阻抗匹配及應用設計實戰(zhàn).doc

阻抗匹配及應用設計實戰(zhàn)（老外的經典詮釋）阻抗匹配是指信號源或者傳輸線跟負載之間的一種合適的搭配方式。阻抗匹配分為低頻和高頻兩種情況討論。 我們先從直流電壓源驅動一個負載入手。由于實際的電壓源，總是有內阻的（請參看輸出阻抗一問），我們可以把一個實際電壓源，等效成一個理想的電壓源跟一個電阻r串聯的模型。假設負載電阻為R，電源電動勢為U，內阻為r，那么我們可以計算出流過電阻R的電流為：I=U/(R+r)，可以看出，負載電阻R越小，則輸出電流越大。負載R上的電壓為：Uo=IR=U/1+(r/R)，可以看出，負載電阻R越大，則輸出電壓Uo越高。再來計算一下電阻R消耗的功率為：P=I*I*R=U/(R+r)*U/(R+r)*R=U*U*R/(R*R+2*R*r+r*r) =U*U*R/(R-r)*(R-r)+4*R*r =U*U/(R-r)*(R-r)/R+4*r對于一個給定的信號源，其內阻r是固定的，而負載電阻R則是由我們來選擇的。注意式中(R-r)*(R-r)/R，當R=r時，(R-r)*(R-r)/R可取得最小值0，這時負載電阻R上可獲得最大輸出功率Pmax=U*U/(4*r)。即，當負載電阻跟信號源內阻相等時，負載可獲得最大輸出功率，這就是我們常說的阻抗匹配之一。 對于純電阻電路，此結論同樣適用于低頻電路及高頻電路。當交流電路中含有容性或感性阻抗時，結論有所改變，就是需要信號源與負載阻抗的的實部相等，虛部互為相反數，這叫做共厄匹配。在低頻電路中，我們一般不考慮傳輸線的匹配問題，只考慮信號源跟負載之間的情況，因為低頻信號的波長相對于傳輸線來說很長，傳輸線可以看成是“短線”，反射可以不考慮（可以這么理解：因為線短，即使反射回來，跟原信號還是一樣的）。從以上分析我們可以得出結論：如果我們需要輸出電流大，則選擇小的負載R；如果我們需要輸出電壓大，則選擇大的負載R；如果我們需要輸出功率最大，則選擇跟信號源內阻匹配的電阻R。有時阻抗不匹配還有另外一層意思，例如一些儀器輸出端是在特定的負載條件下設計的，如果負載條件改變了，則可能達不到原來的性能，這時我們也會叫做阻抗失配。 在高頻電路中，我們還必須考慮反射的問題。當信號的頻率很高時，則信號的波長就很短，當波長短得跟傳輸線長度可以比擬時，反射信號疊加在原信號上將會改變原信號的形狀。如果傳輸線的特征阻抗跟負載阻抗不匹配（相等）時，在負載端就會產生反射。為什么阻抗不匹配時會產生反射以及特征阻抗的求解方法，牽涉到二階偏微分方程的求解，在這里我們不細說了，有興趣的可參看電磁場與微波方面書籍中的傳輸線理論。傳輸線的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由傳輸線的結構以及材料決定的，而與傳輸線的長度，以及信號的幅度、頻率等均無關。例如，常用的閉路電視同軸電纜特性阻抗為75歐，而一些射頻設備上則常用特征阻抗為50歐的同軸電纜。另外還有一種常見的傳輸線是特性阻抗為300歐的扁平平行線，這在農村使用的電視天線架上比較常見，用來做八木天線的饋線。因為電視機的射頻輸入端輸入阻抗為75歐，所以300歐的饋線將與其不能匹配。實際中是如何解決這個問題的呢？不知道大家有沒有留意到，電視機的附件中，有一個300歐到75歐的阻抗轉換器（一個塑料包裝的，一端有一個圓形的插頭的那個東東，大概有兩個大拇指那么大的）？它里面其實就是一個傳輸線變壓器，將300歐的阻抗，變換成75歐的，這樣就可以匹配起來了。