高速電路設(shè)計(jì)

高速電路設(shè)計(jì)12/8/2024前言

數(shù)字信號(hào)應(yīng)該是干凈、快速跳變的信號(hào)；具有穩(wěn)定、有效的邏輯電平；準(zhǔn)確的時(shí)間位置，且沒有瞬態(tài)變化但是在高速數(shù)字電路設(shè)計(jì)中，由于信號(hào)變化很快，這時(shí)候模擬電路中分析的那些影響會(huì)產(chǎn)生很大的作用，使得信號(hào)失真、變形，或者產(chǎn)生毛刺、串?dāng)_等，作為高速數(shù)字電路的設(shè)計(jì)者，必須知道這些原理在高速電路中，快速信號(hào)的上升時(shí)間使模擬電路效果的影響大為增加。我們感受到的是完全不同的邏輯信號(hào)情形。邏輯信號(hào)常?？雌饋碛性S多毛刺、參差不齊而且發(fā)生畸變12/8/20241目錄基礎(chǔ)知識(shí)邏輯門電路的高速特性傳輸線電源完整性12/8/202421.基礎(chǔ)知識(shí)什么是高速電路？

在低頻電路里面，我們可以隨便直接使用一個(gè)導(dǎo)線把兩個(gè)電路連接起來，但在高頻時(shí)就不同了，同樣一段導(dǎo)線，在高頻時(shí)因電感太大而無法完成短接功能。

當(dāng)頻率急劇提高時(shí)，那些電氣參數(shù)也會(huì)發(fā)生變化。

例如，在1KHz時(shí)，一段短導(dǎo)線測(cè)量得到的電阻為0.01Ω，而在1GHz時(shí)，由于趨膚效應(yīng)，電阻增加到1.0Ω，而且還得到了50Ω的感抗

高速不等于高頻，不能說高于多少M(fèi)Hz以上就是高速,高速和信號(hào)上升沿有關(guān)系，當(dāng)信號(hào)的上升時(shí)間和信號(hào)的傳輸延時(shí)可以比擬的時(shí)候，這就是高速設(shè)計(jì),常見的有信號(hào)的上升時(shí)間小于6倍的傳輸延時(shí)，也有說2倍或者3倍的，幾倍不是關(guān)鍵，關(guān)鍵是兩者在一個(gè)數(shù)量級(jí)了，我們就得考慮高速帶來的影響

當(dāng)數(shù)字信號(hào)，0不再是簡(jiǎn)單的0，1不再是簡(jiǎn)單的1，我們必須用模擬電路的分析方法來考慮數(shù)字信號(hào)的時(shí)候，就是高速12/8/20243高速數(shù)字信號(hào)的頻譜特性12/8/20244上圖是一個(gè)隨機(jī)數(shù)字信號(hào)和它的頻譜功率密度,它的時(shí)鐘頻率是Fclock

，每個(gè)時(shí)鐘對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)輸入是隨機(jī)的。在這個(gè)例子中10%～90%上升時(shí)間叫做Tr，在這里是時(shí)鐘周期的1%,在時(shí)鐘的整數(shù)倍時(shí)是非常小的值，并且從Fclock

開始直到Fknee（轉(zhuǎn)折頻率）以斜率-20dB/10倍頻下降，越過了轉(zhuǎn)折頻率以后頻譜線下降的速度急劇增加，大大快于-20dB/10倍頻，在轉(zhuǎn)折頻率位置，頻譜幅值是正常下降速率點(diǎn)再往下降(-6.8dB)對(duì)于任何數(shù)字信號(hào)，轉(zhuǎn)折頻率的值與電路信號(hào)沿的上升時(shí)間Tr（或下降時(shí)間）有關(guān)，而與時(shí)鐘頻率無關(guān)：Fknee=0.5/Tr電路的高頻響應(yīng)影響它的瞬時(shí)事件處理（比如上升時(shí)間）電路的低頻響應(yīng)影響電路的長(zhǎng)時(shí)間事件處理（比如一個(gè)穩(wěn)定的長(zhǎng)時(shí)脈沖）12/8/20245數(shù)字脈沖的大部分能量集中在低于Fknee

的頻率范圍內(nèi)電路在Fknee處的特性決定了它對(duì)變化沿的處理數(shù)字信號(hào)的兩個(gè)重要特性：

1.任何在其Fknee頻率以內(nèi)具有一個(gè)平坦頻率響應(yīng)的電路，可以允許數(shù)字信號(hào)幾乎無失真地通過

2.數(shù)字信號(hào)在Fknee

頻率以上的頻率特性對(duì)于它如何處理數(shù)字信號(hào)幾乎沒有影響12/8/20246接收(NRZ)數(shù)字信號(hào)時(shí)，系統(tǒng)需要的帶寬是0.75×Fclock

所以2.5Gb/s的接收機(jī)帶寬2GHz就足夠了，可以正確判斷“0”“1”就行正確顯示一個(gè)2.5Gb/s數(shù)字信號(hào)的波形，示波器的模擬帶寬要有10GHz以上!

