《計(jì)算機(jī)數(shù)據(jù)通信》課件第5章

第5章信號傳輸技術(shù)5.1模擬信號在模擬信道上傳輸

5.2數(shù)字信號在數(shù)字信道上傳輸

5.3模擬信號在數(shù)字信道上傳輸

5.4數(shù)字信號在模擬信道上傳輸

圖5.1信號傳輸方式

5.1.1信道模型

1.模擬信道我們將主要用來傳輸模擬信號的信道稱為模擬信道。這類信道時(shí)常數(shù)較大,主要采用頻分復(fù)用技術(shù),信道中存在較多的濾波器,對數(shù)字信號衰耗較大,所以一般只能用來傳輸模擬信號,如目前廣泛應(yīng)用的廣播電視系統(tǒng)就是模擬信道。

5.1模擬信號在模擬信道上傳輸

5.1.1信道模型

1.模擬信道我們將主要用來傳輸模擬信號的信道稱為模擬信道。這類信道時(shí)常數(shù)較大,主要采用頻分復(fù)用技術(shù),信道中存在較多的濾波器,對數(shù)字信號衰耗較大,所以一般只能用來傳輸模擬信號,如目前廣泛應(yīng)用的廣播電視系統(tǒng)就是模擬信道。

2.模擬通信系統(tǒng)模型模擬通信系統(tǒng)也分為基帶傳輸系統(tǒng)和頻帶傳輸系統(tǒng)?；鶐鬏斚到y(tǒng):模擬信號頻譜未經(jīng)搬移的通信系統(tǒng),一般的音頻放大系統(tǒng)即是如此。這類系統(tǒng)原理簡單,信號未經(jīng)過變換,技術(shù)比較簡單,在此不作介紹。頻帶傳輸系統(tǒng):模擬信號頻譜經(jīng)過搬移,應(yīng)用于遠(yuǎn)距離信號傳輸,其基本模型如圖5.2所示。

圖5.2模擬通信系統(tǒng)

5.1.2模擬/模擬傳輸模擬/模擬傳輸是用模擬信號來表示模擬信息的一種技術(shù)。所謂調(diào)制,就是將模擬信號加載到載波fc上,使載波的某個(gè)參量隨模擬信號的變化而變化。載波信號的能量大、信號強(qiáng),能夠?qū)崿F(xiàn)遠(yuǎn)距離傳輸,所以我們在發(fā)送已調(diào)載波的同時(shí)就可將我們的模擬信號發(fā)送出去。通常所采用的載波大多數(shù)是正弦波,即fc=Acos(ωct+￠),這樣一來,我們就只有三個(gè)參量可調(diào):載波幅值、頻率和相位。對應(yīng)的有三種調(diào)制方式:幅值調(diào)制(AM)、頻率調(diào)制(FM)和相位調(diào)制(PM),如圖5.3所示。圖5.3模擬信號調(diào)制方式

1.幅值調(diào)制

1)調(diào)幅信號在幅值調(diào)制(AM)技術(shù)中,通過對載波信號進(jìn)行調(diào)制,使其振幅根據(jù)調(diào)制信號振幅的變化而變化。載波信號的頻率和相位保持不變,只有振幅隨著信息而改變,即載波信號的幅值包絡(luò)隨調(diào)制信號而變化,如圖5.4所示。

圖5.4調(diào)幅信號

2)調(diào)幅帶寬調(diào)幅信號的帶寬等于調(diào)制信號帶寬的兩倍,并且覆蓋以載波頻率為中心的頻率范圍,如圖5.5所示。

BAM=2Bm式中：Bm為原始信號頻帶寬度,BAM為調(diào)幅信號頻帶寬度,單位均為Hz。

音頻信號(音樂和語音)的帶寬通常取5kHz,所以一個(gè)調(diào)幅無線電臺至少需要10kHz的帶寬。實(shí)際上,每個(gè)調(diào)幅電臺分配的帶寬為10kHz。

圖5.5調(diào)幅信號的帶寬

調(diào)幅電臺可以采用的載波頻率范圍為530kHz～1.7MHz。每個(gè)電臺的載波頻率必須和其他電臺的載波頻率間隔至少10kHz,以防止干擾。頻段分配如圖5.6所示。

圖5.6調(diào)幅信號頻段分配

例5.1設(shè)有一個(gè)帶寬為4kHz的音頻信號。如果采用調(diào)幅方式調(diào)制該信號,則其調(diào)制后信號的頻帶寬度是多少?

