光伏發(fā)電系統(tǒng)前端DCDC變換器的研究.doc

I 光伏發(fā)電系統(tǒng)前端DC DC變換器的研究 摘要 隨著太陽能的廣泛應(yīng)用和現(xiàn)代電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展 人們對光伏發(fā)電系統(tǒng)提出 了更高的的要求 本文針對光伏發(fā)電系統(tǒng)DC DC變換器的效率和高頻化問題 以光伏發(fā) 電系統(tǒng)前端DC DC變換器為主要研究對象 在充分考慮光伏發(fā)電系統(tǒng)前端DC DC變換特 點的基礎(chǔ)上 采用適合于低壓大電流場合下工作的推挽電路作為DC DC變換器的輸入級 以全橋整流作為輸出級 本文詳細介紹了推挽式變換器的工作原理及其輸出換流過程 在給出了變換器的設(shè)計參數(shù)的基礎(chǔ)上 設(shè)計并搭建了DC DC變換器的主電路 驅(qū)動電路 控制電路和保護電路 最后通過實驗波形驗證了所設(shè)計的1kW 24VDC 360VDC變換器參 數(shù)設(shè)計的正確性 獲得了良好的效果 關(guān)鍵字 關(guān)鍵字 光伏發(fā)電 DC DC變換器 推挽電路 II Study on Front stage DC DC Converter for Photovoltaic System Abstract With the wider use of solar energy and modern power electronic technology continues to evolve people put forward higher requirements about photovoltaic system Based on high efficiency and high frequency of front stage DC DC converter of photovoltaic system the main research object of this article focus on the front stage DC DC converter of photovoltaic system On the basis of having fully considered the characteristic of front stage DC DC converter for photovoltaic system the push pull circuit was confirmed as the input stage because it is suitable for low voltage and high current situations and the full bridge rectifier as the output stage This article describes the working principle of push pull converter and the processes of output converter based on the parameters of the converter designs and builds the main circuit driver circuit control circuit and protection circuit of DC DC converter The experimental results of the front stage 24VDC 360VDC converter for 1 kW photovoltaic system show the correctness of the design and obtained a good result Keywords Photovoltaic DC DC converter Push pull circuit III 目錄 第第 1 章章 緒論緒論 1 1 1 課題的研究背景 1 1 1 1 世界能源的發(fā)展趨勢 1 1 1 2 光伏發(fā)電系統(tǒng)的簡單介紹 3 1 2 光伏發(fā)電系統(tǒng)中逆變電源的要求 4 1 3 目前光伏發(fā)電系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu) 4 1 4 目前常用的幾種 DC DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu) 5 1 5 本文研究的內(nèi)容 7 1 6 課題研究的意義 8 第第 2 章章 推挽電路的工作原理分析推挽電路的工作原理分析 9 2 1 前言 9 2 2 推挽電路工作原理 9 2 3 整流二極管的換流分析 12 2 4 小結(jié) 14 第第 3 章章 1KW 24VDC 360VDC 變換器設(shè)計變換器設(shè)計 15 3 1 前言 15 3 2 總體架構(gòu) 15 3 3 主電路參數(shù)設(shè)計 15 3 3 1 輸入濾波設(shè)計 15 3 3 2 高頻變壓器設(shè)計 17 3 3 3 輸出濾波電感設(shè)計 18 3 3 4 輸出濾波電容設(shè)計 18 3 3 5 主功率管的選取 19 3 3 6 副邊整流二極管的選取 19 3 4 控制及其驅(qū)動電路參數(shù)設(shè)計 19 3 4 1 推挽電路控制芯片 SG3525 功能及使用 19 3 4 2 驅(qū)動芯片 UCC27424 功能及使用 22 3 4 3 控制及驅(qū)動電路參數(shù)設(shè)計 23 3 5 保護電路設(shè)計 23 IV 3 5 1 輸入欠壓保護 24 3 5 2 輸入過流保護 24 3 5 3 輸出過流保護 24 3 6 輔助電源 24 3 7 小結(jié) 24 第第 4 章章 實驗結(jié)果實驗結(jié)果 26 4 1 前言 26 4 2 系統(tǒng)技術(shù)指標(biāo) 26 4 3 系統(tǒng)實驗結(jié)果 26 4 4 系統(tǒng)各點波形 27 4 5 保護電路調(diào)試 27 4 6 小結(jié) 28 第第 5 章章 總結(jié)與展望總結(jié)與展望 