需要顯示正確、完整的波形12/8/20247時(shí)間與距離電信號(hào)在傳輸線或者PCB線路上面的傳輸速度取決于周圍的介質(zhì)，傳輸延時(shí)的單位是ps/inch（皮秒每英寸），傳輸速度的單位是inch/ps（英寸每皮秒），它們是倒數(shù)關(guān)系傳輸延時(shí)與導(dǎo)線周圍介質(zhì)的介電常數(shù)的平方根成正比。同軸電纜廠家通常使用泡沫塑料或者有皺紋的材料作為絕緣材料，以減小電纜的有效介電常數(shù)，從而減小傳輸延時(shí)和介質(zhì)損耗。表中列出了兩種不同絕緣介質(zhì)的同軸電纜PCB走線的單位延遲取決于基板材料的介電常數(shù)和走線的幾何外形，F(xiàn)R-4在低頻時(shí)介電常數(shù)大約是4.7±20%，而在高頻時(shí)劣化為4.5(傳播延遲約為5.5ps～7ps/mm)12/8/20248集總與分布系統(tǒng)傳導(dǎo)系統(tǒng)對(duì)于輸入信號(hào)的響應(yīng)，很大程度上取決于系統(tǒng)的尺寸是大于還是小于信號(hào)最快電特性的有效長(zhǎng)度

一個(gè)電氣特性的有效長(zhǎng)度，比如上升沿，由該特性的持續(xù)時(shí)間和它的傳播延遲來決定，例如，一個(gè)ECL信號(hào)的上升沿大約為1ns，它沿著FR4印刷電路板內(nèi)層走線傳播時(shí)，其有效長(zhǎng)度為5.6in（142.24mm）：如圖所示，一個(gè)躍變電壓沿一條10in長(zhǎng)的直導(dǎo)線傳輸時(shí)的電位，1ns的上升沿從走線左端注入，隨著該脈沖沿走線向前傳播，線上各點(diǎn)的電位是不同的。這個(gè)系統(tǒng)對(duì)輸入脈沖的響應(yīng)是沿走線分布的，所以稱之為分布式系統(tǒng)如果及寸足夠小，并且所有點(diǎn)同時(shí)響應(yīng)為一個(gè)統(tǒng)一電位，則稱之為集總系統(tǒng)尺寸小于信號(hào)傳輸有效長(zhǎng)度的1/6，那么我們就把他看做是一個(gè)集總電路12/8/20249分布電路和集總電路上電位在不同時(shí)間的瞬時(shí)波形圖12/8/202410高速電路中的4種類型的電抗普通電容—兩個(gè)具有不同電位的導(dǎo)體之間都會(huì)產(chǎn)生電容。普通電感—只要存在電流，就會(huì)產(chǎn)生電感寄生電容—只要存在兩個(gè)電路就會(huì)有電容。一個(gè)電路的電壓產(chǎn)生電場(chǎng)，該電場(chǎng)會(huì)影響第二個(gè)電路。這種互相影響會(huì)隨距離的增加而迅速減小寄生電感—只要存在兩個(gè)電流回路，就會(huì)有互感寄生電感和寄生電容都會(huì)產(chǎn)生寄生耦合與寄生感應(yīng)

所謂“寄生”就是指不是在設(shè)計(jì)電路時(shí)原定的、電路圖上也沒有標(biāo)示，但是它卻引起意外的耦合和感應(yīng)在高速電路中，寄生電感通常比寄生電容的問題更嚴(yán)重12/8/2024112.邏輯門電路的高速特性

在數(shù)字設(shè)備的設(shè)計(jì)中，功耗、速度和封裝是我們主要考慮因素，每位設(shè)計(jì)者都希望功耗最低、速度最快并且封裝最小最便宜，遺憾的是，沒有任何一種邏輯系列產(chǎn)品在所有這些方面讓使用者完全滿意12/8/202412功耗高速邏輯電路的功耗有四種類型：

輸入功率

內(nèi)部功耗

驅(qū)動(dòng)電路功耗

輸出功率

這四種功率類型中又可細(xì)分為靜態(tài)和動(dòng)態(tài)功耗TTL/CMOS電路靜態(tài)功耗不大，但動(dòng)態(tài)功耗會(huì)隨著工作頻率的升高而上升ECL/CML電路動(dòng)態(tài)和靜態(tài)功耗相差不大，它的功耗要比TTL/CMOS電路大得多，這是以功耗的代價(jià)換得的高速性能CML電路功耗比ECL電路要小很多，現(xiàn)在2.5Gbps以上的芯片大多采用CML電路12/8/202413封裝引腳電感幾乎所有的封裝，當(dāng)用于高速電路的時(shí)候，都存在一些問題包括引腳電感、引腳電容和散熱問題等器件封裝的個(gè)別管腳的電感會(huì)產(chǎn)生被稱為“地彈”(groundbounce)的現(xiàn)象，這種現(xiàn)象在邏輯輸出發(fā)生翻轉(zhuǎn)的時(shí)候會(huì)導(dǎo)致邏輯輸入的毛刺由于輸出轉(zhuǎn)換而引起的內(nèi)部參考地電位漂移稱為“地彈”地彈可能引起輸入端的誤觸發(fā)12/8/202414BiCMOS電路產(chǎn)生的地彈波形12/8/202415引腳電感減少地彈的方法降低輸出翻轉(zhuǎn)時(shí)間是一個(gè)好辦法。ECL、CMOS、FCT和一些新的總線驅(qū)動(dòng)器件采用內(nèi)嵌的電路設(shè)計(jì)，在對(duì)傳輸延時(shí)影響最小的前提下降低翻轉(zhuǎn)速度采用圍繞器件分布很多地線,地線在封裝內(nèi)分布均勻，這是一個(gè)很好的方法，地線在芯片周圍均勻地展開放置要優(yōu)于將許多地線集中在一起差分輸入也可達(dá)到同樣的目的，而且更加有效12/8/202416引腳電容邏輯器件相鄰引腳之間存在寄生電容(雜散電容)能夠在敏感的輸入引腳上耦合出噪聲電壓與引腳電感的影響相比，引腳電容的影響要小得多在高速狀態(tài)下，器件封裝的電感至關(guān)重要12/8/2024173.傳輸線在高頻數(shù)字電路中，傳輸線的性能優(yōu)于普通的直連導(dǎo)線，主要體現(xiàn)在：