解一個(gè)調(diào)幅信號需要原始信號帶寬的兩倍帶寬,即

BAM=2×4(kHz)=8(kHz)

2.頻率調(diào)制

1)調(diào)頻信號載波信號的頻率隨著調(diào)制信號幅值的變化而變化,這種信號叫做調(diào)頻信號。載波信號的振幅和相位都保持不變。其調(diào)制信號、載波信號以及合成的調(diào)頻(FM)信號如圖5.7所示。

圖5.7

調(diào)頻信號

2)調(diào)頻帶寬由于調(diào)頻信號是通過載波頻率的變化來表示原始信號的,因此其占用頻帶也較寬。其頻帶寬度為

BFM=2(Δf+Bm)式中：Δf為峰值頻偏;Bm為原始信號帶寬;BFM為調(diào)頻信號的帶寬。若令D=Δf/Bm,則BFM=2(D+1)Bm

例5.2若有一正弦信號,欲利用載波頻率為1MHz的載波信號,通過頻率調(diào)制進(jìn)行傳輸,設(shè)調(diào)制峰值頻偏為10kHz,試求調(diào)頻信號的頻帶寬度。

解依照公式(5.2)BFM=2(Δf+Bm)根據(jù)題意有

Δf＝10kHz,

Bm＝10kHz則

BFM=2(Δf+Bm)＝2(10＋10)＝40kHz圖5.8調(diào)頻信號的帶寬

立體聲廣播音頻信號的帶寬大約是15kHz,因此每個(gè)調(diào)頻電臺最少需要150kHz的帶寬。調(diào)頻電臺的載波頻率范圍為88～108MHz。為了防止電臺之間波段重疊,電臺之間必須有至少200kHz的頻率差。

5.2數(shù)字信號在數(shù)字信道上傳輸

5.2.1信道對傳輸信號的要求當(dāng)我們完成了一條高速公路的建設(shè)后,出于對車輛安全和通過效率的考慮,就會(huì)對要通過的車輛作一嚴(yán)格規(guī)定,不滿足這些規(guī)定的車輛是不能讓其通過的。傳輸信道也是如此,為了保證傳輸信息的可靠性、提高傳輸效率,必須對要傳輸?shù)男盘栕魅缦乱蟆?/p>

1)有利于提高系統(tǒng)的頻帶利用率數(shù)據(jù)編碼應(yīng)盡量壓縮頻帶,這樣既提高了系統(tǒng)的傳輸效率,又能充分利用信道帶寬。

2)不含或盡量少含直流、甚低頻及高頻分量因?yàn)樵诨鶐鬏斚到y(tǒng)中,存在變壓器耦合的匹配傳輸,不利于直流和甚低頻分量的傳輸。無直流分量的信號對載波進(jìn)行調(diào)制時(shí),便于獲得單邊帶信號和插入導(dǎo)頻同步信號?；鶐盘栔羞^多的高頻分量會(huì)引起線對間的干擾。所以基帶信號以不含直流分量和少含高頻分量為好。

3)含有豐富的定時(shí)信號通常,接收端是從基帶信號中提取同步信號的,實(shí)際上就是利用這些定時(shí)信號來同步的。要求基帶信號要含有定時(shí)信號,以便接收端提取,確保系統(tǒng)穩(wěn)定可靠地工作。