這里需要強調一點的是，特性阻抗跟我們通常理解的電阻不是一個概念，它與傳輸線的長度無關，也不能通過使用歐姆表來測量。 為了不產生反射，負載阻抗跟傳輸線的特征阻抗應該相等，這就是傳輸線的阻抗匹配。如果阻抗不匹配會有什么不良后果呢？如果不匹配，則會形成反射，能量傳遞不過去，降低效率；會在傳輸線上形成駐波（簡單的理解，就是有些地方信號強，有些地方信號弱），導致傳輸線的有效功率容量降低；功率發(fā)射不出去，甚至會損壞發(fā)射設備。如果是電路板上的高速信號線與負載阻抗不匹配時，會產生震蕩，輻射干擾等。 當阻抗不匹配時，有哪些辦法讓它匹配呢？第一，可以考慮使用變壓器來做阻抗轉換，就像上面所說的電視機中的那個例子那樣。第二，可以考慮使用串聯/并聯電容或電感的辦法，這在調試射頻電路時常使用。第三，可以考慮使用串聯/并聯電阻的辦法。一些驅動器的阻抗比較低，可以串聯一個合適的電阻來跟傳輸線匹配，例如高速信號線，有時會串聯一個幾十歐的電阻。而一些接收器的輸入阻抗則比較高，可以使用并聯電阻的方法，來跟傳輸線匹配，例如，485總線接收器，常在數據線終端并聯120歐的匹配電阻。 為了幫助大家理解阻抗不匹配時的反射問題，我來舉兩個例子：假設你在練習拳擊打沙包。如果是一個重量合適的、硬度合適的沙包，你打上去會感覺很舒服。但是，如果哪一天我把沙包做了手腳，例如，里面換成了鐵沙，你還是用以前的力打上去，你的手可能就會受不了了這就是負載過重的情況，會產生很大的反彈力。相反，如果我把里面換成了很輕很輕的東西，你一出拳，則可能會撲空，手也可能會受不了這就是負載過輕的情況。另一個例子，不知道大家有沒有過這樣的經歷：就是看不清樓梯時上/下樓梯，當你以為還有樓梯時，就會出現“負載不匹配”這樣的感覺了。當然，也許這樣的例子不太恰當，但我們可以拿它來理解負載不匹配時的反射情況。確定雙絞線的特性阻抗平衡雙絞傳輸線常用于高頻信號處理應用中，如在阻抗變換器、信號合成器和功率分配器等。在高頻電路與系統(tǒng)中，采用基于它們的這些傳輸線和結構，必須了解雙絞線的特性阻抗。一旦，找到將這些平衡線連接到標準測試設備不平衡端口的解決方案，就有可能利用商業(yè)矢量網絡分析儀(VNA)來準確測量平衡雙絞傳輸線的特性阻抗。 在分析雙絞傳輸線的特性阻抗中采用商用VNA的關鍵之一，就是將由平衡線與非平衡VNA匹配所導致的測量誤差最小化。特性阻抗是雙絞線的一個重要參數，在眾多應用中所采用，這包括寬帶阻抗變換器設計。這一過程和計算將用于分析這些遵循典型均勻傳輸線設計理論的平衡線。 先前的作者已經提出了確定平衡雙絞傳輸線特性阻抗的方法。其方法是根據在導體和接地平面所做的阻抗測量，并且采用其作為相應導納值的參考。部分基于傳輸線導體和絕緣材料性能的特性阻抗表達式已經在幾種出版物上發(fā)表，其采用分布式傳輸線參數。已經采用在工作頻率下負載開路和短路條件測量傳輸線輸入阻抗的方法，獲得了特性阻抗。 這里所介紹的這一測量方法經實驗室測試，驗證了其中的可靠測量技術是必不可少的。采取特別預防措施來盡量減少測量誤差。在測試頻段，開路、短路及特定負載條件下，采用標準連接器校準VNA。通過在測試頻帶采用掃頻測試信號來對散射參數(S參數)進行測量。利用輸入阻抗和反射系數S11參數測量來對反射特性進行分析。使用Smith圖以及設定測試頻率的相應電抗值獲得了輸入復數阻抗。 大多數商業(yè)測試設備具備不平衡端點，使其難以對平衡傳輸線進行評測。幸好，有不同的方法來回避這一不兼容性，例如使用平衡-不平衡轉換器(巴倫)。