1、信號(hào)變形小

2、電磁干擾很小，傳輸線結(jié)構(gòu)保證了信號(hào)返回電流緊貼輸出路徑，使電流環(huán)路面積最小，輸出和返回電流產(chǎn)生的磁場(chǎng)相互抵消，極大地減少了EMI（電磁輻射）問題

3、信號(hào)串?dāng)_少同時(shí)傳輸線也有它的缺點(diǎn)，例如需要更高的驅(qū)動(dòng)功率，但在高速電路中，信號(hào)的性能是最重要的，因此傳輸線的使用也是必然的12/8/202418普通直連導(dǎo)線的缺點(diǎn)分布參數(shù)電路如果沒有終端匹配會(huì)產(chǎn)生振鈴，集中參數(shù)電路如果Q值過高，也會(huì)產(chǎn)生振鈴直連導(dǎo)線有很大的分布電感，該電感與一個(gè)大的電容負(fù)載一起工作時(shí)，就會(huì)形成一個(gè)高Q值電路當(dāng)電流環(huán)路面積較大時(shí)，電流的快速變化會(huì)產(chǎn)生瞬變磁場(chǎng)，減小電流環(huán)路面積可以降低EMI直連導(dǎo)線盡可能靠近地平面分布，效果要比捆扎在一起好得多12/8/202419傳輸線傳輸線由任意兩條有一定長(zhǎng)度的導(dǎo)線組成，為區(qū)分這兩條導(dǎo)線，把一條稱為信號(hào)路徑，另一條稱為返回路徑傳輸線有許多異乎尋常的特性，這里這研究那些與高速數(shù)字信號(hào)在銅介質(zhì)上分布規(guī)律有關(guān)的基本現(xiàn)象我們?cè)谶@里主要討論的傳輸線形式有同軸線、雙絞線、微帶線、和帶狀線12/8/202420理想的無失真、無損耗傳輸線理想的傳輸線由兩部分導(dǎo)體組成，導(dǎo)體的電阻為零，無限延伸并均勻分布在橫截面中。圖中為四種常用的規(guī)格，包括平衡雙絞線和做非平衡線如同軸線、微帶線、帶狀線。在平衡傳輸線中，信號(hào)電流從一根電纜流出從另一根電纜流回。在非平衡傳輸線中，信號(hào)從單根電纜中流出從某個(gè)地線連接中流回。在非平衡傳輸線中地線往往比信號(hào)線粗，可能被多個(gè)信號(hào)線共用。加在理想傳輸線一端的電壓始終保持無失真、無衰減的傳輸。理想傳輸線具有下列三種特性：長(zhǎng)度是無限的信號(hào)在傳輸中不會(huì)變形信號(hào)在傳輸中不被衰減12/8/202421理想傳輸線上任何一點(diǎn)的電壓都是輸入波形的復(fù)制，只是沿傳輸線向前有一定的延遲在真空中電磁波速為0.0118in/ps(0.2997mm/ps)，或者為84.7ps/in(3.3364ps/mm)的時(shí)間延遲傳輸線的傳播延遲與其單位長(zhǎng)度的串聯(lián)電感和單位長(zhǎng)度的并聯(lián)電容有關(guān)理想傳輸線有一個(gè)電阻性的輸入阻抗，是一個(gè)常數(shù)，也不是頻率的函數(shù)12/8/202422有損耗傳輸線實(shí)際傳輸線中串聯(lián)電阻并不為0，這個(gè)串聯(lián)電阻會(huì)引起傳播信號(hào)的衰減(損耗)和畸變對(duì)于實(shí)際傳輸線傳輸線，特性阻抗是與頻率密切相關(guān)的一個(gè)函數(shù)對(duì)于工作在低損耗范圍的傳輸線，R很小，可以忽略

