相敏檢波電路總結(jié)

相敏檢波電路總結(jié)第1篇相敏檢波電路總結(jié)第1篇LCR表設(shè)計部分參考碩士論文《低頻高精度LCR測量儀的設(shè)計》

伏安法測量

Z_X=\widetilde{U}_X/\widetilde{U}_S*R

可見得到阻抗Zx，需要先計算Zx和R兩端的電壓phasor，phasor的計算可以用相敏檢波器實現(xiàn)。按照是否設(shè)置Us為零相角分為如下固定軸法和自由軸法。

真?zhèn)€測試電路主要有：正弦信號發(fā)生電路、電橋、可控增益放大電路、開關(guān)相敏檢波電路和AD轉(zhuǎn)換電路。

直接數(shù)字頻率合成器（DDS，DirectDigitalSynthesizer/?sinθisaiz?/）芯片技術(shù)，

一個正弦電源兩路90度相移的PWM信號，其中1路信號與正弦電源同相位

電橋電路

儀表三運放：高的共模抑制比

測量端口設(shè)計：四線測量法

因此，1861年開爾文發(fā)明四線測量法，也叫做開爾文法。（就是那個焦耳熱定律的開爾文），將電流和電壓的電極分離出來單獨測量。如下圖，由于電壓表內(nèi)阻相對于待測電阻和導(dǎo)線電阻很大，所以電壓表支路電流可以忽略，所以可以確保電壓表所測電壓時為待測電阻兩端電壓。

開關(guān)相敏電路

Vi輸入是一個正弦波，P1是一個開關(guān)，開關(guān)占空比恒為，與Vi同頻率，但相位有兩種。一種是與Vi同相位（例如可以算cosine）,另一種是與Vi相位差90度（可以算sine）?？梢酝ㄟ^對波形分析積分算平均值的方式得出結(jié)果。但是為了獲得直流分量，后級的低通濾波器設(shè)計需要注意。

QA：SPWM波和階梯波生成的波形頻譜分析？

相敏檢波電路總結(jié)第2篇本實用新型的目的在于提供一種相敏檢波電路，以解決上述背景技術(shù)中提出的lvdt的工作電路的解調(diào)方式，對于較小的信號電壓，二極管誤差的影響還是比較明顯的，因此這種解調(diào)方式難以做到高精度的問題。

為實現(xiàn)上述目的，本實用新型提供如下技術(shù)方案：包括變壓器和精密比較器芯片,所述變壓器的原線圈上施加一個電壓變化范圍為-2v～2v的正弦波信號,所述正弦波信號頻率為10khz，所述變壓器的兩個次級線圈與傳感器內(nèi)的兩個線圈構(gòu)成惠更斯電橋，所述變壓器原線圈的一端接入精密比較器芯片，通過與0v電壓作比較就可以識別出激勵信號的相位。

優(yōu)選的，所述精密比較器芯片輸出的相位信號，作為模擬開關(guān)的控制信號。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本實用新型的有益效果是：

1)通過精密比較器實現(xiàn)原線圈激勵信號的相位檢測，用檢測到的相位對后端的放大電路進行控制，從而實現(xiàn)相敏檢波；

2)用比較器檢測的相位信息，控制信號的同相放大和反相放大，同相放大和反相放大的倍數(shù)相同，這樣就能實現(xiàn)信號的全波檢波；

3)用在初級運放電路的反饋電阻上加上電容，來抵消變壓器線圈造成的相位偏移。

附圖說明

圖1為本實用新型電路結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本實用新型載波結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本實用新型調(diào)制信號結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為本實用新型放大后的調(diào)幅波結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5為本實用新型相敏檢測后的波形結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為本實用新型濾波后的波形結(jié)構(gòu)示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本實用新型實施例中的附圖，對本實用新型實施例中的技術(shù)方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本實用新型一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒緦嵱眯滦椭械膶嵤├?，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本實用新型保護的范圍。

在本實用新型的描述中，需要理解的是，術(shù)語“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“頂”、“底”、“內(nèi)”、“外”等指示的方位或位置關(guān)系為基于附圖所示的方位或位置關(guān)系，僅是為了便于描述本實用新型和簡化描述，而不是指示或暗示所指的裝置或元件必須具有特定的方位、以特定的方位構(gòu)造和操作，因此不能理解為對本實用新型的限制。

實施例：

請參閱圖1-6，本實用新型提供一種技術(shù)方案：一種相敏檢波電路，包括變壓器u1和精密比較器芯片u5,所述變壓器u1的原線圈上施加一個電壓變化范圍為-2v～2v的正弦波信號,所述正弦波信號頻率為10khz，所述變壓器u1的兩個次級線圈與傳感器內(nèi)的兩個線圈構(gòu)成惠更斯電橋，所述變壓器u1原線圈的一端接入精密比較器芯片u5，通過與0v電壓作比較就可以識別出激勵信號的相位。

精密比較器芯片u5輸出的相位信號，作為模擬開關(guān)的控制信號。當激勵信號相位為0～180度時，比較器7腳輸出+3v，in為+3v，k1接地，u3b的5腳電平為0v，r39、r30、r41、r42與u3b組成反相放大電路，放大發(fā)倍數(shù)為(r41+r42)/(r39+r30)＝4倍，u3b的7腳輸出電壓為-4*vs1；當激勵信號相位為180～360度時，比較器7腳輸出-3v，in為0v，k2接地，u3b的5腳電壓為vs1/2，此時r30、r41、r42與u3b組成同相放大電路.放大倍數(shù)為(r41+r42+r30)/r30＝8倍，u3b的7腳輸出電壓為(vs1/2)*8＝4*vs1。