將平衡網絡轉換到不平衡網絡的巴倫，在當前方法中使用。幾種類型的商用巴倫及其行為和特性必須采用嚴格程序進行檢查，從而確保巴倫的電氣作用并不影響到平衡傳輸線最后的測量結果。根據需要，這一測試中使用的VNA采用巴倫和適當的適配器進行校準。圖1表示了校準示意圖。采用來自VNA的實測值，平衡傳輸線的特性阻抗可以采用公式1求得2、8、9： Zo-ZocZ5c 其中，Zoc=傳輸線端點開路的輸入阻抗；Zsc=傳輸線端點短路的輸入阻抗 負載測量使得在開路和閉路條件下檢查先前獲得的值成為可能。在作這些檢查方面，與傳播因子相對應的傳輸線輸入阻抗公式為公式2和3： Zin=ZoZ+Zotanh(y1)/Zo+ZLtanh(y1) tanh(y1)=Z5c/Zoc 其中，Z5c=負載阻抗;=波傳播因子；l=傳輸線長度。其中，ZL是負載阻抗，是波傳播因子，而l是傳輸線的長度。此后，將公式1和3代入采用實測值Zoc和Zsc的公式2中。利用負載阻抗ZL可以計算輸入阻抗值Zin，并與同一負載的實測值進行比較。所有的測量表明了傳輸線端點在開路、短路以及負載條件下，其結果具有良好的一致性。圖2和圖3顯示出測試頻帶下Zin的模和幅角的實測值與計算值之間的比較。這一傳輸線被用作每厘米五個彎以及20厘米長度的28AWG規(guī)格導線。這些實驗的負載阻抗是20V的純電阻。將具有串聯和并聯諧振的該傳輸線端點在短路和開路條件下，根據其線的長度與波導傳輸線進行了對比。實驗結果表明，在這兩種情況下包括了阻抗的實部和虛部。圖4、5、6和7表示了在測試頻段，開路和短路條件下，每根傳輸線另一端的輸入阻抗。1對負載開路的傳輸線，第一諧振與一個空電抗(串聯諧振)出現。對負載短路的傳輸線，該傳輸線顯示出最大的阻抗(并聯諧振)。該傳輸線在接近諧振時，阻抗顯示出很大增加或減小。在理想傳輸線中，一個值趨于無窮大時，其他值將趨向于零，在兩個值的比之間有不同的變化。在頻率中，小的變化在實測的傳輸線參數中就顯示出較大的差別，這表明為了保持準確性，應該避免這些接近諧振條件下的測量。 對這些情況，采用短路和開路負載，發(fā)現諧振頻率有少許不同的值。這被認為是由于測量中傳輸線在非理想短路和開路條件下，其要求有輕微的變化來比較波導傳輸線，以確保平衡傳輸線與波導關系中的有效匹配。然而，平衡線的測量值與理論值之間被發(fā)現具有良好的一致性，其被用于驗證測量方法。第一諧振總是出現在某個頻率，其中傳輸線的長度等于四分之一的波長。因為諧振的存在及其導致的問題，不應該在某個點進行測量，在該點傳輸線的長度是四分之一波長的整數倍。這可以利用公式4來進行檢查： 1=k(VP/f) 其中，k=部分波長，VP=波的傳播速度，f=波的頻率。如果不知道傳輸線中波的傳播速度，可以通過利用經典方法先前測量的參數來確定。9表中所提供的例子是這里所提出的測量方法的測試結果，特征阻抗的模和幅角的值是頻率的函數。作者采用同樣的測量方法，還完成了已有的不同直徑和彎數的其他傳輸線類型的結果。平衡線在高頻電路中的噪音抑制以及RFI和EMI抑制方面具有許多優(yōu)勢。隨著通過有線和無線方式傳輸視頻、數據、語音等的增加，高數據速率下的無噪音傳送的必要性將隨時間而增加，這要求對處理基于單端設計、差分設計以及二者相結合的器件和電路進行有效測量和分析的方法。這里提出的這一測量方法是基于采用已有的商用VNA系統(tǒng)及其校準標準，而且通過適當注重細節(jié)可用于輔助傳統(tǒng)的測量方法?？傊?