特性阻抗12/8/202423傳輸線的損耗─趨膚效應(yīng)導(dǎo)體工作在低頻時(shí)，其中的電流分布是均勻的，也就是說，電流在導(dǎo)體的中間和表層是相等的。工作在高頻時(shí)，導(dǎo)體中的電流大部分分布在表面，在中間幾乎沒有電流通過，如右圖所示電流滲透的平均深度，稱為趨膚深度，在高頻時(shí)，趨膚深度是很薄的，電流密度在導(dǎo)體內(nèi)從外層到內(nèi)層按指數(shù)規(guī)律下降，平均趨膚深度是頻率w、導(dǎo)體的導(dǎo)磁率μ、電阻系數(shù)ρ的函數(shù):趨膚深度12/8/202424傳輸線的損耗─介電損耗如果將一塊環(huán)氧印制板材料（無銅）放到一個(gè)微波烤箱里烤1分鐘，很快就會(huì)變熱，如果用耐熱玻璃也一樣會(huì)變熱，被絕緣體吸收的熱量是與該種材料的介電損耗系數(shù)（dielectriclossfactor）成正比當(dāng)絕緣材料作為傳輸線的絕緣介質(zhì)時(shí)，介電損耗會(huì)轉(zhuǎn)化為信號(hào)衰減介電損耗是頻率的函數(shù)，在1GHz以下的信號(hào)傳輸時(shí)，可以忽略介電損耗，實(shí)際上，在光模塊中，由于所有傳輸線都很短，速率低于2.5Gb/s時(shí)，采用FR4板材也可以忽略介電損耗在使用同軸電纜傳輸高速(2.5Gb/s以上)數(shù)字信號(hào)時(shí)，介電損耗變得更有意義，必須加以考慮12/8/202425傳輸線的物理基礎(chǔ)通常，我們使地線作為信號(hào)的返回路徑但是在傳輸線的情況下，返回電流是緊靠信號(hào)電流的，即使信號(hào)路徑是彎曲時(shí)也是一樣的，因?yàn)樵诟哳l時(shí)，信號(hào)路徑和返回路徑的電感要最小化，這意味著只要導(dǎo)體情況允許，返回路徑會(huì)盡可能靠信信號(hào)路徑分布

在低速電路中，電流沿著最小電阻路徑前進(jìn)