4)碼型不受信源統(tǒng)計(jì)特性的影響無論信源產(chǎn)生的信息是何種組合的編碼序列,基帶信號的碼型都必須保證在任何情況下,使序列中出現(xiàn)“0”和“1”的概率符合隨機(jī)特性,即“１”和“0”約各占50％。典型碼型就是曼徹斯特碼。

5)碼型具有一定的檢錯(cuò)糾錯(cuò)能力碼型對噪聲和碼間串?dāng)_應(yīng)具有較強(qiáng)的抵抗力和自檢能力,以便在傳輸過程中做到自動(dòng)檢測,保證傳輸質(zhì)量。

6)碼型變換電路簡單、性能好、易于調(diào)整數(shù)字信號要在數(shù)字信道中傳輸就要滿足信道的要求,而要滿足信道的要求,就得對數(shù)字信號進(jìn)行適當(dāng)?shù)淖儞Q,這種變換既要包含原有全部信息,又要滿足信道要求,這就是我們所說的編碼技術(shù)。數(shù)字/數(shù)字編碼是指用數(shù)字信號來表示數(shù)字信息,如圖5.9所示。

圖5.9數(shù)字/數(shù)字信號編碼

5.2.2數(shù)字信號編碼數(shù)字信號編碼方式很多,此處只介紹在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中最常用的幾種碼型?？偟膩碚f,編碼可以分為三大類:單極性編碼、極化編碼和雙極性編碼,如圖5.10所示。

單極性編碼很簡單,只是用高、低電平表示1,0;極化編碼的基本碼型有三種:不歸零碼(NRZ)、歸零碼(RZ)和雙相位碼;常用的雙極性編碼有三種:AMI、B8ZS和HDB3碼。

圖5.10數(shù)字/數(shù)字編碼類型

1.單極性編碼單極性編碼是最簡單最基本的編碼形式。盡管該技術(shù)現(xiàn)在已幾乎不使用了,但了解單極性編碼有利于理解其他復(fù)雜的編碼技術(shù),有助于分析其他碼型,掌握編碼技術(shù),因此作一簡單介紹。

1)單極性編碼單極性編碼是指編碼只采用了一組電源,表示二進(jìn)制的兩個(gè)狀態(tài)。常采用正極性編碼,即用＋E表示二進(jìn)制１,０電平表示二進(jìn)制０,如圖5.11所示。

圖5.11單極性編碼

2)單極性編碼的特點(diǎn)

(1)單極性編碼簡單、方便、容易實(shí)現(xiàn)。

(2)單極性編碼含有直流分量。單極性編碼信號的平均振幅不是零，因此產(chǎn)生了直流分量,受到傳輸信道的限制,傳輸效率下降。

(3)存在同步問題。當(dāng)信號不發(fā)生變化時(shí),接收端就無法獲得同步信號。所以,在單極性編碼中,當(dāng)數(shù)據(jù)流中包含一長串連0或連1時(shí),就會(huì)產(chǎn)生失步(不同步)問題。

2.極化編碼極化編碼:利用信號的極性變化來表示數(shù)字信息的編碼方式。極化編碼采用兩個(gè)電平:正電平和負(fù)電平。通過使用兩個(gè)電平,在大多數(shù)極化編碼技術(shù)中,線路上的平均電壓值下降了,減小了單極性編碼中的直流分量問題。如在曼徹斯特編碼和差分曼徹斯特編碼中,每比特均含有正電壓和負(fù)電壓,使其直流分量為0,從而徹底解決了直流分量問題。

在所有極化編碼的方式中,我們只討論最普遍的三種:不歸零編碼(NRZ)、歸零編碼(RZ)和雙相編碼。不歸零編碼有兩種:不歸零電平碼(NRZ-L)和不歸零反相碼(NRZ-I)。雙相編碼也有兩種:

曼徹斯特碼和差分曼徹斯特碼,如圖5.12所示。

圖5.12極化編碼類型

1)不歸零碼不歸零碼(NRZ,NonReturntoZero):在信號有效期間(碼元時(shí)間內(nèi))信號電平維持不變(不回到零電平)的編碼方式稱為不歸零碼。