，這份報告顯示，實現仔細校準和測量必須使這一測量方法有效確定商用VNA的平衡傳輸線的特性阻抗。主要問題涉及到有害諧振，這可能降低測量精度。但是，只要小心，這一基于巴倫的測量方法可用于確定各種平衡傳輸線的特性阻抗。而對于不平衡傳輸線，巴倫完全沒有必要，但公式和測量過程是有用且有效的。作者：Antonio Alves Ferreira, Jr.，Wilton Ney Do Amaral Pereira, Jose Antonio Junstino Ribeiro測試系統(tǒng)阻抗匹配與開關質量的評價阻抗失配會引起信號反射，這是高頻測試系統(tǒng)所不希望出現的現象。對于交流信號而言，材料之間介電常數的任何變化都會導致特性阻抗的變化和阻抗失配問題。例如，當某個正弦波沿著某條40.9-W傳輸線和50-W負載傳輸時，它的部分能量將會反射回傳輸線上。掌握信號反射發(fā)生的原理有助于我們改進測試系統(tǒng)的配置和測量效果，這對于高頻測試尤其重要。 盡管由于反射導致的功率損耗是所有交流系統(tǒng)普遍存在的現象，但是僅當系統(tǒng)中傳輸線的長度大于其傳輸信號波長的1/100時，由功率損耗而導致的測量誤差才值得我們關注。由于射頻信號具有較短的波長，因此它們相比低頻信號更容易受反射導致的功率損耗的影響。 我們來對比一個1MHz的正弦波和一個1GHz的正弦波在1m長的同軸線纜上的傳輸特性，通過這個例子可以說明線纜長度與信號波長之間的關系。這兩種信號的波長可以根據公式(1)計算出來。其中：=信號的波長；f=信號頻率；VF=線纜的速度因子。假設兩個系統(tǒng)中線纜的速度因子都是0.66，那么可得以下結果： 對于頻率為1MHz的信號(信號1)：對于頻率為1GHz的信號(信號2)：相比信號1的波長，線纜的長度是相對較小的(如圖1所示)。因此，線纜上不同位置的任何電勢差異都是可以忽略的。由于信號1無法以波的形式在線纜上傳輸，因此它不存在由于反射導致的功率損耗問題。但是信號2的波長是線纜長度的1/5，因此任意時刻都有5個周期的信號2在線纜上傳輸。這種波長較短的信號在線纜上傳輸時就會呈現出波的形式，在具有不同特性阻抗的結點上就會發(fā)生反射。射頻元件的特性阻抗并不是直流電阻。相反，對于傳輸線上的某個點，特性阻抗可以定義為在不存在任何反射的情況下這一點上一對電流和電壓波的比。實際上，信號的頻率以及傳輸線的單位電阻、電導、電容和電感等就決定了這一電壓與電流的比值。因此，這些因素也就決定了特性阻抗的大小(Zo)。傳輸線(如圖2所示)單位長度的特性阻抗可以表示為公式(2)： 其中：L=單位長度的電感，R=單位長度的電阻，G=單位長度的電導，C=單位長度的電容，=2pf，j=(-1)0.5 典型的射頻傳輸系統(tǒng)包括一個產生信號的信號源、傳輸該信號的傳輸線以及解析或廣播該信號的負載。在如圖3所示的系統(tǒng)例子中，Pin表示源產生信號的功率，Pout表示傳輸線輸出端的信號功率，Preflected表示由于硬件上阻抗不匹配而產生的信號反射所導致的功率損耗。由于存在制造容差和材料缺陷，真實世界中的硬件總是具有一定程度的阻抗不匹配，Preflected的值不可能等于零。因此，在實際系統(tǒng)中，Pout的值總是小于Pin。由于反射而導致的功率損耗可以用多種方法來衡量。其中一種方法是計算回波損耗(return loss)，它是指反射回源端的信號功率與源發(fā)射功率的比值的對數：回波損耗的取值范圍從理想匹配系統(tǒng)(所有元件具有相同的特征阻抗值)的無窮大到開路和短路電路的零。