電壓表示 其中 V1 V2分別是信號線1和信號線2相對于共用返回路徑的信號電壓 差分線的基本概念 差分對和差分阻抗差分對差分對是指一對存在耦合的傳輸線 每條線都可以用簡單的單端傳輸線 這兩條線組合在一起就稱為 一個差分對 圖8幾種最常見的差分線對的截面圖 差分線的基本概念 差分阻抗差分對最重要的電氣特性是差分信號的阻抗 稱為 差分阻抗 即差分對對差分信號的阻抗 是差分信號電壓與其電流的比值 這個定義是計算差分阻抗的基礎 其微妙之處在于怎樣定義信號的電壓和電流 對差分對來說 若兩線離得足夠遠 則每條線的單端阻抗Z0為50歐姆 流經(jīng)信號傳輸線和返回路徑之間的電流為 式中 Ione為流入信號線并從返回路徑流出的電流 Vone為信號線與相鄰返回路徑的電壓 Z0為信號線的單端特性阻抗 傳輸線上的跳變差分信號是兩條信號線上的差信號 它的電壓是每條信號線上電壓的兩倍 2 Vone 根據(jù)阻抗的定義 差分信號的阻抗為 式中 Zdiff為差分阻抗 Vdiff為電壓差或差分信號變化 Ione為流入一條信號線后從其回路流出的電流 Vone為一條信號線與相鄰返回通路的電壓 Z0為單條線的單端特性阻抗 差分信號的阻抗分析與計算 無耦合時的差分阻抗假設兩條傳輸線相隔足夠遠 比如兩線相隔距離至少是線寬的兩倍 兩條線之間的相互作用就不明顯了 這就是無耦合的情況 如果一個差分信號沿差分對傳輸?shù)竭_接收終端 那么終端的差分阻抗非常大 差分信號將會反射回源端 這種多次反射就會產(chǎn)生噪聲 影響信號質(zhì)量 下圖所示的就是一個差分線末端出現(xiàn)的模擬差分信號 振鈴的出現(xiàn)是由于差分信號在低阻抗的驅(qū)動器和高阻抗的線端之間的多重反彈 圖中差分對互連末端沒有端接 并且差分對之間沒有耦合 圖9差分電路和差分線對的遠端接收信號 差分信號的阻抗分析與計算 消除反射的一種方法就是在兩條信號線的末端跨接一個端接電阻來匹配差分阻抗 對差分信號來說 信號線末端的端接電阻和差分對的阻抗是相同的 這將會消除反射 下圖就是在兩信號線之間加入100歐姆電阻后 接收端的差分信號 圖中差分對末端有端接 并且差分對之間沒有耦合 圖10差分對遠端接收到的差分信號 差分信號的阻抗分析與計算 耦合時的差分阻抗當兩條帶狀線相距越來越近時 它們邊緣的電場和磁場會重疊 二者之間的耦合程度也會越來越強 耦合程度用單位長度上的互感電容C12與互感電感L12表示 當把兩信號線靠近時 C11和C12都會改變 當信號線1與其返回路徑的一些邊緣區(qū)域被相鄰信號線干擾時 C11將減小 C12會增加 但是 負載電容CL C11 C12改變不大 下圖所示為單位長度上負載電容CL 單位長度對角電容C11及耦合電容C12的變化情況 帶狀線材料是FR4 線寬5mil 特性阻抗50歐姆 圖11CL C11與C12隨兩線的邊緣舉例的變化 差分信號的阻抗分析與計算 當把兩信號線靠近時 L11和L12都將發(fā)生改變 下圖所示為單位長度上環(huán)路自感L11的變化和單位長度上環(huán)路互感L12隨兩線的邊緣舉例的變化 由于相鄰導線的感應渦流 L11將會有略微的減小 最近時的減小量小于1 L12會增加 圖12L11與L12隨兩線邊緣舉例的變化 差分信號的阻抗分析與計算 總之 把兩條走線放置在一起時 耦合增加 但是 即使在間距更緊密的情況下 間距等于線寬 最大的相對耦合度 即C12 C11或L12 L11 仍小于15 當間距大于15mil時 相對耦合減小至1 基本可忽略不計 下圖所示為當兩條50歐姆 5mil的FR4帶狀線間的間距變化時相對互容和相對互感的隨線距的變化 