(1)不歸零電平碼(NRZ-L,NonReturntoZero,Level):信號的電平是根據(jù)它所代表的比特位決定的。正電平代表比特１,負(fù)電平代表比特０(或相反),即將比特的狀態(tài)用信號電平表示,就是通常采用的電平碼。根據(jù)使用的電源數(shù),有兩種表示形式:單極性不歸零碼和雙極性不歸零碼。單極性不歸零碼只有一組電源＋E,用＋E表示數(shù)字１,０V表示數(shù)字０;雙極性不歸零碼有兩組電源＋E和-E,用＋E表示數(shù)字１,-E表示數(shù)字０。當(dāng)數(shù)據(jù)中存在一長串連0或連1時(shí),由于定時(shí)信號減少,接收端無法正常提取同步信號而可能導(dǎo)致系統(tǒng)失步。

(2)不歸零反相碼(NRZ-I,NonReturntoZero,Invert):利用信號電平是否反轉(zhuǎn)表示１和０。如用反轉(zhuǎn)表示１,不反轉(zhuǎn)表示０(稱為傳號),即用正電平與負(fù)電平之間的跳變(而不是電壓值本身)代表比特1,電平?jīng)]有跳變的信號代表比特0。由于每次遇到比特1都發(fā)生電平跳變,因而這能提供一種同步機(jī)制。數(shù)據(jù)流中的1都能使接收方根據(jù)信號的跳變來提取同步信號。當(dāng)然,一串連0仍會(huì)造成麻煩。通常連0串出現(xiàn)不頻繁。不歸零反相碼的性能優(yōu)于非歸零電平編碼。

如圖5.13所示為對同一串比特,不歸零電平編碼(NRZ-L)和不歸零反相編碼(NRZ-I)的結(jié)果。在NRZ-L編碼序列中,正負(fù)電平有特定的含義:正代表比特１,負(fù)代表比特０。在NRZ-I編碼序列中,每一間隙的電壓值是沒有意義的,相反,接收端以檢測電平的跳變來作為識別比特1的依據(jù)。

圖5.13不歸零碼

2)歸零碼歸零碼(RZ,ReturntoZero):在信號有效期間的后半段時(shí)間,信號電平總回到零電平。根據(jù)電源極數(shù)分為單極性歸零碼和雙極性歸零碼。單極性歸零碼:信號電平只有一個(gè)＋E,另一個(gè)狀態(tài)為0V,即用＋E表示1,0V表示０,在碼元的后半段電平均回到0V。雙極性歸零碼:信號電平有兩組＋E和-E,分別表示１和０,在碼元的后半段電平均回到0V。

不歸零碼在出現(xiàn)連1或連0的時(shí)候,接收端都會(huì)失去同步信號。像我們在單極性編碼中所提到的那樣,有一種保證同步的方法是在一條獨(dú)立的信道上發(fā)送單獨(dú)的定時(shí)信號,但是這個(gè)方案并不經(jīng)濟(jì),且易于出錯(cuò)。一個(gè)更好的方法就是讓編碼信號本身攜帶同步信息。為了保證同步,在每個(gè)比特中都應(yīng)有信號變化。接收端可以利用這些跳變來提取同步信號。如前所述,NRZ-I編碼技術(shù)對于連1序列實(shí)現(xiàn)了這一目標(biāo)。但是為了在每個(gè)比特中都有信號變化,就需要多于兩個(gè)電壓值,這就是雙極性碼。雙極性碼使用了三個(gè)電平:正電平、負(fù)電平和零。在歸零碼中,信號變化不是發(fā)生在比特之間而是發(fā)生在比特內(nèi)的碼元中間時(shí)刻。我們用正電平代表比特1,負(fù)電平代表比特0。與NRZ-L不同的是,在每比特間隔的中段,信號都要?dú)w零,如圖5.14所示。