VSWR(Voltage Standing-Wave Ratio，電壓駐波比)是另外一種衡量射頻系統(tǒng)阻抗匹配和反射功率大小的指標。正如其名所暗示的那樣，VSWR是指入射波和反射波疊加之后形成的駐波上最大幅值與最小幅值二者的比值。VSWR的取值范圍從理想匹配系統(tǒng)的1到開路或短路電路的無窮大。為了更好的理解VSWR，我們不妨以圖4中的系統(tǒng)為例。假設源端發(fā)出的功率恒定不變。反射回源端的信號功率的增加將會導致到達負載端信號功率的相應減少。當在75-W的同軸電纜上傳輸的信號波遇到50-W的終端時，由于元件阻抗的不匹配就會導致出現反射現象。在計算這一例子的VSWR之前，我們需要首先計算出反射系數()：反射系數的計算結果表明20%的入射波將會反射回傳輸線和負載之間的不連續(xù)點。然后我們可以利用這個值來計算系統(tǒng)的VSWR：對于只有幾個不連續(xù)點的簡單電路可以通過這些公式計算出VSWR。但是對于更加復雜的電路，在計算VSWR時需要利用VNA(Vector Network Analyzer，矢量網絡分析儀)分析信號的入射、反射和合成波，判斷最大駐波幅值與最小駐波幅值的比。圖5給出了在兩個不同時刻，在分析儀上觀察到的圖4的射頻系統(tǒng)中傳輸信號的入射、反射、傳輸和駐波的波形。在第一個時刻，信號源的輸出波形是一個1Vpp的正弦波，它與反射信號同相。因此，在這個時刻，駐波(1.2Vpp)的幅值是入射波(1Vpp)和反射波(0.2Vpp)電壓的矢量和。這也可能是最大的駐波幅值。在第二個時刻，入射波與反射波的相位彼此相差180度。因此，這時的駐波(0.8Vpp)幅值可能是最小的，它是入射波(1Vpp)和反射波(0.2Vpp)電壓的差。如果已知駐波的最大幅值和最小幅值，那么圖4中系統(tǒng)的VSWR就可以按照下式計算出來了：VSWR還可以用于計算信號的回波損耗：總的傳輸線損耗通常等于導線上的功率損耗(也稱為傳導損耗或電阻損耗)和系統(tǒng)內阻抗失配引起反射導致的損耗。在如圖6所示的射頻系統(tǒng)中，50-W的源和負載通過一條1m、75-W的同軸電纜連接在一起。在這個例子中，總的功率反射是由兩個阻抗不連續(xù)點導致的，第一個點位于源和傳輸線之間，第二個點位于傳輸線和負載之間。即使假設圖6中的傳輸線是無損的，圖7中左邊的圖表示介入損耗也多達0.7dB，這一損耗僅僅是由系統(tǒng)中的阻抗不連續(xù)而造成的。該圖中波峰和波谷之間的距離主要取決于所用線纜的長度。圖7中右邊的圖假設傳輸線有一定的傳導和電阻損耗。該圖中曲線的斜率表示該線纜的傳導和介電損耗，而曲線的波紋是由于回波損耗隨頻率的變化而造成的(在這個例子中多達0.7dB)。反射現象不僅出現在不匹配的射頻系統(tǒng)中，而且出現在不匹配的射頻系統(tǒng)元件中。因此，阻抗匹配不僅僅是最終用戶需要考慮的問題，而且也是射頻儀器和器件(例如發(fā)生器、分析儀和開關)的制造商需要考慮的問題。例如，一個PXI射頻開關是由多個不同的元件組成的，包括PCB(Printed-Circuit-Board，印制電路板)線路、內部線纜和射頻繼電器。其中任何元件之間的阻抗失配都會嚴重影響開關的VSWR和回波損耗指標。由于各個廠商在射頻開關模塊的設計和元器件的選擇上各有不同，因此我們必須檢查最終產品的VSWR和介入損耗這兩項指標，以確?？