即相對電容耦合與相對電感耦合的比值 如何隨間隔的變化而變化 注意 對于帶狀線這種有相同介質(zhì)結構的傳輸線 兩傳輸線的相對耦合電容與相對耦合電感是相同的 圖13間距變化時相對互容和相對互感的變化 差分信號的阻抗分析與計算 當兩傳輸線相隔較遠時 線1的特性阻抗完全與另一條線無關 特性阻抗與C11呈反比關系 式中 Z0為線上的特性阻抗 C11為信號線與返回通路之間的電容 當信號線相距非常近時 臨近信號線的存在會影響線1的阻抗 這被稱為 臨近效應 下面分析三種情況下 單根信號線的特性阻抗隨兩信號線間距的變化情況 1 當?shù)诙l信號線連接在返回路徑線上 例如0V信號作用在線2上 只有線1被驅(qū)動 那么線1的阻抗將取決于負載電容 驅(qū)動線的特性阻抗和驅(qū)動線上單位長度的電容有關 當兩條信號線越靠越近時 線1的阻抗將減小 但減小幅度不到1 差分信號的阻抗分析與計算 2 第二條走線也被驅(qū)動并且信號與線1相反 例如線1上的信號從0V上升到1V 線2上的信號從0V下降到 1V 當線1上的驅(qū)動開啟時 因為線1與返回路徑間存在dV11 dt 于是會產(chǎn)生一個穿過電容C11的電流 同時 因為兩線之間的電壓變化dV12 dt 同樣有電流從線1流向線2 這個變化的電壓將是線1與其回路上電壓的兩倍 即V12 2V11 流經(jīng)信號線的電流將由下式?jīng)Q定 因為兩條信號線由方向相反的兩個跳變信號驅(qū)動 電流從驅(qū)動流入線1 然后流向返回路徑 當兩條信號線互相靠近時 為了能夠驅(qū)動單端信號線更大的電容 這個電流將會增大 差分信號的阻抗分析與計算 3 假設給第二條信號線加上與第一條信號線相同的信號 由于兩條信號線之間不存在電壓差 所以對驅(qū)動來說 只有電容C11存在 這就意味著要驅(qū)動的電容減小了 此時流經(jīng)信號線1的電流為 由上面的分析可知 當?shù)诙l臨近信號線存在時 信號線1的特性阻抗不是一個特定的值 這個值還取決于臨近信號線的驅(qū)動情況 如果信號線2被固定在0電位 則阻抗接近于無耦合時的值 如果信號線2加相反信號 則阻抗值會降低 如果信號線2加相同電壓 則阻抗值會升高 圖11 9給出了這三種情況下 信號線1的單端特性阻抗隨兩信號線間距的變化情況 圖中傳輸線為50歐姆 5mil寬的FR4帶狀線 差分信號的阻抗分析與計算 圖11 9三種情況下信號線1的單端特性阻抗隨兩信號線間距的變化情況 差分信號的阻抗分析與計算 當差分信號沿差分對傳播時 對它來說 阻抗是每條線與其回路間單端特性阻抗的串聯(lián) 差分信號驅(qū)動在這兩條信號線上驅(qū)動兩個相反的信號 正如上面所提到的 此時每條線的阻抗將因為彼此的耦合而減小 而差分阻抗仍是每條線特性阻抗的兩倍 圖14示出了兩線間距減小時差分阻抗的變化情況 圖中導線材料為50歐姆 5mil寬的FR4帶狀線 對帶狀線來說 相比于間距等于3倍線寬的無耦合情況 在可制造的最小間距 如間距等于線寬 下 存在耦合時的差分阻抗也僅僅減小約12 圖14減小兩線的間距時50歐姆帶狀線的差分阻抗變化情況 差分信號的阻抗分析與計算 返回電流分布對阻抗的影響當差分對的兩信號線間距比較大時 兩線間的耦合度比較小 在這種情況下 如果用差分信號來驅(qū)動它們 除了信號線中會出現(xiàn)電流外 返回平面中也會出現(xiàn)與之大小相等 方向相反的電流 并且返回平面中的電流不會出現(xiàn)重疊 此時返回路徑平面中的總電流為零 但是每條信號線底下的平面中有確定的局部電流分布 任何改變電流分布的因素都將會改變差分對的差分阻抗 