圖5.14歸零碼

3)雙相碼雙相碼又稱為分相碼、裂相碼或曼徹斯特(Manchester)碼。雙相碼信號在每比特的中間發(fā)生跳變但并不歸零。這種中間跳變包含更豐富的同步信息,而且不含直流分量。

(1)曼徹斯特碼(ManchesterEncoding)。曼徹斯特碼在每個(gè)比特的中間引入跳變來代表不同比特和傳送同步信息。一個(gè)負(fù)電平到正電平的跳變代表比特1,一個(gè)正電平到負(fù)電平的跳變則代表比特0。通過這種跳變的雙重作用,曼徹斯特編碼獲得了與歸零編碼相同的同步效果,其編碼如圖5.15所示。

圖5.15曼徹斯特碼

簡而言之,其編碼規(guī)則是將１位碼用兩個(gè)狀態(tài)信息表示,即用01(正跳變)表示1,用10(負(fù)跳變)表示0。其編碼簡單、無直流分量,但由于用兩個(gè)狀態(tài)表示了1比特信息,因此對應(yīng)相同的碼元速率,其信息速率要提高一倍。

(2)差分曼徹斯特碼。差分曼徹斯特碼也叫差分雙相碼。用比特中間的跳變攜帶同步信息,根據(jù)比特開始位置是否有一個(gè)跳變來代表0和1,在比特開始位置有跳變代表比特0,沒有跳變代表比特1。其信號波形如圖5.15所示。

3.雙極性編碼和歸零編碼一樣,雙極性編碼也使用三個(gè)電平:正電平、負(fù)電平和零。但是與歸零碼不同的是,電平值零在雙極性編碼中是代表二進(jìn)制０的。正負(fù)電平交替代表比特１。如果第一個(gè)比特１用正電平表示,那么第二個(gè)1就要用負(fù)電平表示,第三個(gè)1仍用正電平表示,如此循環(huán)。

圖5.16雙極性編碼

1)傳號交替反轉(zhuǎn)碼傳號交替反轉(zhuǎn)碼是雙極性編碼中最簡單的一種。傳號:編碼過程中,比特1電平交替變化,比特0對應(yīng)為0電平不變。空號:與傳號正好相反,比特0電平交替變化,比特1對應(yīng)為電平不變。因此AMI意味著１比特交替反轉(zhuǎn),０電平代表二進(jìn)制０。

(1)AMI碼的編碼規(guī)則。二進(jìn)制０為０電平,１為電平＋E、-E交替,如圖5.17所示。

圖5.17AMI碼

(2)AMI碼的特點(diǎn)。由于＋Ｅ、-E交替出現(xiàn),因此不含直流分量,低頻和高頻分量少,信號能量比較集中,具有一定的檢錯(cuò)、糾錯(cuò)能力,包含一定的同步信息。但當(dāng)出現(xiàn)長連０時(shí),接收端就難以提取同步信號,就可能造成失步。為解決長連0比特的同步問題,特別是對長距離傳輸,人們提出了兩種雙極性AMI編碼的變型。第一種稱為雙極性8連0替換(B8ZS)碼,在北美區(qū)域使用。另一種稱為3階高密度雙極性(HDB3)碼,在日本、歐洲使用,我國的電話干線也采用HDB3碼。這兩種編碼都是在出現(xiàn)長連0比特時(shí)才對AMI編碼進(jìn)行一定的修正。

2)雙極性8連0替換碼

(1)編碼規(guī)則。當(dāng)連0數(shù)小于8個(gè)時(shí),其編碼規(guī)則同AMI碼。當(dāng)連0數(shù)大于等于8個(gè)時(shí),就要進(jìn)行適當(dāng)處理。若8連0前面的1為＋E,則用0、0、0、＋E、-E、0、-E和＋E替換8連0;若8連0前面的1為-E,則用0、0、0、-E、＋E、0、＋E和-E替換8連0,如圖5.18所示。