29 5 1 本文的主要工作 29 5 2 下一步工作 29 參考文獻參考文獻 30 附錄附錄 31 致謝致謝 32 1 第 1 章 緒論 1 1 課題的研究背景課題的研究背景 1 1 1 世界能源的發(fā)展趨勢 隨著社會生產(chǎn)的日益發(fā)展 對能源的需求量在不斷增長 全球范圍內(nèi)的能源危機也 日益突出 傳統(tǒng)的能源 尤其是煤炭 石油 天然氣三大化石燃料更是有限 不合理地使 用傳統(tǒng)能源 它們在21世紀內(nèi)就會瀕臨枯竭 產(chǎn)生能源危機 還會造成全球的環(huán)境問題 大量使用化石能源已經(jīng)開始造成全球變暖 燃煤會通過煤渣和煙塵放出大量有化學(xué)毒性 的重金屬和放射性物質(zhì) 隨著化石能源的減少 其價格也會提高 這將會嚴重制約生產(chǎn) 的發(fā)展和人民生活水平的提高 能源的日趨緊張 促使人們將目光投向可再生能源 專家認為 可再生能源大規(guī)模開 發(fā)的時機已經(jīng)來到 我國應(yīng)把可再生能源的發(fā)展置于重要位置 為可再生能源的大規(guī)模 開發(fā)做好政策和技術(shù)方面的準備 世界上新能源和可再生能源現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢 1 如下 1 水力發(fā)電穩(wěn)步增長 水力發(fā)電雖然破壞土地和水生物棲息地 引起土壤侵蝕和河 流淤積 但不排CO2 在許多情況下 水力發(fā)電可與石油 煤炭發(fā)電競爭 然而由于水力 發(fā)電受電站地址選擇的限制 初期投資大以及環(huán)境方面和社會方面等因素的影響 水力 資源不可能被全部開發(fā) 2 風(fēng)力發(fā)電裝機容量擴大 風(fēng)力發(fā)電裝機容量的增長主要在歐洲 近年來 丹麥 印度 中國 新西蘭 瑞士 加拿大等國家都在設(shè)施風(fēng)力發(fā)電項目 風(fēng)力發(fā)電主要受土 地的限制 風(fēng)機對鳥類的傷害 大型的風(fēng)力發(fā)電與重要的人口和工業(yè)中心相隔較遠等因 素的限制 3 地?zé)?生物能 海洋能的發(fā)電有所增長 潛力巨大 4 太陽能發(fā)電興起 因為太陽能發(fā)電具有以下一些優(yōu)點 1 太陽能是一種用之不竭的可生能源 初始能源成本極低 2 太陽能是一種既不會對環(huán)境產(chǎn)生有害氣體 又不釋放放射性物質(zhì)的清潔能源 3 太陽能電池及其組件可串并聯(lián)組合 電源或電站的功率可根據(jù)需要從幾毫瓦至 幾十兆瓦 4 晶體硅太陽能電池可使用20年以上 而且整個系統(tǒng)沒有轉(zhuǎn)換裝置 系統(tǒng)壽命長 可靠性高 使用方便 人類之所以沒有大規(guī)模利用太陽能資源 是因為開發(fā)利用的成本比較高 目前太陽 2 能發(fā)電裝置一般都使用非晶硅作光電轉(zhuǎn)換材料 這種材料比較昂貴 另外它的光電轉(zhuǎn)換 效率只有20 左右 再者日光能量密度低 要放置太陽熱能收集器需要巨大的空間 1982 年 主題為 能源推動世界 的世博會在美國田納西州的諾克斯維爾舉行 中國 館展出了太陽能熱水器 太陽灶 太陽能航標(biāo)燈 太陽能電圍欄 沼氣利用以及具有中 國民族特色的各類工藝品等 充分展示了我國太陽能光伏發(fā)電的先進技術(shù) 1997 年全球太陽能電池的銷售量增長了40 已經(jīng)成為全球發(fā)展最快的能源 太陽 能將在21 世紀進入一個快速發(fā)展的階段 預(yù)計將在2050 年左右達到30 的比例 次于 核能居于第二位 21 世紀末將取代核能進入第一位 正如世界觀察研究所的一期報告所 指出 正在興起的 太陽經(jīng)濟 將成為未來全球能源的主流 2000 年在德國漢諾威舉辦的世博會上 展示了當(dāng)時世界最先進的太陽能建筑 光伏 發(fā)電裝置和當(dāng)時世界最大的太陽能游艇 點燃了 21 世紀 太陽能世紀 的星火 隨后 的幾年里 全球的太陽能技術(shù)日新月異 每年產(chǎn)業(yè)的發(fā)展以 30 的速度遞增 促進了太 陽能工業(yè)的產(chǎn)生 2005 年的日本愛知世博會以 自然的睿智 為主題 突出展現(xiàn)了節(jié)能和環(huán)保理念 在 愛知世博會上展現(xiàn)和應(yīng)用了多晶硅 雙面受光型單晶硅和非晶硅的太陽能電池 在西門 前面高臺的斜面上安裝了輸出功率為 200 千瓦的多晶硅太陽能電池 在歐洲聯(lián)合展館前 面的高臺上安裝了輸出功率 100 千瓦的非晶硅太陽能電池 在試驗發(fā)電裝置周圍的墻面 上 以及由西門到 NEDO 館通道的欄桿下面安裝了輸出功率 30 千瓦的雙面受光型太陽能 電池 此外電力館還安裝了 30 千瓦熱電聯(lián)產(chǎn)與太陽能電池系統(tǒng) 2008 年的北京奧運會上 奧運村內(nèi)將全部使用太陽電為運動員照明 白天太陽能電 池板把太陽能收集轉(zhuǎn)化為電能并儲存起來 一到晚上 這些電能又轉(zhuǎn)化成光能 太陽能 是一種沒有污染的電力資源使用太陽能照明是北京舉辦 綠色奧運 的重要組成部分 2010 年的上海世博會不僅是大規(guī)模光伏建筑一體化并網(wǎng)電站的展示與示范應(yīng)用舞臺 而且各種結(jié)合太陽能技術(shù)應(yīng)用的景觀與展示也在規(guī)劃之中 如太陽能路燈 太陽能庭院 燈 太陽能草坪燈 太陽能電子顯示屏 太陽能雕塑 太陽能噴泉 太陽能售貨亭 太 陽能冰吧 太陽能報刊亭 太陽能移動廁所 太陽能公交候車亭 太陽能售貨亭和太陽 能游船等 世博會上的大規(guī)模太陽能技術(shù)應(yīng)用和各種太陽能科技展示使人們能夠體驗到 太陽能技術(shù)給人類生活帶來的變化 并充分反映出世博會關(guān)注應(yīng)對全球氣候變化和人類 社會可持續(xù)發(fā)展等熱點問題 體現(xiàn) 城市 讓生活更美好 主題 促進太陽能等新能源技術(shù) 推廣應(yīng)用 這 3 表明太陽已經(jīng)在進入我們的生活 并將成為我們的一部分 我們對太陽能的應(yīng)用技術(shù)也 將趨于成熟 在此之際 光伏發(fā)電也映入我們眼簾 1 1 2 光伏發(fā)電系統(tǒng) 