對一對共用返回導體的單端傳輸線來說 如果返回導體距信號線足夠遠 那么差分信號的返回導體電流分布就會相互重疊 相互抵消 此時返回路徑導體的存在對差分阻抗產(chǎn)生不了任何影響 分析三種典型的情況 邊緣耦合的微帶線 雙絞線電纜 側(cè)面耦合的帶狀線 差分信號的阻抗分析與計算 邊緣耦合的微帶線若邊緣耦合微帶線的兩線間距達到可制造的最小值 通常這個典型值為線寬 則兩線的耦合度最大 則返回平面上有明顯電流的分布 平面的存在影響了差分阻抗 如果將平面移到更遠 每條線的單端特性阻抗增加 差分阻抗也會增加 但是 隨著平面越移越遠 差分信號的返回電流在平面中的重疊程度也越來越大 當返回平面達到一個足夠遠的距離時 返回路徑電流重疊的程度達到使返回路徑電流消失的程度 此時 返回路徑平面的存在將不會再影響差分阻抗 如下圖所示 圖15不同距離時邊緣耦合微帶線的單端阻抗和差分阻抗變化 差分信號的阻抗分析與計算 雙絞線電纜對屏蔽雙絞線來說 每條信號線的返回路徑都是屏蔽層 雙絞線的間距取決于絕緣層的厚度 當兩條雙絞線都近似位于屏蔽層的中心而由差分信號驅(qū)動時 它們的返回電流朝相反方向流動 并相互疊加 屏蔽層內(nèi)將沒有剩余電流分布 此時屏蔽線產(chǎn)生不了電效應作用 對差分阻抗沒有影響 當屏蔽層距雙絞線線非常近時 兩條雙絞線偏離中心軸的位置將導致它們在屏蔽層中的返回電流分布稍有不同 此時屏蔽層位置的改變將會輕微地改變差分阻抗 下圖顯示出了屏蔽體的半徑增大時 單端雙絞線與屏蔽層間的單端特性阻抗和雙絞線的差分阻抗的變化情況 圖16屏蔽體的半徑增大時單端雙絞線與屏蔽層間的單端特性阻抗和雙絞線的差分阻抗的變化情況 差分信號的阻抗分析與計算 側(cè)面耦合的帶狀線對側(cè)面耦合帶狀線而言 也存在著同樣的效應 當兩個參考平面互相靠近并且傳輸線由差分信號來驅(qū)動時 兩個參考平面內(nèi)也會出現(xiàn)各自獨立的明顯的返回電流 此時 平面的存在會影響到差分阻抗 當平面間距增加時 每條線在兩個平面內(nèi)的返回電流分布都基本相同 因此平面內(nèi)的電流相互抵消 此時平面的影響可以忽略 下圖示出了平面間距增加時 信號線與平面間單端特性阻抗和兩信號線間差分阻抗的變化 圖17平面間距增加時信號線與平面間的單端特性阻抗和兩信號線間差分阻抗的變化 差分信號的阻抗分析與計算 小結 上述三種典型的情況說明了差分對一個非常重要的性質(zhì) 當信號線與返回平面間的耦合度大于兩信號線間的耦合度時 返回路徑平面中將會出現(xiàn)明顯的返回電流 此時平面在確定差分對差分阻抗時起到重要作用 而當兩信號線間的耦合度遠大于信號線與返回平面間的耦合度時 平面中的大部分返回電流會疊加 抵消 這種情況下平面影響不了差分信號 將它移走不會影響到差分阻抗 此時第一條線的返回電流可以看成由第二條信號線來傳送 高頻信號是沿著電感最小的回路進行回流 差分線除了有對地的耦合外 還存在相互之間的耦合 哪一種耦合強 那一種就成為主要的回流通路 在PCB電路設計中 一般差分走線之間的耦合較小 往往只占10 20 的耦合度 更多的還是對地的耦合 所以差分走線的主要回流路徑還是存在于地平面 當?shù)仄矫姘l(fā)生不連續(xù)的時候 無參考平面的區(qū)域 差分走線之間的耦合才會提供主要的回流通絡 盡管參考平面的不連續(xù)對差分走線的影響沒有對普通的單端走線來的嚴重 但還是會降低差分信號的質(zhì)量 增加EMI 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 差分線的端接當差分信號到達開路終端時 