在高速電路中，電流沿著最小電感路徑前進(jìn)我們?cè)诜治鰝鬏斁€的問題時(shí)必須拋開“地線”，而只考慮“返回路徑”這個(gè)概念12/8/202426傳輸線的阻抗如果向傳輸線輸入階躍信號(hào)，在某一時(shí)刻我們就能在信號(hào)路徑相鄰兩點(diǎn)間測(cè)量到電壓和電流，這就是信號(hào)信號(hào)就是信號(hào)路徑與返回路徑之間的電壓差。當(dāng)信號(hào)在傳輸線上傳播時(shí)，兩導(dǎo)線之間就會(huì)產(chǎn)生電壓，而這個(gè)電壓又使兩導(dǎo)線間產(chǎn)生電場(chǎng)12/8/202427信號(hào)電流經(jīng)過傳輸線的分布電容流到返回路徑上，只有信號(hào)電壓變化的地方，即dv/dt不為0的地方，電流才從信號(hào)路徑流到返回路徑上12/8/202428信號(hào)沿傳輸線向前傳播，會(huì)有一個(gè)瞬時(shí)電壓與電流，信號(hào)受到的阻抗就像電阻性負(fù)載一樣，電壓與電流的比值—瞬態(tài)阻抗其中：Z—傳輸線的瞬態(tài)阻抗ΩCL—單位長(zhǎng)度電容量pF/inv—材料中的光速εr—材料的介電常數(shù)瞬態(tài)阻抗是有時(shí)間概念的—在不同時(shí)刻可能會(huì)有不同值12/8/202429傳輸線的特性阻抗對(duì)于均勻傳輸線，信號(hào)在上面?zhèn)鞑r(shí)，在其任何一處受到的瞬時(shí)阻抗都是相同的特性阻抗就是反映傳輸線的恒定瞬態(tài)阻抗特性阻抗描述了信號(hào)沿傳輸線傳播時(shí)所受到的瞬態(tài)阻抗傳輸線的特性阻抗為：由上式可以知道，單位長(zhǎng)度電容值與特性阻抗值成反比關(guān)系，所以，在PCB上線寬度增加、介質(zhì)厚度減小則特性阻抗變小。對(duì)FR4板上的微帶線，當(dāng)線寬是介質(zhì)厚度兩倍時(shí)，其特性阻抗約為50Ω─經(jīng)驗(yàn)公式12/8/202430用歐姆表來測(cè)量一段50歐同軸電纜的輸入阻抗會(huì)有什么結(jié)果呢？(聯(lián)想一下，用指針式歐姆表測(cè)電容，電表的反應(yīng))假如有一根非常長(zhǎng)的RG58(50歐)電纜，它一直通向月球--長(zhǎng)約240000mile，在RG58電纜中電磁波傳播速度約為每秒130000mile，電壓波從一端到末端約花近2秒，返回又需2秒，如果將歐姆表連到該電纜的始端，那么在電壓波返回的4秒內(nèi)，傳輸線上的電流是一個(gè)恒量，等于信號(hào)在傳播時(shí)給每小段電纜的電容充電的電流，就是說電源感受到的瞬態(tài)阻抗并即為電纜的特性阻抗，歐姆表在最初4秒內(nèi)的讀數(shù)就是電纜的特性阻抗—50Ω，而在4秒之后，歐姆表的讀數(shù)就會(huì)是無窮大—開路12/8/202431在往返時(shí)間內(nèi)，驅(qū)動(dòng)器把傳輸線的阻抗視為電阻負(fù)載，其大小等于該線的特性阻抗特性阻抗與頻率的關(guān)系介質(zhì)材料的介電常數(shù)會(huì)隨頻率的增大而變化，但變化比較微小由于趨膚效應(yīng)的影響，單位長(zhǎng)度電感會(huì)隨頻率而變化，實(shí)際上，在低頻時(shí)電感較大，隨著頻率升高越來越多的電流分布在外表面，電感會(huì)下降，即隨著頻率升高特性阻抗將下降到某一恆定值在1盎司銅的FR4板上50Ω微帶線，特性阻抗從1MHz開始下降直到50MHz，從直流到高頻特性阻抗約下降7Ω，變化小于15％12/8/202432為什么我們使用50Ω（差分100Ω）特性阻抗？在有線電視系統(tǒng)中采用75Ω的同軸電纜，而在射頻/微波系統(tǒng)中大多采用50Ω電纜和傳輸線50Ω特性阻抗是同軸線幾何外形的衰減和可制造性的最佳平衡點(diǎn)，采用這個(gè)值的設(shè)備越多，它們的兼容性越好根據(jù)互連線特性阻抗的變化，各種系統(tǒng)問題的權(quán)衡，以確定最佳特性阻抗，在大多數(shù)系統(tǒng)中，50Ω是很好的折中方案因?yàn)椴煌目紤]，在設(shè)計(jì)PCB上互連線時(shí)，當(dāng)然也可選擇其它阻抗值，例如，驅(qū)動(dòng)器與LD的連線就不是50Ω12/8/202433傳輸線的一階模型把傳輸線看作一個(gè)電路元件，它有兩個(gè)重要的特征：恒定的瞬態(tài)阻抗和相應(yīng)的時(shí)延。它的模型是分布式模型，因?yàn)閭鬏斁€的各個(gè)特性是分布在整條線上的把信號(hào)路徑和返回路徑導(dǎo)線的每一小節(jié)描述成回路電感12/8/202434運(yùn)用網(wǎng)絡(luò)理論，根據(jù)傳輸線的參數(shù)，可以得到傳輸線的特性阻抗：傳輸線的時(shí)延：其中：Z0為特性阻抗—單位ΩLL為傳輸線的單位長(zhǎng)度回路電感--單位nH/inCL為單位長(zhǎng)度電容--單位nF/inTD為傳輸線的時(shí)延--單位nsLtotal為傳輸線的總電感--單位nHCtotal為傳輸線的總電容─單位nF12/8/202435傳輸線與反射如果信號(hào)沿傳輸線傳播時(shí)所受到的瞬態(tài)阻抗發(fā)生變化，則一部分信號(hào)將被反射，另一部分發(fā)生失真并繼續(xù)向終端傳播下去信號(hào)在傳輸線上傳播時(shí)，其路徑上每一步都有相應(yīng)的瞬態(tài)阻抗，如果，無論什么原因使瞬態(tài)阻抗發(fā)生改變(阻抗突變)，部信號(hào)將沿著相反方向反射，另一部分將繼續(xù)傳播，但幅度會(huì)有改變12/8/202436只要信號(hào)遇到阻抗突變，就會(huì)有反射信號(hào)，同時(shí)繼續(xù)傳播的信號(hào)也會(huì)有一定的畸變反射形成機(jī)理信號(hào)到達(dá)阻抗不同的(Z1、Z2)交界面，此時(shí)在導(dǎo)體中僅存在一個(gè)電壓和一個(gè)電流回路，在交界面兩側(cè)的電壓和電流必定是相等的，否則在此處要有一個(gè)無限大的電場(chǎng)和無限大的磁場(chǎng)在交界面處應(yīng)該有V1=V2、I1=I2，而I1=V1/Z1，I2=V2/Z2，所以當(dāng)Z1≠Z2時(shí)，這四個(gè)關(guān)系式不能同時(shí)成立。當(dāng)信號(hào)穿越阻抗不連續(xù)的點(diǎn)時(shí)，會(huì)產(chǎn)生反射電壓與電流，從而使得分界面兩邊的電壓和電流相等（基爾霍夫定律）。這樣就有如下公式：12/8/202437入射信號(hào)穿越分界面時(shí)，產(chǎn)生了反射電壓和電流，從而使分界面兩側(cè)電壓和電流回路相匹配Inc-入射trans-傳輸ref-反射12/8/202438其中，由歐姆定律有：

將基爾霍夫電流定律的電流用V/Z替代后：

將Vtrans替換后：

由該公式我們可以得出：

反射系數(shù)：傳輸系數(shù)：

ρ在任何電路的節(jié)點(diǎn)上，流入的電流和流出的電流必定相等，所以入射電流Iinc、反射電流Irefl和傳播電流Itrans，滿足電流相同的條件：

Iinc-Irefl=Itrans由上述可知，只有產(chǎn)生了反射電壓和反射電流，交界兩側(cè)的電壓和電流才可以是連續(xù)的，整個(gè)系統(tǒng)才是平衡的12/8/202439反射信號(hào)量由瞬態(tài)阻抗的變化量決定，反射信號(hào)與入射信號(hào)的幅值之比定義為反射系數(shù)ρ：