2 的簡單介紹 光伏發(fā)電系統(tǒng)是直接將太陽光能轉(zhuǎn)換為電能的裝置 根據(jù)光伏系統(tǒng)與電網(wǎng)的關(guān)系 可以分為獨立于電網(wǎng)的光伏系統(tǒng)和并網(wǎng)系統(tǒng) 獨立于電網(wǎng)的光伏系統(tǒng) 常用在遠離電網(wǎng) 的偏遠地區(qū) 而在并網(wǎng)系統(tǒng)中 光伏發(fā)電系統(tǒng)代替電網(wǎng)提供有用功率 也把功率饋送回 電網(wǎng) 直接把光伏電池與負載相連 中間不帶儲能裝置 這類光伏系統(tǒng)叫直接耦合光伏 系統(tǒng) 但這類系統(tǒng)在陰雨天和晚上的時候不能提供能量 所以通常中間要加入蓄電池 由于光伏系統(tǒng)受外界因素影響比較大 所以為獲得額定功率輸出 通常要加上控制器來 調(diào)節(jié) 控制和保護系統(tǒng)功能 所以 光伏發(fā)電系統(tǒng)基本包括光伏電池板 電力電子變換 裝置 儲能裝置 控制器四大部分 如圖1 1所示 儲能裝置一般采用蓄電池 尤其是鉛 酸蓄電池 電力電子變換裝置根據(jù)負載的不同分為兩類 1 直流變換器 按照直流負載 的要求供電 2 逆變器 通常為工頻逆變器 輸出恒頻 恒壓的交流電 在并網(wǎng)光伏發(fā) 電系統(tǒng)中還要有交流并網(wǎng)裝置和電能計量裝置 控制器為整個系統(tǒng)的控制核心 負責(zé)對 系統(tǒng)各運行參數(shù)進行檢測 并根據(jù)預(yù)設(shè)和判斷做出控制指令 使系統(tǒng)能夠自動穩(wěn)定運行 并工作于最佳狀態(tài) 一般由一個控制器進行集中控制 DC DC 蓄電池DC AC 交流 連接裝置 交 流 電 網(wǎng) 直流負載交流負載 AB 圖 1 1光伏電源系統(tǒng)的一般結(jié)構(gòu)組成 目前我國戶用光伏發(fā)電系統(tǒng)主要是直流系統(tǒng) 如圖1 1中A點左側(cè)部分所示 光伏電池 發(fā)出的電能給蓄電池充電 蓄電池直接供電給各類負載 這類系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單 成本低廉 由于負載直流電壓的不同 如12V 24V等 很難實現(xiàn)系統(tǒng)的標(biāo)準化和兼容性 特別是生活 用電 其負載主要為交流 因此 交流光伏逆變電源正在逐漸取代直流光伏電源 圖1 1 中B點左側(cè)部分為獨立型光伏逆變電源系統(tǒng) 可以提供直流電和交流電 適于遠離電網(wǎng)的 偏遠地區(qū)或者比較分散 居住地不穩(wěn)定的用戶 圖1 1中整個系統(tǒng)為并網(wǎng)式光伏發(fā)電系統(tǒng) 并網(wǎng)式系統(tǒng)是通過聯(lián)系裝置與己有電力系統(tǒng) 連接 然后由戶用光伏系統(tǒng) 通過連接裝置 4 將電力輸往電力系統(tǒng) 此狀態(tài)稱為逆潮流狀態(tài) 從電力系統(tǒng)將電力輸往用戶的狀態(tài)稱為順 潮流 并網(wǎng)式系統(tǒng)由于受到電力系統(tǒng)的電力支援 可以把電網(wǎng)作為儲能裝置 通?？梢?省去蓄電池 成為經(jīng)濟的系統(tǒng) 當(dāng)前 并網(wǎng)式光伏發(fā)電系統(tǒng) 尤其是戶用并網(wǎng)式光伏發(fā) 電系統(tǒng) 因為可以與建筑合為一體 方便并節(jié)約用地和成本 成為世界上光伏發(fā)電研究 和開發(fā)的熱 門 1 2 光伏發(fā)電系統(tǒng)中逆變電源的要求光伏發(fā)電系統(tǒng)中逆變電源的要求 逆變電源是交流光伏系統(tǒng) 3 中重要的部件之一光伏電源系統(tǒng)對逆變電源的要求較高主 要有以下幾點 1 要求具有較高的效率 由于目前太陽電池的價格偏高 為了最大限度地利用太陽 電池 提高系統(tǒng)效率 必須設(shè)法提高逆變器的效率 2 要求較高的可靠性 目前光伏戶用電源系統(tǒng)主要用于邊遠地區(qū) 難以維護 這就 要求逆變電源具有合理的電路結(jié)構(gòu) 嚴格的元器件篩選 并要求逆變電源具備各種保護 功能 如蓄電池充放電保護 系統(tǒng)短路保護 過熱 過載保護等 3 直流輸入電壓有較寬的適應(yīng)范圍 由于太陽電池的端電壓隨負載和日照強度而變 化 蓄電池雖然對太陽能電池的電壓具有鉗位作用 但由于蓄電池電壓隨蓄電池剩余容 量和內(nèi)阻的變化而波動 特別是當(dāng)蓄電池老化時其端電壓的變化范圍很大 如24V 蓄電 池其端電壓可在19V 30V 之間變化 這就要求逆變電源必須在較大的直流輸入范圍內(nèi)保 證正常 工作并保證交流輸出電壓的穩(wěn)定 1 3 目前光伏發(fā)電系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)目前光伏發(fā)電系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu) 目前光伏發(fā)電系統(tǒng)的電源變換器 4 一般有以下兩大類 1 單級結(jié)構(gòu) DC AC 即利用逆變器直接將光伏電池輸出直流電變換為交流電輸出 其輸入輸出隔離采用的是工頻變壓器 實現(xiàn)的是后級隔離 存在問題 1 隔離需工頻變壓器 系統(tǒng)笨重 效率低 2 輸入電壓變化范圍大 逆變器設(shè)計復(fù)雜 2 兩級結(jié)構(gòu) DC DC DC AC 即利用前級DC DC 變換器先將光伏電池輸出直流電 進行變換 然后再由后級DC AC 變換器將變換后得到的直流電逆變成交流電輸出 此結(jié) 構(gòu)由于使用了技術(shù)成熟的DC DC變換器 可實行高頻化 實現(xiàn)了前級隔離 其結(jié)構(gòu)的優(yōu)點是 1 采用了高頻變壓器 實現(xiàn)了小型化 具有較高的效率 2 由于采用了技術(shù)相對成熟的DC DC變換器結(jié)構(gòu) 輸入電壓有較寬的適應(yīng)范圍 因此 對于一個設(shè)計要求為輸入直流19 2V 28 8V 輸出交流220V 頻率50Hz 額 定 5 出功率1KW 的光伏發(fā)電系統(tǒng) 可以采用DC DC DC AC 