將會受到一個很大的阻抗并反射回來 如果不對此反射加以控制 它就可能會超過噪聲容限引起過度噪聲 減小反射的一種方法就是在差分對末端加上一個與差分匹配阻抗的電阻性阻抗 有兩種拓撲結構來實現(xiàn)端接 T型結構和 型結構 圖18差分對的型端接和T型端接結構 可以同時端接差分信號和共模信號 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 奇模狀態(tài)與偶模狀態(tài)的影響共模阻抗為了克服反射 在每根差分線上加的終端匹配電阻應為奇模阻抗Zodd 而不是Zo 在一般的差分信號的應用中 為了避免引入來自地的噪音 也有采用一個阻值為2倍Zodd的電阻跨在差分對上的匹配方式 這個電阻就是差分電阻 它的值應為奇模阻抗的二倍 共模阻抗 Zcomm Zo 1 k 就是說 在共模信號時 實際阻抗會比相同條件下的單線阻抗高 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 奇模狀態(tài)與偶模狀態(tài)的影響奇模阻抗與偶模阻抗 奇模阻抗 當差分信號加到差分對上 它將使差分對處于奇模狀態(tài) 此時每條信號線的特性阻抗被稱為奇模特性阻抗 簡稱為奇模阻抗 偶模阻抗 當共模信號加到差分對上 它將使差分信號處于偶模狀態(tài) 此時每條信號線的特性阻抗被稱為偶模特性阻抗 簡稱為偶模阻抗 差分阻抗與奇模阻抗 共模阻抗與偶模阻抗 差分阻抗與奇模阻抗的關系差分阻抗是奇模阻抗的2倍 共模阻抗與偶模阻抗的關系共模阻抗是偶模阻抗的1 2 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 差分信號的錯位與失真如果某些因素使得差分線中的一條受到影響而另一條未受到影響 差分信號就會失真 使得部分差分信號轉(zhuǎn)換為共模信號 例如 差分線的不對稱 驅(qū)動器端的偏斜 兩種差分驅(qū)動器跳變時的錯位等等 下面兩圖分別反映了差分驅(qū)動器跳變時的錯位以及差分線的不對稱 一條走線比另一條多了一個容性負載 的情況下對差分信號質(zhì)量的影響 圖19錯位從上升時間的20 變化到2倍時接收到的差分信號邊沿變化情況 圖20差分線的一條線上存在一個1pF的容性負載時對差分信號的影響 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 錯位和失真帶來的影響錯位和失真對差分信號的質(zhì)量影響不大 但是 它們卻對共模信號的質(zhì)量影響很大 而共模信號會顯著地增加EMI 并且 由于各種不對稱的因素存在 使得不管共模信號在遠端是否被端接 都會有共模信號產(chǎn)生 從而導致EMI 圖21和22分別反映的就是共模信號在遠端未被端接與被端接兩種情況下電壓信號與差分信號及共模信號的關系 圖21差分信號端接共模信號開路時電壓信號與差分信號及共模信號的關系 圖22共模信號和差分信號都被端接時遠端的電壓信號與差分信號及共模信號的關系 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 需要注意的幾點 1 微帶線或帶狀線中的不對稱 錯位引起的失真與線間的耦合度無關 它可以發(fā)生在無耦合或緊耦合的兩條線之間 2 任何非對稱性因素都會使差分信號轉(zhuǎn)換成共模信號 這包括串擾 驅(qū)動器錯位 線長偏斜和非對稱負載 將錯位保持在最小限度的一個重要原因 是保證差分信號向共模信號轉(zhuǎn)換最小 3 很小的驅(qū)動器錯位都能產(chǎn)生明顯的共模信號 