圖5.18

B8ZS碼

(2)譯碼規(guī)則。接收端利用極性交替來識別比特1。當(dāng)出現(xiàn)三連0前后電平極性相同,并在單0后再找到下一對交替電平,即可判斷為一組干擾碼,將8比特還原為原來的8連0即可。例5.3采用B8ZS編碼,請對數(shù)據(jù)100000000010進(jìn)行編碼。假設(shè)第一個(gè)1的極性為正。

解按照B8ZS編碼規(guī)則,其編碼和信號波形如圖5.19所示。

圖5.19

B8ZS編碼例題

3)3階高密度雙極性碼

3階高密度雙極性碼的約定方式是在遇到連續(xù)4個(gè)比特0時(shí)就在AMI編碼中引入插入碼。編碼中最多允許出現(xiàn)3連0的情況。為了描述方便,首先介紹HDB3碼中的幾個(gè)名詞。信碼:信息中的非０符號,對于二進(jìn)制編碼信碼就是1。插入碼:為了提供同步信息,而人為插入的碼元,用字母V表示。補(bǔ)信碼:為了解決插入碼極性交替,而人為引入的信碼,其極性與信碼交替,所以稱為補(bǔ)信碼,用字母B表示。

(1)HDB3碼編碼規(guī)則。當(dāng)連０數(shù)少于4個(gè)時(shí),編碼方式與AMI碼相同。當(dāng)連０數(shù)大于或等于4個(gè)時(shí),將第4個(gè)０變換成一個(gè)與其前一信碼同極性的插入碼V,插入碼之間的極性也應(yīng)自行交替。若兩個(gè)插入碼當(dāng)中“1”的個(gè)數(shù)為偶數(shù)時(shí),則4連０的第1個(gè)０變?yōu)檠a(bǔ)信碼B,其極性與信碼交替,4連０的第４個(gè)０變?yōu)椴迦氪aV,其極性與補(bǔ)信碼相同且與插入碼交替。

HDB3碼如圖5.20所示。

圖5.20HDB3碼

(2)HDB3碼譯碼規(guī)則。

0電平前后信號極性交替,其交替的均為信碼,接收端譯碼輸出為1。接收端接收到三連０且前后兩信號電平極性相同時(shí),其前一信號為信碼,后一信號為插入碼,將信碼譯為1,插入碼譯為０。接收端接收到兩連０且前后極性相同時(shí),兩連０前一信號為補(bǔ)信碼,后一信號為插入碼,將補(bǔ)信碼和插入碼均譯為０。

例5.4采用HDB3碼,請對數(shù)據(jù)100000000010進(jìn)行編碼。假設(shè)到目前“比特的個(gè)數(shù)是奇數(shù)并且第一個(gè)1的極性為正”。

解按照HDB3編碼規(guī)則,其編碼和信號波形如圖5.21所示。

圖5.21

HDB3編碼例題

5.3模擬信號在數(shù)字信道上傳輸

圖5.22模擬／數(shù)字5.3.1脈沖編碼調(diào)制系統(tǒng)脈沖編碼調(diào)制(PCM)是一種A/D轉(zhuǎn)換方法,通過對模擬信號抽樣、量化和編碼,將模擬信號的瞬時(shí)值轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號,在接收端再通過信號再生、解碼和低通濾波將數(shù)字信號還原成模擬信號。這種轉(zhuǎn)換方法的典型應(yīng)用就是電話系統(tǒng)。脈沖編碼調(diào)制(PCM)系統(tǒng)由發(fā)送端、接收端和傳輸信道三部分組成,如圖5.23所示。

圖5.23

PCM系統(tǒng)組成框圖

1.發(fā)送端脈沖編碼調(diào)制系統(tǒng)發(fā)送端主要由抽樣、量化和編碼三個(gè)功能模塊組成,完成A/D轉(zhuǎn)換,如圖5.23所示。抽樣:是將模擬信號在時(shí)間上離散化的過程。量化:是將模擬信號在幅度上離散化的過程。編碼:是指將每個(gè)量化值轉(zhuǎn)換為對應(yīng)二進(jìn)制數(shù)的過程。