的兩級結(jié)構(gòu)來實現(xiàn) 如圖1 2 所 示 前級DC DC 變換器將光伏電池輸出的寬范圍低壓直流電變換成穩(wěn)定的360V 高壓直 流電輸出 同時實現(xiàn)輸入輸出的電氣隔離 后級DC AC變換器再將360V 高壓直流電逆變 成所需220V交流電 本文所要研究的便是前級DC DC 變換器的設(shè)計 光伏電池DC DCDC AC 19 2 28 8V DC 360VDC220VAC 圖1 2 光伏發(fā)電系統(tǒng) 1 4 目前常用的幾種目前常用的幾種 DC DC 變換器拓撲結(jié)構(gòu)變換器拓撲結(jié)構(gòu) 1 單端反激電路 如圖1 3單端反激電路 多用于小功率場合 常用于設(shè)計多路輸出激勵電源 反激式 變換器中的變壓器起著電感和變壓器的雙重作用 具有電感電流連續(xù) 臨界連續(xù)和斷續(xù)3 種工作模式 而這里所指的連續(xù)不是單線圈電感電流的連續(xù) 而是用次級線圈晶體管截 止時間的電流狀態(tài)來說明 實際上是指磁通的連續(xù) 反激變換器不能空載運行且調(diào)節(jié)困 難 一般在負載較大的場合 5 2 單端正激電路 如圖1 4的單端正激電路形式上與反激類似 和單端反激電路的不同點是 該拓撲是 直接傳送能量 可以應(yīng)用的功率場合較反激電路大 但是 當(dāng)主功率管關(guān)斷時必須給變 壓器提供能量釋放回路 這也帶來了各種磁復(fù)位的問題單端正激電路變壓器的磁利用率 低開關(guān)管電壓應(yīng)力高等缺點也限制了它在大功率場合中的應(yīng)用 3 雙管正激電路 如圖1 5雙管正激電路 一般用于輸出電壓較高的中大功率場合 6 相對于單管正激 變換器而言 它克服了開關(guān)管電壓應(yīng)力高 需采用特殊的復(fù)位電路等缺點 有其優(yōu)越性 但它自身也有缺陷 為保證可靠的磁復(fù)位 其工作占空比只能小于0 5 為獲得更高的輸 出電壓 須提高變壓器的變比 從而使變壓器副邊續(xù)流二極管的電壓應(yīng)力增大 考慮反 向恢復(fù)特性后 又成為制約副邊整流電路設(shè)計的主要因素 不適合高輸出電壓的場合 4 半橋電路 6 如圖1 6半橋電路 輸出直流電壓的紋波正比于鉗位電容的電壓波動 相對于單端正 激 電路而言 開關(guān)管電壓應(yīng)力減小為輸入電壓 變壓器磁芯利用率提高了一倍 但是 半 橋電路的缺點是鉗位電容電壓不對稱可能引起變壓器偏磁 5 全橋電路 如圖1 7全橋電路適用于大功率場合 橋式變換器中開關(guān)管承受的電壓與半橋一樣 為輸入電壓 流過開關(guān)管的電流 在相同的輸出功率時 全橋為半橋的一半 橋式電路 適用于高輸入電壓場合 6 推挽電路 如圖1 8推挽電路中對變壓器的繞制要求較高 必須具有良好的對稱性 否則將會產(chǎn) 生直流磁化分量 偏磁而導(dǎo)致鐵心飽和 為防止偏磁 控制方式需采用峰值電流控制 推挽電路的缺點 1 變壓器的偏磁給器件的參數(shù)一致性和驅(qū)動電路脈沖寬度的一致性提 出了較高的要求 同時控制方式也要求采用電流型控制方案 2 開關(guān)管關(guān)斷時漏感能量 在開關(guān)管上會引起高的電壓尖峰 給主變壓器的繞制提出了較高的要求 但是推挽電路 拓撲具有很多的優(yōu)點 1 結(jié)構(gòu)簡單 只需要兩個主功率管 7 2 驅(qū)動電路不要隔離 電 路簡單 3 變壓器磁芯可以自動磁復(fù)位 相同的磁芯尺寸 推挽變換器可以比正激變換 器輸出更大的功率 4 推挽式功率變換電路 在輸入回路中僅有一個開關(guān)的通態(tài)壓降 而半橋和全橋電路有2個 因此在同樣的條件下 產(chǎn)生的通態(tài)損耗較小 其中的變壓器可 同時實現(xiàn)直流隔離和電壓變換的功能 磁性元件數(shù)目較少 成本較低 適用于低電壓大 電流輸入的中小功率場合 因此本設(shè)計采用推挽電路 Uin Uo Q D C T Uin Uo Q D C T D 圖1 3單端反激電路 圖1 4的單端正激電路 7 Uin Uo Q2 D C T Q1D1 D2 Uin Uo Q2 D C T Q1 D1 D2 C1 C2 圖1 5雙管正激電路圖1 6半橋電路 Uin Uo Q1 T Uin Uo T Q1Q3 Q4 Q2 Q2 TP2 TP3 圖 1 7 全橋電路圖 1 8 推挽電路 1 5 本文研究的內(nèi)容本文研究的內(nèi)容 根據(jù)光伏發(fā)電系統(tǒng)前端DC DC變換器的具體要求 輸入電壓范圍19 2 28 8VDC 輸 出電壓360VDC 輸出功率1000W 最高轉(zhuǎn)換效率在85 以上 從上文所述的6種常用拓撲 我們可以看到 推挽電路比較適合于低壓輸入中小功率的應(yīng)用場合 8 本文對推挽式 DC DC變換器結(jié)構(gòu)進行研究 主要內(nèi)容如下 第一章簡述了光伏發(fā)電發(fā)展與現(xiàn)狀 介紹了光伏發(fā)電系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu) 闡述了DC DC 變換器常用的幾種拓撲結(jié)構(gòu) 提出了本文的研究內(nèi)容和意義 第二章分析了推挽變換器的工作原理及介紹了全橋整流的換流情況 第三章選用第二章的主電路拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計出1KW 24VDC 360VDC變換器 給出了主 電路參數(shù)和控制電路參數(shù)的設(shè)計方法 以及對電路進行了相應(yīng)保護的設(shè)計 第四章對1KW 24VDC 360VDC變換器進行實驗并對實驗結(jié)果進行了討論 驗證了設(shè) 計參數(shù)的正確性 8 第五章為結(jié)束語對全文工作進行了總結(jié) 并提出需進一步研究的內(nèi)容 1 6 課題研究的意義課題研究的意義 本文的研究意義主要體現(xiàn)在以下幾個方面 1 采用了推挽正激的主拓撲結(jié)構(gòu) 在低壓輸入大電流的場合和其它電路拓撲相比較 而言 該拓撲可以大大減小輸入濾波器的體積 提高變換器的功率密度 減小了主功率 管的電壓應(yīng)力 2 本文采用了結(jié)構(gòu)設(shè)計 