赡苡砷_關引起的信號反射幅值符合要求，并且要分析介入損耗的大小，判斷該射頻開關模塊是否能夠滿足特定測試系統(tǒng)的需要。 高性能的射頻開關在選擇元器件和設計方案時會盡可能地減少阻抗失配，保證盡可能小的介入損耗和反射，以減少高頻下的測量誤差。射頻開關中實際使用的繼電器的品質對整個開關的性能有很大的影響。制造射頻開關模塊時最常用的兩種繼電器是PCB裝配的繼電器和同軸開關。 PCB裝配的繼電器有多種可能的配置，其中有一種是Form C SPDT(single-pole double-throw，單刀雙擲)繼電器。將多個SPDT繼電器安裝在一個PCB上可以構成更大規(guī)模的開關，例如多選開關(SP4T以及更多的擲數)或者開關矩陣。例如，美國國家儀器公司()提供的PXI-2547型50-W、2.7GHz、8 1多選開關就是由七個Form C PCB裝配的SPDT繼電器構成的。 多個廠商都能夠生產用于構建多選開關的PCB裝配式繼電器，其中某些型號的性能可達幾個GHz。由于在PCB的裝配設計中，繼電器的引線是焊接在PCB上的，因此開關模塊的制造商必須采用一種阻抗受控的方式將I/O連接器與繼電器連接在一起。這需要使用具有合適幾何結構及適當長度的PCB布線，以及高品質的連接器和線纜。采用50-W PCB布線的75-W開關模塊就是一個設計糟糕的模塊實例。由于PCB布線和用于構成開關的其他元件之間存在阻抗失配，所以這種產品對于高頻信號會引起嚴重的功率損耗。因此，制造開關的設計專家對于使用PCB裝配器件方式構成的開關模塊的性能有著至關重要的影響。盡管繼電器的內部阻抗無法改變，但是采用適當的設計技術能夠最大限度地減少由于阻抗不連續(xù)而導致的反射問題。NI公司的PXI-2547(如圖8所示)采用了精心的設計方案，將介入損耗控制在3dB以下(在2.7GHz的帶寬下，介入損耗通常低于1.6dB)。使用同軸開關或“罐”式結構的模塊相比基于PCB元件裝配的方式具有更大的性能優(yōu)勢。由于整個射頻傳輸通路都包含在外殼中，由同軸連接器提供與測試信號的接口，因此同軸開關能夠實現較低的介入損耗。但是，這種結構的成本比PCB裝配的繼電器更高，同時占用的系統(tǒng)空間也更大。美國國家儀器公司的PXI-2596型26.5-GHz 雙6 1多選開關就采用了同軸開關的結構，它在26.5GHz頻率下的介入損耗低于0.6dB。 如前所述，開關模塊的設計在PCB裝配式開關模塊的設計中尤為重要，這是因為：與同軸開關不同，這種模塊中與繼電器的接口是通過分開的線纜和PCB布線實現的。連接器通常會導致信號反射，因此在選擇連接器時必須十分慎重。對于大多數PCB裝配式設計，某個模塊需要工作的最高頻率決定了所使用的連接器類型。SMA連接器具有尺寸小、性能高的特點，常用于大多數50-W的應用。它們具有50-W的特性阻抗，不適合用于75-W的開關模塊中。 在設計PCB裝配式開關模塊時，也必須考慮PCB布線的影響。PCB布線的阻抗必須與繼電器和連接器的阻抗相匹配，它的大小取決于銅線的幾何結構以及所使用的介質材料。開關模塊PCB設計中最常用的傳輸線類型包括微帶、帶狀線和CPW(Coplanar Waveguide，共面波導)。每種類型都有其優(yōu)勢和弱點。例如，帶狀線比微帶線具有更好的隔離度。但是，由于帶狀線需要在信號布線層的上面和下面都設置接地面，因此它需要采用通孔(很難實現阻抗匹配)來實現較好的電氣連接性能。CPW在不同的布線寬度下能夠保持特性阻抗不變，但是它與接地面的間隙寬帶必須做相應地變化。 