Vreflected為反射電壓 Vincident為入射電壓

Z1為信號(hào)最初所在區(qū)域的瞬態(tài)阻抗

Z2為信號(hào)進(jìn)入?yún)^(qū)域2時(shí)的瞬態(tài)阻抗Z1和Z2差異越大，反射信號(hào)量就越大，如Z1=50Ω、Z2=75Ω反射系數(shù)為(75-50)/(75+50)=20％。這意味著，無論波形是什么形狀，只要遇到分界面，波形的各部分都有20％被反射回去只要在信號(hào)傳播路徑中有阻抗突變，信號(hào)就會(huì)發(fā)生反射，這一特征就是高速數(shù)字電路中所有信號(hào)質(zhì)量問題的根源12/8/202440為了減小由于這一基本特性造成的信號(hào)完整性問題，在所有的高速電路板中都必須考慮以下四個(gè)重要的設(shè)計(jì)要素：

1.使用可控阻抗傳輸線 2.傳輸線末端至少有一個(gè)終端匹配 3.使用能使多分支產(chǎn)生影響最小的布線拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 4.盡可能減小幾何結(jié)構(gòu)的不連續(xù)性12/8/202441傳輸線的驅(qū)動(dòng)

信號(hào)進(jìn)入傳輸線時(shí)，驅(qū)動(dòng)源有內(nèi)阻，其內(nèi)阻對(duì)進(jìn)入傳輸線的初始電壓及隨后的多次反射都有重要的影響，當(dāng)反射波到達(dá)源端時(shí)，源端的輸出阻抗就作為此時(shí)的瞬態(tài)阻抗，該輸出阻抗值決定了反射波再次反射回遠(yuǎn)端的情況12/8/202442已知源電壓為1V，源內(nèi)阻為10Ω，則實(shí)際進(jìn)入時(shí)延為1ns的50Ω?jìng)鬏斁€的電壓為0.84V，這是傳輸線的初始入射電壓，假設(shè)傳輸線的遠(yuǎn)端是開路，忽略傳輸線損耗，通過計(jì)算，可以作出以下的反彈圖和末端的波形圖12/8/202443由于遠(yuǎn)端開路，所以遠(yuǎn)端的電壓最終趨于源電壓1V遠(yuǎn)端得到的最大電壓是1.68V，大于源電壓，它是由傳輸線的分布電容和分布電感諧振產(chǎn)生的傳輸線的非故意突變?cè)赑CB設(shè)計(jì)中可能遇到的阻抗突變：傳輸線的特性阻抗與末端阻抗不等傳輸線拐角處線寬變化傳輸線上的焊盤樁線或分支信號(hào)線層間過孔傳輸線下地線層有間隙

任何阻抗突變都會(huì)引起信號(hào)反射和信號(hào)畸變，設(shè)計(jì)一個(gè)絕對(duì)沒有反射的互連線是不可能的，但是我們應(yīng)盡量使反射造成的噪聲在電壓擺幅的10％以內(nèi)—經(jīng)驗(yàn)法則12/8/202444何時(shí)需要端接如果傳輸線沒有正確的端接，信號(hào)將在兩端來回反彈，當(dāng)導(dǎo)線很長(zhǎng)時(shí)，多次反射會(huì)引起信號(hào)完整性問題--振鈴，如果導(dǎo)線足夠短，雖然依舊發(fā)生了多次反射，但它們卻被上升或下降沿掩蓋了，不會(huì)引起問題經(jīng)驗(yàn)法則：當(dāng)傳輸線時(shí)延TD小于信號(hào)上升時(shí)間的20％時(shí)，可以不用終端端接，振鈴噪聲可以忽咯

注：在FR4板信號(hào)傳播速度約為6in/ns或150mm/ns12/8/202445當(dāng)傳輸線的延時(shí)分別為信號(hào)上升時(shí)間的20％、30％和40％時(shí)，在終端無端接的遠(yuǎn)端觀測(cè)到的100MHz時(shí)鐘波形差分對(duì)傳輸線差分對(duì)傳輸線的一根攜帶信號(hào)，另一根攜帶它的互補(bǔ)信號(hào)，所需的信號(hào)就是兩條傳輸線上的電壓差，它攜帶著要傳輸?shù)男盘?hào)差分信號(hào)傳輸與單端信號(hào)傳輸相比有很多優(yōu)點(diǎn)：

1.輸出驅(qū)動(dòng)總的di/dt會(huì)比單端信號(hào)線上的大幅降低，從而減少了軌道塌陷和潛在的電磁干擾(EMI)