系統(tǒng)的維護性好 同時大大降低了備件成本 3 該變換器不僅可以應(yīng)用在光伏發(fā)系統(tǒng)中 也可以應(yīng)用在其它輸入電壓較低的大功 率場合中 4 完成了某工程項目要求的1KW 24VDC 360VDC變換器研制任務(wù) 5 為光伏發(fā)電系統(tǒng)的完善 做了一些探索性工作 9 第 2 章 推挽電路的工作原理分析 2 1 前言前言 如第一章所述推挽電路拓撲結(jié)構(gòu)簡單 驅(qū)動電路不需要隔離 變壓器磁芯可以自動磁 復(fù)位 以及適用于低電壓大電流輸入的中小功率場合等優(yōu)點 而本文要設(shè)計DC DC變換 器正符合推挽拓撲的特性 因此本設(shè)計采用了推挽拓撲 本章詳細地介紹了推挽電路的工作原理 分析了該電路的關(guān)鍵工作過程 針對全橋 整流的換流情況做了簡要的探討 最后對推挽電路進行了歸納與總結(jié) 2 2 推挽電路工作原理推挽電路工作原理 推挽變換器基本電路如圖2 1 所示 電路中的兩個開關(guān)管VT1 VT2接在帶有中心抽 頭的變壓器初級線圈兩端 此電路可以看成完全對稱的兩個單端正激變換器組合而成 D3 D4 D5 D6為副邊整流二極管 為輸出濾波電感和濾波電容 9 LC D3 L Uo D5D6 D4 iL iD3 VT1 D1 D2 U1 Uvt1 Uvt2 i1 i2 RL C io Np Np Ns VT2 iD4 圖2 1 推挽變換器基本電路 在分析之前 作如下假定 1 所有開關(guān)管 二極管均為理想器件 2 電感電容為理想元件 3 濾波電容足夠大 穩(wěn)態(tài)工作時 電壓基本不變 可視為電壓源 4 濾波電感足夠大 在一個開關(guān)周期中 其電流基本保持不變 這樣 就可以LC l R 看成一個電流源 5 所有電量參考方向以圖2 1所標(biāo)注的方向為正方向 計算公式中忽略了變壓器勵磁電 流的作用 勵磁電流很小 10 Ui D3 L Uo D5D6 D4 iLit1 RL C io D3 L Ui Uo Ui VT1 VT2 Ui C A A B B D5 D6 D5D6 D3 L Uo D5D6 D4 i2 iL Uvt1 Uvt2 RL RL C C iL D3 L Uo D4 io RL C D4 io io iL VT1 VT2 Uvt1 Uvt2 VT1 VT2 Uvt1 Uvt2 VT1 VT2 Uvt1 Uvt2 D A 模式一 VT1導(dǎo)通 VT2截止 B 模式四 VT1 VT2都截止 C 模式三 VT1截止 VT2導(dǎo)通 D 模式四 VT1 VT2都截止 圖2 2 推挽電路工作狀態(tài) 11 Ut1 it2 Ut2 i3 i4 iL 2Ui Ui io D T T 2 t t t t t t 圖2 3 推挽變換器主要波形 推挽式變換器基本電路如圖2 1所示 它由開關(guān)晶體管VTl VT2 變壓器等元件組成 從圖2 2和圖2 3所示電路及波形可以得出 推挽電路共有四種工作狀態(tài) 1 是VT1導(dǎo) 通時輸入電壓加在變壓器原邊上端繞組 VT2承受兩倍的輸入電壓 變壓器副邊繞組電壓 為 整流二極管D3 D5導(dǎo)通 此期間電源向負載提供能量 2 VT1關(guān)斷 VT2仍未 i nU 導(dǎo)通 由于電路中存在儲能元器件 整流管D3 D5中電流逐漸減小 D4 D6中電流逐漸 增大 直到兩管中電流相等 忽略變壓器激磁電流 此時變壓器可以看作被短路 兩開關(guān) 管承受電源電壓 輸出功率由輸出電容提供 3 VT2導(dǎo)通 VT1關(guān)斷時 輸入電壓加 i U 在變壓器原邊下端繞組上 VT1承受兩倍的輸入電壓 變壓器副邊繞組電壓為 整流 i nU 二極管D4 D6導(dǎo)通 此期間電源向負載提供能量 4 VT2關(guān)斷 VT1仍未導(dǎo)通 整流管 D4 D6電流逐漸減小 D3 D5中電流逐漸增大 直到兩管中電流相等 忽略變壓器激磁 11 電流 此時變壓器又可以看作被短路 兩開關(guān)管承受電源電壓 這就是推挽電路的工作 狀態(tài) 10 12 2 3 整流二極管的換流分析整流二極管的換流分析 本節(jié)主要著重討論推挽變換器副邊整流二極管的換流情況 一般而言 輸出整流電 路有兩種 一種是四個整流二極管構(gòu)成的全橋整流方式 另一種是兩個整流二極管構(gòu)成 的雙半波整流方式也稱全波整流方式 前者一般用于輸出電壓比較高 輸出電流比較小 的場合 而后者常用于輸出電壓比較低 輸出電流比較大的場合 為的是減小整流橋的通 態(tài)損耗 提高變換器的效率 11 因此 本文針對設(shè)計要求采用全橋整流方式 下面來討 論全橋整流方式 D3 L Uo D5D6 D4 iL iD3iD4 iD6iD5 VT1 D1 D2 U1 Uvt1 Uvt2 i1 i2 RL C io Np Np Ns is 圖2 4 推挽變換器輸出全橋整流電路 I Io ID3 ID4 Io 2 t0t1 ID4 ID3 t2t3t4t5t6t7t8 t 圖2 5 全橋整流電路主要波形 圖2 4和圖2 5是全橋整流方式下的電路結(jié)構(gòu)及其主要波形 在to時刻前 由于所有整 流管同時導(dǎo)通 將變壓器的副邊電壓鉗在零位 此時變壓器原邊電壓也為零 由前面分 析可知 t0時刻開始 變壓器原邊電流增加 其副邊電流心也 06543 2 1 iiiii DDDD 增加 但小于輸出濾波電感電流 即 不足以提供負載電流 此時D4和D6依然導(dǎo)通 s i L i 為負載提供不足部分的電流 各個電流的關(guān)系式為 2 1 34DDo iii 13 2 2 45DsD iii 一般D3 D6是同一型號的器件 而D1和D4 D2和D3的工作情況是一樣的 2 3 35DD ii 2 4 46DD ii 根據(jù)式 2 1 2 4 以及變壓器的原副邊電流關(guān)系式 可以得出整流管的電流表達式 原副邊電流關(guān)系式如下 ps VVn 2 5 2 6 ps ini 其中 為變壓器原邊的電壓 電流 為變壓器副邊的電壓 電流 為 p V p i s V s in 副邊與原邊匝數(shù)之比 2 7 35 1 2 DDos iiii 2 8 46 1 2 DDos iiii 由于副邊變壓器短路 所以加在變壓器副邊漏感上 存在關(guān)系 i nV 2 