上述各個因素對于射頻開關系統(tǒng)的設計是非常重要的。選擇高品質的射頻產品對于實現高性能的射頻測試系統(tǒng)是必不可少的。但是它們不能彌補糟糕的系統(tǒng)設計所帶來的問題。如果在一個75-W的測試系統(tǒng)中傳輸信號，即使采用最好最昂貴的50-W射頻開關也會導致嚴重的反射問題。因此，實現高性能的射頻測量系統(tǒng)應該選用阻抗匹配的元件。作者：Jeremy Meier, Jaideep Jhangiani, 美國國家儀器公司(Nl)寬帶RF阻抗變壓器的設計阻抗匹配器件常常用于高頻電路中，一般用來匹配元器件的阻抗和電路或系統(tǒng)的特性阻抗。在某些電路中，希望阻抗匹配能夠實現多個八度音階頻率覆蓋范圍，同時插損很低。為了幫助阻抗變壓器設計人員，本文對阻抗比為1:4的不平衡到不平衡(unun)寬帶阻抗變壓器的設計進行了探討。這種變壓器在無線通信系統(tǒng)(一般是混合電路、信號合分路器)中很有用，對放大器鏈路的級間耦合也很有益。 這種寬帶unun阻抗變壓器對測試電路、光接收器系統(tǒng)、帶寬帶阻抗匹配的微波電路，以及天線耦合也很有用。可用于高頻電路設計及仿真的現代計算程序在自己的工具箱里就收納了這種器件。寬帶unun阻抗變壓器包含了一個纏繞了雙絞傳輸線的環(huán)形鐵氧體磁芯，繞線間通過釉質膜隔離。結合常規(guī)傳輸線阻抗變壓器的設計元件，有可能建立起一個真正的寬帶組件。對1:4阻抗轉換比而言，這種設計方式可提供很高的效率。在常規(guī)阻抗變壓器中，初級線圈和次級線圈之間的能量轉移主要通過磁耦合發(fā)生，這也是變壓器提供良好低頻響應能力的原因。假設鐵氧體磁芯無損，負載和源阻抗是純電阻性的，而且只考慮其磁化電感的影響，由此獲得的變壓器低頻簡化模型可表示為圖2中的結構。在最大能量轉移條件下，該低頻模型的響應由器件的插損決定：這里：Pg=源的最大可用功率、Pc=負載功率、Rg=源阻抗、Xm=磁抗。最后這個參數可通過下式由工作頻率f和磁芯的磁化電感Lm求得：Lm的值取決于初級線圈的匝數和磁芯的電感因子Al。通常，這個因子是由鐵氧體磁芯制造商規(guī)定的，單位為納亨/平方匝數(nH/turns2)。因此，以nH為單位的磁化電感可表示為：把該參數帶入對應的磁抗公式中，再將計算結果帶入插損公式中，即可求得變壓器的低端截止頻率。因此：這個值隨初級線圈匝數增加而降低。給定截止頻率，通過上式也可計算出正確的初級線圈匝數。為了讓電感的單位為nH，這里使用了109因子。傳輸線變壓器初級線圈和次級線圈之間的電耦合增強了高頻能量的轉移。圖3所示為一個傳輸線1:4 unun變壓器的高頻模型，鑒于其長度很短，沒有考慮損耗。在這種理想模型中，源和負載阻抗都假設是純電阻性的。該高頻模型響應也由它的插損來確定。此外，源功率和二次負載功率間的比率為：這里：Rg=源阻抗、Rc=負載阻抗、Zo=傳輸線特性阻抗、l=相位因子、l=k=傳輸線長度(這里是波長，k是小數值)。由公式5可看出，要獲得良好的寬帶高頻響應，Zo值的優(yōu)化十分重要。對二分之一波長(/2)的傳輸線長度，能量轉移是無效的，并比四分之一波長(/4)長度的傳輸線的最大值小1dB。由此可看出，傳輸線的長度越短，其高頻響應的帶寬越大。對最大功率傳輸而言，最佳傳輸線特性阻抗和負載阻抗分別為：源和負載阻抗之間必需有1:4的轉換以實現阻抗匹配。