工作原理：通過精密比較器實現(xiàn)原線圈激勵信號的相位檢測，用檢測到的相位對后端的放大電路進行控制，從而實現(xiàn)相敏檢波,用比較器檢測的相位信息，控制信號的同相放大和反相放大，同相放大和反相放大的倍數(shù)相同，這樣就能實現(xiàn)信號的全波檢波,用在初級運放電路的反饋電阻上加上電容，來抵消變壓器u1線圈造成的相位偏移。

以上顯示和描述了本實用新型的基本原理和主要特征和本實用新型的優(yōu)點,對于本領(lǐng)域技術(shù)人員而言，顯然本實用新型不限于上述示范性實施例的細節(jié)，而且在不背離本實用新型的精神或基本特征的情況下，能夠以其他的具體形式實現(xiàn)本實用新型；因此，無論從哪一點來看，均應(yīng)將實施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本實用新型的范圍由所附權(quán)利要求而不是上述說明限定，因此旨在將落在權(quán)利要求的等同要件的含義和范圍內(nèi)的所有變化囊括在本實用新型內(nèi)，不應(yīng)將權(quán)利要求中的任何附圖標記視為限制所涉及的權(quán)利要求。

盡管已經(jīng)示出和描述了本實用新型的實施例，對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員而言，可以理解在不脫離本實用新型的原理和精神的情況下可以對這些實施例進行多種變化、修改、替換和變型，本實用新型的范圍由所附權(quán)利要求及其等同物限定。

1.一種相敏檢波電路，包括變壓器u1和精密比較器芯片u5,其特征在于：所述變壓器u1的原線圈上施加一個電壓變化范圍為-2v～2v的正弦波信號,所述正弦波信號頻率為10khz，所述變壓器u1的兩個次級線圈與傳感器內(nèi)的兩個線圈構(gòu)成惠更斯電橋，所述變壓器u1原線圈的一端接入精密比較器芯片u5，通過與0v電壓作比較就可以識別出激勵信號的相位。

2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的一種相敏檢波電路，其特征在于：所述精密比較器芯片u5輸出的相位信號，作為模擬開關(guān)的控制信號。

相敏檢波電路總結(jié)第3篇鎖相放大（phaselock-inamplifier）/相敏檢波/數(shù)字中頻是同一件事，偏向于微弱信號放大領(lǐng)域。芯片：AD630。

帶通濾波器可以獲得單一頻率的信號，抑制噪聲，其中心頻率與帶寬的比值叫做Q值，但Q值由于器件本身實際特性不能無限增大（Q最大100左右，比如1kHz信號，帶寬10Hz）。因此，引入鎖相放大器。

鎖相放大器，與鎖相環(huán)前面結(jié)構(gòu)相似，但是是開環(huán)的，測量信號與參考固定頻率的正弦信號[也可以是方波信號]相乘，再利用低通濾波器濾除混頻高頻部分，得到低頻部分。理論上鎖相放大器的Q可以到10^7（1kHz信號，LPF的截止頻率）。

高晉占老師的書《》？

1/f噪聲？

正交檢波？[被測信號分別乘以同頻率的cos和sin信號，cos和sin信號相位差為90degrees，這樣類似于一個復(fù)頻率，相乘的過程也可以認為是一種復(fù)混頻；也有稱這一過程為DFT]

現(xiàn)證明一正弦信號提取幅值和相位的數(shù)值方式，假設(shè)原始信號的表達式為v(t)=\sqrt{a_1^2+b_1^2}sin(\omegat+\phi)=a_1cos\omegat+b_1sin\omegat

若單個周期的采樣點的個數(shù)為N，則有：

\begin{aligned}A&=\sum_{i=1}^{N}v\left(t_{i}\right)\coswt_{i}=\sum_{i=1}^{N}\left(a_{1}\cos^{2}wt_{i}+b_{1}\sinwt_{i}\coswt_{i}\right)\\&=\frac{1}{\DeltaT}\left[\sum_{i=1}^{N}a_{1}\cos^{2}wt_{i}\DeltaT+\sum_{i=1}^{N}b_{1}\sinwt_{i}\coswt_{i}\DeltaT\right]\\&=\frac{1}{\DeltaT}\left[\int_{0}^{T}a_{1}\cos^{2}wt_{i}dt+\int_{0}^{T}b_{1}\sinwt_{i}\coswt_{i}dt\right]\\&=\frac{1}{\DeltaT}\frac{1}{2}Ta_{1}=\frac{N}{2}a_{1}\\B&=\sum_{i=1}^{N}v\left(t_{i}\right)\sinwt_{i}=\sum_{i=1}^{N}\left(a_{1}\coswt_{i}\sinwt_{i}+b_{1}\sin^{2}wt_{i}\right)\\&=\frac{1}{\DeltaT}\frac{1}{2}Tb_{1}=\frac{N}{2}b_{1}\end{aligned}

因此系數(shù)a_1,b_1為

\begin{array}{l}a_{1}=\frac{2A}{N}\\b_{1}=\frac{2B}{N}\end{array}

相敏