9 V 1 i s n it L 將式 2 9 代入 2 7 2 8 可得 2 10 35 V1 21 i DDo n iiit L 2 11 46 V1 21 i DDo n iiit L 根據(jù)上面兩式 可以知道整流管的換流情況 1 t0 t1 時段 D3和D5中流過的電流大于D4和D6中流過的電流 即 2 12 3546DDDD iiii 2 t1 t2 時段 D3和D5流過全部負載電流 D4和D6的電流為零 即 2 13 35DDo iii 2 14 46 0 DD ii 3 t2 t3 時段 D3和D5中流過的電流開始減小 D4和D6中流過的電流開始 增加 即 2 15 35 1 DDo nVi iiit L 2 16 46 1 DD nVi iit L 14 4 t3 t4 時段 四個整流管中流過的電流相等 均為負載電流的一半 即 2 17 3546 1 2 DDDDo iiiiI 2 4 小結(jié)小結(jié) 本章詳細地介紹了推挽電路的工作原理 分析了該電路的關(guān)鍵工作過程 針對全橋 整流對副邊的換流情況做了簡要的探討 認識和了解了全橋式整流推挽電路的工作過程 對下一章的電路設(shè)計 起著承上啟下的作用 15 第 3 章 1KW 24VDC 360VDC 變換器設(shè)計 3 1 前言前言 本章詳細地介紹了1KW 24VDC 360VDC變換器的參數(shù)設(shè)計過程 首先介紹了系統(tǒng)總 體架構(gòu) 其次給出了變壓器和輸入輸出濾波器的設(shè)計 控制電路和驅(qū)動及其保護電路的 設(shè)計 根據(jù)1KW 24VDC 360VDC變換器總體性能指標(biāo)要求 1KW 24VDC 360VDC變換器應(yīng) 達到的技術(shù)指標(biāo) 采用推挽式DC DC變換器結(jié)構(gòu) 輸入電壓范圍19 2 28 8VDC 輸出電 壓DC360V 輸出功率1000W 開關(guān)頻率 20KHz 經(jīng)SG3525 分相后 原邊開關(guān)管工 sw f 作頻率為20KHz 因此整流輸出頻率為 40KHz 進行計算 下面是詳細的設(shè)計過程 s f 3 2 總體架構(gòu)總體架構(gòu) 輸入濾波 功率變換電 路 輸出濾波 控制及其驅(qū) 動電路 保護電路 輔助電源控 制模塊 電流反饋 電壓反饋 Ui 19 2 28 8VDC U0 360VDC 推挽主電路 圖3 1 1KW 24VDC 360VDC變換器總體架構(gòu) 本電源變換器的主要部分包括輸入濾波器 主功率電路 輸出濾波器 控制及保護 電路 驅(qū)動電路和輔助電源模塊等 具體架構(gòu)圖如圖3 1 其中主電路拓撲采用上一章介 紹的推挽變換器結(jié)構(gòu) 3 3 主電路參數(shù)設(shè)計主電路參數(shù)設(shè)計 推挽電路主功率部分電路圖如圖3 2所示 3 3 1 輸入濾波設(shè)計 由于光伏電池的輸出電壓隨負載的變化較大 因此不可能選用很大容量的電容來抑 制這種缺陷 但可以合理選擇適當(dāng)?shù)碾娙葜?在整個19 2 28 8V 輸入電壓范圍內(nèi)工作時 15 對應(yīng)于一定大小負載情況下的輸入電壓脈動值保持在一定范圍內(nèi) 16 Q1 IXFN 140N20P Q2 IXFN140N20P C38 103 2KV C43 103 2KV R60 10 2W R63 10 2W R61 5R1 R66 5R1 R62 220 2W R65 220 2W C39 101 2KV C41 330 450V C42 330 450V R67 47K R64 47K D12 MUR10120 Lf 6mH 3 5 7 16 1 T1 EE65 0 1uF C40 D13 MUR10120 D16 MUR10120 D19 MUR10120 C45 2200 63V C46 2200 63V C52 103 1KV C53 103 1KV GND F1 30A F2 30A F3 30A Uin D18 Diode 1N4148 D14 Diode 1N4148 15V LT2主 主 主 主 主 主 500V 5V LT1 15V GND LT2 LT1主 主 主 主 主 10A 5V G1 G2 GND Uin GND Uin 15V GND 主主主主 主主 U U 15 Ui GND 主主主主 主主 主主主主 主主 主 主 主 主 主 主 主主主主 主主主主 主主主 主主主主 主主主主 主主主 C47 2200 63V C48 2200 63V C49 2200 63V C50 2200 63V C51 2200 63V C54 103 1KV C44 2200 63V Ui Ui Ui UF GND CF 圖3 2 推挽電路主功率電路 17 假設(shè)整個電路的效率為85 則一個開關(guān)周期內(nèi)輸入濾波電容所提供的能量Win 可 i C 以近似由下面的方法求得 0 024 o i PT WJ 3 1 每半個周期輸入濾波電容提供的能量為 3 2 minmin 2 2 i iii W CVV 因此輸入濾波電容容量為 3 3 minmin 16440 4 i i ii W CH VV 其中 為輸入電壓紋波 取 1 minVi minVi minVi 實際電路中采用了8個2200uF 63V 的電解電容并聯(lián)使用 同時考慮到鋁電解電容高 頻性能不是很好 在其兩端又并聯(lián)了3個105 63V的CBB電容 12 3 3 2 高頻變壓器設(shè)計 設(shè) 0 9 200 SS CnF max D 1 變壓器變比 3 4 minmax 360 20 83 19 2 0 9 o i V n VD 取 21 驗證則n 3 5 max min 360 0 893 19 2 0 9 o i V D Vn 3 6 min min 360 0 595 28 8 21 o i V D Vn 2 變壓器副邊電流估算 3 7 smax 0 92 82 656 o IDI 考慮到電路中元器件的損耗 取 4A s I 3 變壓器原邊電流估算 3 8 max 0 50 452 839 4 po IDInnA 考慮到電路中元器件的損耗 取 45A p I 4 變壓器原邊中心抽頭電流估算 18 3 9 max 0 92 855 8 mo IDInnA 