PCM系統(tǒng)信號轉(zhuǎn)換過程如圖5.24所示。

圖5.24PCM系統(tǒng)信號轉(zhuǎn)換過程

2.傳輸信道

PCM系統(tǒng)由具有再生中繼功能的數(shù)字信道作為傳輸信道。

3.接收端接收端利用再生中繼器(對信號放大整形)消除信道上的噪聲干擾,然后通過解碼器和低通濾波器將接收到的數(shù)字信號恢復(fù)成模擬信號。再生:利用濾波器濾除信道產(chǎn)生的噪聲干擾,恢復(fù)信號以便正確解碼。解碼:編碼的逆過程,將接收到的數(shù)字信號還原成PAM(脈沖幅值編碼)信號。濾波:將解碼輸出的PAM信號恢復(fù)成原模擬信號。5.3.2抽樣

1.抽樣的概念模擬信號不僅在幅值上連續(xù)而且在時(shí)間上也連續(xù),要將幅值連續(xù)的信號完全轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號那會(huì)是多么大的數(shù)據(jù)量呀！在日常生活和工業(yè)生產(chǎn)過程中,如對產(chǎn)品質(zhì)量檢驗(yàn)時(shí),我們要對所有產(chǎn)品逐一進(jìn)行全面檢查,工作量實(shí)在太大了。事實(shí)上,也沒有全部逐一檢查的必要,通常我們就采用在相同批次的產(chǎn)品中隨機(jī)抽取若干個(gè)作為同批次產(chǎn)品的樣品進(jìn)行檢查,以了解和確定本批次產(chǎn)品的性能是否合格,只要我們抽樣數(shù)量足夠多,這些樣品的性能就可以反映出該批次產(chǎn)品的性能。同理，我們既然不能將模擬信號任一值全部轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號,那么就可以借用產(chǎn)品抽樣的方法,抽取模擬信號的某些樣值,對其進(jìn)行量化和編碼,所得到的數(shù)字信號即可用來代表相應(yīng)的模擬信號。

簡而言之,所謂抽樣就是每隔一定的時(shí)間間隔T,抽取模擬信號的一個(gè)瞬時(shí)值作為樣值。抽樣的過程實(shí)際上是將模擬信號從時(shí)間上進(jìn)行離散。抽樣是由抽樣門來完成的,抽樣門由抽樣脈沖控制,抽樣脈沖控制電子開關(guān)的接通或斷開。當(dāng)電子開關(guān)接通時(shí)(抽樣門打開),模擬信號就可以通過；當(dāng)電子開關(guān)關(guān)閉時(shí)(抽樣門關(guān)閉),模擬信號不能通過,輸出為0V,如圖5.25所示。這樣就將時(shí)間上連續(xù)的模擬信號轉(zhuǎn)變?yōu)闀r(shí)間上離散的脈沖幅值調(diào)制信號(PAM信號),這些信號的幅值仍然連續(xù)。

圖5.25抽樣及信號波形示意(a)抽樣原理；(b)信號波形

2.抽樣的分類根據(jù)抽樣門的類型,我們可將抽樣分為以下三類。

1)理想抽樣理想抽樣是指抽樣脈沖為單位沖激函數(shù)(如圖5.26所示),即抽樣是在極短的時(shí)間內(nèi)完成的。

圖5.26單位沖激脈沖

2)自然抽樣自然抽樣指抽樣脈沖有一定寬度的脈沖信號,在該信號維持期間,抽樣門打開,模擬信號通過,抽樣脈沖過后,抽樣門關(guān)閉,輸出幅值為0V,如圖5.25所示。

3)平頂抽樣平頂抽樣指抽樣脈沖維持期間輸出的幅值為一恒定不變的脈沖樣值,即抽樣值為一系列平頂?shù)腜AM信號,在實(shí)際應(yīng)用中,大多采用此類抽樣,如圖5.27所示。