這就是要使所有非對稱降到最小的原因 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 差分線的輻射干擾在任何電路中都存在共模 CM 和差模 DM 電流 共模電流和差模電流都決定了傳播的RF能量的大小 在兩者之間有較大的區(qū)別 如果給定一對導線或走線 一個返回參考源 那么這兩種模式中的一種將存在 通常是都存在的 一般來說 差分模式信號攜帶數(shù)據(jù)或有用信號 信息 共模模式是差分模式的負面效果 并且對電磁兼容性是最麻煩的 差模輻射差分模式輻射是系統(tǒng)結構里的RF電流回路中電流的流動引起的 對于一個小的環(huán)形接收天線 當它在地平面之上的場中工作時 自由空間不是一個典型環(huán)境 這個RF能量可以近似表示為 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 輻射傳播可以用一個攜帶RF干擾電流的小環(huán)形天線來模擬 圖23 當信號從源端傳到負載時 在能量返回系統(tǒng)中一定存在返回電流 一個小回路是一個尺寸比特定頻率下的波長的1 4還小的回路 這個特定頻率就是在回路中流動的RF電流的頻率 對于大部分PCB 一直到幾百MHz 與頻率對應的小尺寸回路都存在 圖23電路組成部分之間的環(huán)路區(qū)域 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 共模輻射共模輻射是由于在電路設計之外的電壓降造成的 該電壓降導致電路的一些接地的電壓比真實的參考地面高 與受影響的接地系統(tǒng)相連的電纜就作為天線 共模輻射 CM 的場分量 遠場分量可以描述為 其中 L是天線長度 Icm是共模電流 f是頻率 R是距離 共模電流起源于公共金屬結構 比如電源面和接地面 中的公共電流 其典型的發(fā)生條件是電流從導電平面內(nèi)意料之外的通路流過 當返回的電流與它們原來的信號通路不匹配 比如在平面內(nèi)有裂縫等 或者幾個信號有公共返回區(qū)域 共模電流就產(chǎn)生了 由于這些平面具有有限的阻抗 共模電流就在上面建立起瞬時的RF電壓 這種RF瞬時電壓在其他導電平面和信號的屏蔽上建立了共模電流 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 減小雙絞線上共模電流輻射的三種方法 1 將差分對之間的不對稱和驅(qū)動器之間的錯位降到最低 從而使差分信號到共模信號的轉(zhuǎn)化降到最低限度 即在源端將問題最小化 2 采用屏蔽雙絞線 用屏蔽層做共模電流的返回路徑 3 通過添加共模扼流器的辦法來增加共模電流路徑的阻抗 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 干擾線對差分信號的影響如果將一根單端傳輸線靠近差分對 那么由于來自動態(tài)單端信號線的耦合 差分對的兩條信號線中都會出現(xiàn)信號電壓 并且差分對中距動態(tài)線較近的那條線中會有較大的噪聲 差分對的耦合度越大 在兩信號線中產(chǎn)生的噪聲越趨于相等 差分噪聲就越少 下圖給出了在遠端有差分端接 近端是一個典型的低阻抗驅(qū)動器時 不同耦合的微帶線差分線的接收端的差分噪聲 圖24不同耦合差分線的差分噪聲 差分信號設計中存在的問題及其解決方案 在圖24中 緊耦合時的線間距等于線寬 弱耦合時的線間距是線寬的2倍 可以看出 差分線與攻擊線的距離越遠 耦合到差分線上的噪聲就比近距離下耦合的噪聲稍小一些 差分噪聲是兩條線上噪聲電平的差