19 考慮到電路中元器件的損耗 取 60A m I 可確定變壓器 T 的參數(shù)為 變比為 1 1 21 頻率為 為 40KHz p N p N s N s f 原邊額定電流為 45A 副邊額定電流為 4A 中心抽頭額定電流為 60A 本設(shè)計變壓器是定制的 具體參數(shù)由生產(chǎn)廠家確定 3 3 3 輸出濾波電感設(shè)計 1 設(shè)計輸出電流紋波電流 I 假設(shè) 3 10 20 2 8 20 0 56 o IIA 2 濾波電感為 3 11 min 8 1 360 0 405 6 4 10 56 40 10 o f VD LmH fs 考慮到電感的體積和重量 取 6mH f L 可確定的技術(shù)參數(shù)為 f L 電感量為 6mH 頻率 40kHz 電感電流為 取 10A 本設(shè)計電感是 f L s f oL II 定制的 具體參數(shù)由生產(chǎn)廠家確定 3 3 4 輸出濾波電容設(shè)計 假設(shè)輸出電壓的最大紋波值為 3 10 8V 則可由下式確定輸出濾波電容 0 U 0 U 的大小 3 12 2 1 63 8 2 oo soiD UU CH LfUnUU 由于ESR的作用 14 實際選用電容要比計算值大 實際工程中 為減小ESR 輸出濾 波電容選用2只330 F 450V 電容并聯(lián) 又考慮到 1 濾波點到濾波電容端存在引線會產(chǎn)生 分布電感 2 電容本身存在寄生電阻ESR 增加了輸出電壓的脈動量 3 為了濾除高頻的 開關(guān)紋波 可以在輸出濾波電容中并聯(lián)高頻CBB電容 綜合以上因素 本電路中選取 660 F 450V和CBB 0 1 F 1kV并聯(lián)使用 3 3 5 主功率管的選取 MOSFET具有導(dǎo)通電壓低 導(dǎo)通電阻小 20 開通關(guān)斷速度快 易于控制等優(yōu)點 因此本系統(tǒng)選用MOSFET作為主功率管 1 計算額定電壓 由電路工作原理可知 功率開關(guān)管的最大電壓應(yīng)力為2 考慮輸入電壓 28 8V i U i U 時過壓保護 則功率管可能承受的最大電壓應(yīng)力 28 8 2 57 6V 計及分布電感引 maxds U 起的電壓尖峰和箱位電容的脈動及考慮約一倍的余量設(shè)計 參考市場上可以買到的功率 管規(guī)格 選用200V耐壓的MOSFET 2 計算額定電流 一般按照勵磁電流為額定電流的5 計算 流過開關(guān)管的電流有效值 max 1 5 62 7 rmso InIDA 3 13 考慮到變換器在一定溫度下系統(tǒng)能夠正常工作 在功率管選取時需留有較大的余量 選用140A的MOSFET 綜上所述 本文選用額定電壓200V額定電流140A的MOSFET 型號 IXFN 140N20P 其恢復(fù)時間小于200ns 3 3 6 副邊整流二極管的選取 本文采用全橋整流 電源的開關(guān)頻率為20kHz 工作頻率相對較高輸出整流二極管應(yīng) 選用頻率特性較好的快恢復(fù)二極管 16 理想情況下 整流二極管上的最大電壓應(yīng)該是 輸入電壓最大值與變壓器變比的乘積 即為604 8V 由于推挽變壓器的漏感和線路寄生電 感影響 二極管上會有很高的電壓尖峰 將遠遠超過理論上的最大值 所以選取的二極 管耐壓1200V 又由于二極管的電流峰值就是電感的電流峰值即等于 其額定電流應(yīng)大于這個值 因此應(yīng)選用10A 本電路選用AIII op 08 3 2 1 MUR10120 1200V 10A 其恢復(fù)時間是135ns 3 4 控制及其驅(qū)動電路參數(shù)設(shè)計控制及其驅(qū)動電路參數(shù)設(shè)計 控制及其驅(qū)動電路如圖3 3所示 3 4 1 推挽電路控制芯片 SG3525 功能及使用 SG3525是具有兩路互補PWM 輸出的電流峰值模式控制芯片 其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖 3 4所示 20 OUT B 14 OSC OUT 4 IN 2 RT 6 CT 5 DISC 7 CMPEN 9 IN 1 SYNC 3 GND 12 SS 8 VCC 15 VC 13 OUT A 11 VREF 16 SD 10 U1 SG3525 20K R5 100 RD 104 C5 4 7n CT 103 C2 GND 15 GND Vref GND Vo out1 out2 主主主主 10KRT Vref 5k R15 104 C4 1K R13 GND V V ENBA 1 INA 2 GND 3 INB 4 OUTB 5 VDD 6 OUTA 7 ENBB 8 U2 UCC27424 close G1 G2 1k R2 1k R4 10k R8 VccGND 104 C3 GND baohu close 3 2 1 84 U3A LM258 R9 100K1 R7 10k R10 10k C6 105 R11 120K C7 103J 1K R6 Res2 5 6 7 U3B LM258 Vref 5k R14 1K R12 GND IREF IREF D1 Diode GND Io Io CF GND G1 GND G2 G2 G1 GND 15 GND 15 15 Vcc GND Vcc GND GND GND GND 主主主主 主主主 主主主主 主主 主主主主 主主主主 主主主 50k R16R17 100K1 R18 100K C8 103J 3 2 1 84 U4A LM258 GND UF GND Vo 主主主主 主主主 主主主主 C17 103 20K R26 R21 10k 圖3 3 控制及其驅(qū)動電路 21 圖3 4 SG3525內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖 其內(nèi)部各部分構(gòu)成和功能如下 1 電源部分 內(nèi)置5 1V 基準電壓穩(wěn)壓電路 其輸入為芯片電壓 由15 腳 引入 IN V 輸出的5 1V 基準電壓除供內(nèi)部電路工作 還通過16腳 引出 提供給外部控制電路 REF V 2 誤差放大器 2腳是同相輸入端 通常與基準電壓相連 作為電壓環(huán)調(diào)節(jié)的基準 