因此，傳輸線特性阻抗和源及負載阻抗之間的關系可表示為：若在變壓器中使用絞合傳輸線，通過改變傳輸線單元長度的絞合次數，可以調節(jié)特性阻抗，使之最適合于所需要的通帶。單位長度絞合次數增加，特性阻抗將減小。 圖4中，對于優(yōu)化和非優(yōu)化的特性阻抗值，都把插損看作k的函數。相比采用了優(yōu)化特性阻抗的情況，特性阻抗非優(yōu)化時，插損增加，帶寬減小。于是，使用絞合傳輸線很容易獲得最佳特性阻抗值。為了比較，我們使用了Agilent Technologies公司的ADS(Advanced Design System)計算機輔助工程(CAE)軟件套件對性能進行仿真，同時用商用微波矢量網絡分析儀(VNA)對設計原型進行測量。分析結果顯示了負載功率和源功率之間的關系。 為了測定變壓器的低頻響應，必需知道鐵氧體磁芯的特性，因為電感因子Al與特定頻率有關。除此之外，還需獲知源的內部阻抗(Rg)，這樣設計人員可以求得低頻截止頻率(fi)，然后運用公式4就能夠計算出所需要的初級線圈匝數(Np)。要確定高頻響應，需要知道傳輸線在所需要的工作頻率上的一些特性值，比如特性阻抗(Zo)，傳播速度(vp)，以及相位因子()。有了源阻抗值(Rg)和負載阻抗(Rc)值，就可以根據公式6求出特性阻抗(Zopt)的最佳理論值。知道了傳輸線的各特性值，高頻截止頻率(fs)和傳輸線的實際特性阻抗Zo，就有可能計算出傳播速度(vp)和相位因子()。利用實際的特性阻抗值Zo，它和Zopt之間的差就可以確定，最后求出fs下的插損。圖4顯示了如何通過實際特性阻抗(Zo)和插損求得k值。已知k、vp和fs值，就可以可通過下式計算出達到以往規(guī)格所需的傳輸線長度(l)：MathWorks的MATLAB數學分析軟件曾被用來分析這種變壓器器件模型的響應。分析中，把單獨的低頻(公式1)響應和高頻(公式5)響應的插損響應結合在了一起。將所需的目標值代入MATLAB公式，可獲得寬帶變壓器的最終響應。為了執(zhí)行MATLAB模型數值響應的電氣仿真，使用了ADS建模軟件。該軟件有一個很有用的內部源模型，稱為XFERRUTH，其變量參數包括匝數(N)、電感因子(AL)、傳輸線特性阻抗(Z)、傳輸線電氣長度(E)，以及計算傳輸線長度所需要的參考頻率(F)。為了對變壓器響應進行散射參數(S參數)仿真，ADS采用它的S_Param建模器，按照規(guī)定的步長和刻度步長調節(jié)初始(開始)的和最終(停止)的掃頻頻率。源和負載阻抗由一個阻抗值為Z的、被稱為Term的特殊終端表示。圖5所示為ADS仿真中所用的電路。 測量在Advantest的一個商用VNA，300kHz至3.8GHz模型R3765CG上進行。這個分析儀配有50端接阻抗的非平衡測試端口。由于寬帶unun阻抗變壓器具有非平衡終端，轉換比率為1:4，為了讓該器件與測試設備相匹配，需要另一個轉換比率為4:1的器件來執(zhí)行阻抗轉換。圖6和圖7顯示了所有的終端連接。測試終端和所有用于VNA的線纜都經過校準，以最大限度地減少它們出現錯誤的可能性。插損和通帶響應利用表示為對數幅值形式的傳輸系數S21來分析。我們對幾種測量條件下的分析式(MATLAB)、數值式(ADS)和實驗模型的結果進行了比較。實驗中采用了Sontag Componentes Eletronicos的環(huán)形鐵氧體磁芯模型E1003C5。它的幾何和電磁數據包括10mm的外直徑、5mm的內直徑，3mm的寬度，11的相對磁導率(r)，以及4.2nH/匝數2的電感因子(Al)。