2.接收器中的差分放大器增益更高

3.差分信號(hào)在一對(duì)緊耦合差分對(duì)中傳播時(shí)，抗干擾性能更好

4.使用低價(jià)的雙絞線即可實(shí)現(xiàn)較遠(yuǎn)距離差分信號(hào)的傳輸差分對(duì)傳輸線的特性阻抗是單端傳輸線的兩倍12/8/202446差分對(duì)傳輸線需要哪些條件從理論上來說任意兩條傳輸線都能構(gòu)成一個(gè)差分對(duì)，但只有滿足以下四點(diǎn)才能優(yōu)化它的傳輸性能：它的橫截面(線寬度)必須是恒定不變的，而且對(duì)差分信號(hào)有一個(gè)恒定阻抗，以保證反射和失真達(dá)到最小每根線上的時(shí)延時(shí)相同，即兩條傳輸線的長(zhǎng)度相等，以確保差分信號(hào)邊沿陡峭，兩條線上的時(shí)延或錯(cuò)位(skew)都會(huì)使部分差分信號(hào)變成共模信號(hào)兩條傳輸線要完全對(duì)稱，即線的寬度和兩線間的介質(zhì)間距完全相同，任何不對(duì)稱就會(huì)使部分差分信號(hào)變成共模信號(hào)差分對(duì)的兩條傳輸線不一定有耦合，但沒有耦合將導(dǎo)致差分對(duì)抗噪聲能力下降，線間耦合程度越強(qiáng)，差分信號(hào)就越不容易受到外界干擾12/8/2024474.電源完整性2005年，IEEEEMC研討會(huì)的電源輸送小組為電源輸送網(wǎng)絡(luò)提出了一個(gè)電源完整性的完整定義:電源輸送網(wǎng)絡(luò)（PDN）必須為IC提供足夠干凈的電源PDN必須為信號(hào)提供低噪返回路徑PDN的輻射不能過大12/8/202448接地層為了實(shí)施接地層，雙面PCB（或多層PCB的一層）的一面由連續(xù)銅制造，而且用作地。其理論基礎(chǔ)是大量金屬具有可能最低的電阻。由于使用大型扁平導(dǎo)體，它也具有可能最低的電感。因而，它提供了最佳導(dǎo)電性能，包括最大程度地降低導(dǎo)電平面之間的雜散接地差異電壓接地層概念還可以延伸，包括電壓層。電壓層提供類似于接地層的優(yōu)勢(shì)—極低阻抗的導(dǎo)體—但只用于一個(gè)（或多個(gè)）系統(tǒng)電源電壓。因此，系統(tǒng)可能具有多個(gè)電壓層以及接地層保持低阻抗大面積接地層對(duì)目前所有模擬電路都很重要。接地層不僅用作去耦高頻電流（源于快速數(shù)字邏輯）的低阻抗返回路徑，還能將EMI/RFI輻射降至最低。由于接地層的屏蔽作用，電路受外部EMI/RFI的影響也會(huì)降低如上一節(jié)所述，接地層還是傳輸高速信號(hào)的返回路徑雖然接地層可以解決很多地阻抗問題，但它們并非靈丹妙藥。即使是一片連續(xù)的銅箔，也會(huì)有殘留電阻和電感；在特定情況下，這些就足以妨礙電路正常工作，所以必須在各供電節(jié)點(diǎn)接入退耦電容，進(jìn)一步降低芯片的電源供電阻抗12/8/202449電源噪聲是如何產(chǎn)生的？電源系統(tǒng)的噪聲來源有三個(gè)方面：穩(wěn)壓電源芯片本身的輸出并不是恒定的，會(huì)有一定的波紋穩(wěn)壓電源無法實(shí)時(shí)響應(yīng)負(fù)載對(duì)于電流需求的快速變化,多數(shù)常用的穩(wěn)壓源調(diào)整電壓的時(shí)間在毫秒到微秒量級(jí)。因此，對(duì)于負(fù)載電流變化頻率在直流到幾百KHz之間時(shí)，穩(wěn)壓源可以很好的做出調(diào)整，保持輸出電壓的穩(wěn)定。當(dāng)負(fù)載瞬態(tài)電流變化頻率超出這一范圍時(shí)，穩(wěn)壓源的電壓輸出會(huì)出現(xiàn)跌落，從而產(chǎn)生電源噪聲3.負(fù)載瞬態(tài)電流在電源路徑阻抗和地路徑阻抗上產(chǎn)生的壓降，PCB