1 腳是反相輸入端 通常外接電壓反饋信號 放大器的輸出送到PWM 比較器的反相端 同時通過9 腳 COMP 引出 通常在1 腳和2腳之間連入電阻 電容網(wǎng)絡(luò)從而將放大器設(shè)置 成比例積分電路 3 三角波發(fā)生器OSC 通過在5腳 T C 6 腳 T R 和7腳 D R 分別外接電容 T C 電 阻 T R 電阻 D R 可以設(shè)置輸出PWM 信號的頻率 與同類產(chǎn)品不同的主要是將時基電 sw f 容 T C 的放電電路與充電電源分開 單獨設(shè)立引腳7 放電通過外接電阻 D R 來實現(xiàn) 改變RD 即可改變 T C 的放電時間常數(shù) 從而也改變了死區(qū)時間 而 T C 的充電是由RT規(guī)定的內(nèi)部電 流源決定的 振蕩器的振蕩頻率為 3 14 1 0 73 TD f CTRR 4 限流和保護部分 通過外接電阻分壓網(wǎng)絡(luò)設(shè)置10腳 CURLMTSET 電壓就可以設(shè) 置主功率電路開關(guān)管的峰值電流限流點 一般用法是將流過脈沖信號送至關(guān)閉控制端10 腳 當(dāng)10腳電壓超過0 7V時 芯片將進行限流操作 當(dāng)10腳電壓超過1 4V時 將使PWM 鎖存器關(guān)斷輸出 直至下一個周期才能恢復(fù) 如果10腳信號持續(xù)時間較長 則由軟啟動 20 電路工作 由于芯片內(nèi)部速度極快 通過10腳可達到逐個過流脈沖的限制功能 22 5 軟啟動部分 軟啟動電路是由在8腳外接電容并由內(nèi)部的50uA恒流源充電的 達 到50 輸出占空比的時間 是 t 3 15 ss Ct 6 1050 5 2 6 輸出電路部分 SG3525輸出級采用了圖騰柱輸出電路 它能使輸出管更快地關(guān)斷 V1由達林頓管組成 最大驅(qū)動能力為100mA V2作為開關(guān)器件 在其導(dǎo)通時可以迅速把 外接MOS管柵極上的電荷從它的集電極泄放至地 最大吸收電流為50mA 18 3 4 2 驅(qū)動芯片 UCC27424 功能及使用 本文選用驅(qū)動芯片UCC27424 UCC27424是具有兩路PWM 輸出的MOS管驅(qū)動芯片 其驅(qū)動電流可達4A 完全可以驅(qū)動MOS管 其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖3 5所示 如圖3 5所示 其中ENBA ENBB分別是兩路選通控制端 高電平有效 INA INB 是兩路輸入端 OUTA OUTB是兩路輸出端 VDD GND是電源端 支持4 5 15V供電 電壓 23 圖3 5 UCC27424內(nèi)部框圖及等效圖 24 3 4 3 控制及驅(qū)動電路參數(shù)設(shè)計 1 的計算 T C D R 推挽電路控制電路結(jié)構(gòu)如圖3 3 所示 為了在兩組PWM 信號間有一定死區(qū)取 100 死區(qū)時間計算 3 對應(yīng)2微秒死區(qū)時間 設(shè) 4 7nF 根據(jù) D R D T D R T C T C SG3525工作原理振蕩頻率應(yīng)取 40KHz 把 代入式 3 14 可以得到 f D R T Cf T R 7 17K 實際電路中取10K 的可變電阻 取100 取4 7nF T R D R T C 2 電壓反饋控制網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計 本設(shè)計的電壓反饋是采用圣斯?fàn)柟旧a(chǎn)的電壓傳感器來獲取輸出電壓信號 其輸 入輸出電壓比500V 5V 并通過跟隨器送入SG3525的1腳 即電壓誤差放大器的反相輸入 端 而電壓誤差放大器的同相輸入端2 腳的基準電壓 是通過對SG3525的16 腳 5 1V基 準 進行分壓得到一個可調(diào)的 0 4 25V 的基準電壓 通過調(diào)節(jié)可以改變輸出電壓 15 R 電壓誤差放大器的反饋是由 和組成的PI調(diào)節(jié)器 與 的比是該PI調(diào)節(jié)器 21 R 5 R 2 C 5 R 21 R 的放大倍數(shù) 通常取1 10倍 這里取2倍 與 的乘積就是該PI調(diào)節(jié)器的時間常數(shù) 5 R 2 C 通常取為電路開關(guān)周期的數(shù)十倍 實驗得到為20k 為0 01uF 5 R 2 C 3 電流反饋控制網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計 本設(shè)計的電流反饋與電壓反饋基本相同 也是采用圣斯?fàn)柟旧a(chǎn)的電流傳感器來 獲取輸出電流值 其輸入輸出比10A 5V 由于SG3525驅(qū)動芯片自身只帶了一個誤差放大 器 因此如圖3 3所示 采用了外部放大器U3 把輸出信號通過跟隨器送入放大器的反相 輸入端 而放大器的同相輸入端2 腳的基準電壓 也是通過對SG3525的16 腳 5 1V基準 進行分壓得到一個可調(diào)的 0 4 25V 的基準電壓 通過調(diào)節(jié)R14可以限制輸出電流 電 流誤差放大器的反饋是由 和組成的PI調(diào)節(jié)器 實驗得到為10k 為 10 R 26 R 17 C 10 R 26 R 20k 為0 01uF 17 C 4 軟啟動計算 根據(jù)式 3 15 取軟啟動時間為10ms 則 200 SS CnF 5 驅(qū)動電路設(shè)計 根據(jù)前面所述的UCC27424芯片 本設(shè)計的驅(qū)動電路是采用UCC27424直接對主電路 中的MOS管進行驅(qū)動 其中ENBA ENBB選通信號是由下面所述的保護電路提供 即可 以通過ENBA ENBB來控制電路得通斷 25 3 5 保護電路設(shè)計保護電路設(shè)計 保護電路結(jié)構(gòu)如圖3 6 所示 26 根據(jù)光伏電池的工作原理 為了保證系統(tǒng)在安全的范圍內(nèi)工作 為此變換器系統(tǒng)設(shè) 置了5種保護功能 輸入欠壓保護 輸入過流保護 輸出過壓保護 輸出欠壓保護 輸出 過流保護 3 5 1 輸入欠壓保護 如圖3 6 所示 輸入欠壓保護電路原理是 對輸入電流直接采樣 再與基準電壓進行 比較 如輸入電壓過