板上任何電氣路徑不可避免的會(huì)存在阻抗，不論是完整的電源平面還是電源引線。另外，引腳及焊盤本身也會(huì)有寄生電感存在，瞬態(tài)電流流經(jīng)此路徑必然產(chǎn)生壓降，因此負(fù)載芯片電源引腳處的電壓會(huì)隨著瞬態(tài)電流的變化而波動(dòng)，這就是阻抗產(chǎn)生的電源噪聲12/8/202450電容去耦的兩種解釋采用電容去耦是解決電源噪聲問題的主要方法。這種方法對(duì)提高瞬態(tài)電流的響應(yīng)速度，降低電源分配系統(tǒng)的阻抗都非常有效對(duì)于電容去耦，很多資料中都有涉及，但是闡述的角度不同。有些是從局部電荷存儲(chǔ)（即儲(chǔ)能）的角度來說明，有些是從電源分配系統(tǒng)的阻抗的角度來說明，還有些資料的說明更為混亂，一會(huì)提儲(chǔ)能，一會(huì)提阻抗，因此很多人在看資料的時(shí)候感到有些迷惑。其實(shí)，這兩種提法，本質(zhì)上是相同的，只不過看待問題的視角不同而已12/8/202451從儲(chǔ)能的角度來說明電容去耦原理通常會(huì)在負(fù)載芯片周圍放置很多電容，這些電容就起到電源去耦作用電容電流的公式：只要電容量C足夠大，只需很小的電壓變化，電容就可以提供足夠大的電流，滿足負(fù)載瞬態(tài)電流的要求。這樣就保證了負(fù)載芯片電壓的變化在容許的范圍內(nèi)。這里，相當(dāng)于電容預(yù)先存儲(chǔ)了一部分電能，在負(fù)載需要的時(shí)候釋放出來，即電容是儲(chǔ)能元件。儲(chǔ)能電容的存在使負(fù)載消耗的能量得到快速補(bǔ)充，因此保證了負(fù)載兩端電壓不至于有太大變化，此時(shí)電容擔(dān)負(fù)的是局部電源的角色12/8/202452從阻抗的角度來理解去耦原理從儲(chǔ)能的角度來理解電源去耦，非常直觀易懂，但是對(duì)電路設(shè)計(jì)幫助不大。從阻抗的角度理解電容去耦，能讓我們?cè)O(shè)計(jì)電路時(shí)有章可循。實(shí)際上，在決定電源分配系統(tǒng)的去耦電容量的時(shí)候，用的就是阻抗的概念從AB兩點(diǎn)向左看過去，穩(wěn)壓電源以及電容去耦系統(tǒng)一起，可以看成一個(gè)復(fù)合的電源系統(tǒng)。這個(gè)電源系統(tǒng)的特點(diǎn)是：不論AB兩點(diǎn)間負(fù)載瞬態(tài)電流如何變化，都能保證AB兩點(diǎn)間的電壓保持穩(wěn)定，即AB兩點(diǎn)間電壓變化很小。對(duì)于這個(gè)電路可寫出如下等式：ΔV=Z*ΔI

我們的最終設(shè)計(jì)目標(biāo)是，不論AB兩點(diǎn)間負(fù)載瞬態(tài)電流如何變化，都要保持AB兩點(diǎn)間電壓變化范圍很小，根據(jù)公式，這個(gè)要求等效于電源系統(tǒng)的阻抗Z

要足夠低12/8/202453我們是通過去耦電容來達(dá)到這一要求的，因此從等效的角度出發(fā)，可以說去耦電容降低了電源系統(tǒng)的阻抗。另一方面，從電路原理的角度來說，可得到同樣結(jié)論。電容對(duì)于交流信號(hào)呈現(xiàn)低阻抗特性，因此加入電容，實(shí)際上也確實(shí)降低了電源系統(tǒng)的交流阻抗12/8/202454實(shí)際電容的特性正確使用電容進(jìn)行電源去耦，必須了解實(shí)際電容的頻率特性。理想電容器在實(shí)際中是不存在的實(shí)際的電容器總會(huì)存在一些寄生參數(shù)，這些寄生參數(shù)在低頻時(shí)表現(xiàn)不明顯，但是高頻情況下，其重要性可能會(huì)超過容值本身實(shí)際電容器的SPICE模型，圖中，ESR代表等效串聯(lián)電阻，ESL代表等效串聯(lián)電感或寄生電感，C為理想電容自諧振頻率點(diǎn)是區(qū)分電容是容性還是感性的分界點(diǎn)，高于諧振頻率時(shí),“電容不再是電容”,因此去耦作用將下降使用電容進(jìn)行電源去耦時(shí)要特別關(guān)注這一點(diǎn)。寄生電感（等效串聯(lián)電感）是電容器在高于自諧振頻率點(diǎn)之后去耦功能被削弱的根本原因12/8/202455陶瓷電容不同封裝的各項(xiàng)參數(shù)既然電容可以看成RLC串聯(lián)電路，因此也會(huì)存在品質(zhì)因數(shù)，即Q值(損耗因子D=1/Q=tgδ)，這也是在使用電容時(shí)的一個(gè)重要參數(shù)，它和工作頻率密切相關(guān)，因?yàn)镋SR隨頻率升高而增大12/8/202456一個(gè)實(shí)際的0805封裝0.1uF陶瓷電容，其阻抗隨頻率變化的曲線電容的安裝諧振頻率當(dāng)電容安裝到電路板上后，還會(huì)引入額外的寄生參數(shù)，從而引起諧振頻率的偏移,在計(jì)算系統(tǒng)參數(shù)時(shí)，實(shí)際使用的是安裝諧振頻率，而不是自諧振頻率，因?yàn)槲覀冴P(guān)注的是電容安裝到電路板上之后的表現(xiàn)。電容在電路板上的安裝通常包括一小段從焊盤拉出的引出線，兩個(gè)或更多的過孔。我們知道，不論引線還是過孔都存在寄生電感。寄生電感是我們主要關(guān)注的重要參數(shù)，因?yàn)樗鼘?duì)電容的特性影響最大從電容到達(dá)需要去耦區(qū)域的路徑上包括焊盤、一小段引出線、過孔、2厘米長(zhǎng)的電源