圖5.27平頂抽樣脈沖

3.抽樣定理

1)低通信號的抽樣對于一個(gè)(0～fm)Hz的低通模擬信號,可以惟一地用時(shí)間每隔T≤1/2fm秒的抽樣值序列來確定。即當(dāng)我們用抽樣頻率為fs≥2fm進(jìn)行抽樣時(shí),所得樣值序列可以確定原來的信號,這就是著名的抽樣定理。對此不作證明,只作以下解釋。

設(shè)原始模擬信號為(0～fm)Hz的低通信號(如圖5.28(a)所示),接收端采用最高頻率為fm的低通濾波器就可提取輸出信號。我們用抽樣頻率為fs對其進(jìn)行抽樣,其信號頻譜中就包含一系列頻譜分量(如圖5.28(b)所示)。圖5.28低通信號的抽樣

當(dāng)fs>2fm時(shí),其頻譜分量為:原始信號頻率范圍為0～fm;一次下邊帶頻率范圍為(fs-fm)～fs;一次上邊帶頻率范圍為fs～(fs+fm);二次下邊帶頻率范圍為(2fs-fm)～2fs;二次上邊帶頻率范圍為2fs～(2fs+fm)依此類推。只要低頻分量不發(fā)生頻譜重疊,在接收端就可以利用低通濾波器將高次諧波頻率濾掉,恢復(fù)原始信號。若發(fā)生頻譜重疊,接收端就無法正確分離出原始信號。為了避免由于頻譜重疊而產(chǎn)生折疊噪聲,就必須使一次下邊帶信號頻譜不能與原始信號頻譜重疊,即

fs-fm≥fm(5.4)得

fs≥2fm(5.5)即抽樣頻率fs大于等于低通信號最高頻率的兩倍,就不會(huì)發(fā)生信號頻譜重疊。

例如:話音信號的頻率為(0~3.4kHz)，則

fs≥2×3.4(kHz)=6.8(kHz)即

fsmin=6.8(kHz)而為了提高抗干擾能力,便于接收端分離出原始信號,在一次下邊帶與低通信號最高頻率之間應(yīng)保留一定的防衛(wèi)帶。CCITT規(guī)定話音信號的抽樣頻率為fs=8kHz,所留下來的8kHz-6.8kHz=1.2kHz作為濾波防衛(wèi)帶。當(dāng)然,并不是抽樣頻率fs越高越好,因?yàn)閒s越高,其傳輸信號占用的頻帶就寬,其頻帶利用率η就會(huì)下降,所以只要滿足fs≥2fm并適當(dāng)留有防衛(wèi)帶即可。

2)帶通信號的抽樣我們將模擬信號頻率范圍取為(f0～fm),其頻帶寬度B=fm-f0。當(dāng)f0<B時(shí),稱之為低通信號,如話音信號;而當(dāng)f0≥B時(shí),就稱為帶通信號。對于帶通信號,若仍按fs≥2fm選取抽樣頻率,雖然能滿足樣值頻譜不產(chǎn)生重疊的要求,但由于帶通信號的fm較高,選擇的fs就會(huì)太高,進(jìn)而會(huì)降低信道的頻帶利用率,這當(dāng)然是我們不希望的。那么對于帶通信號如何選取抽樣頻率fs呢？首先我們看一個(gè)例子:設(shè)有一模擬信號頻率范圍為(12.5～17.5kHz),若按fs≥2fm得其最小抽樣頻率fsmin=2fm=2×17.5=35kHz,雖然樣值序列的頻譜不會(huì)發(fā)生重疊現(xiàn)象,如圖5.29(a)所示,但其頻譜中0～f0即0～12.5kHz的頻段沒有得到利用,從而造成了頻帶利用率下降。圖5.29帶通信號的抽樣

為了充分利用信道頻帶,提高其頻帶利用率,我們可以這樣:當(dāng)f0≥B,即該信號為帶通信號時(shí),可將n次下邊帶頻譜(nfs-B)移到(0～f0)頻段,這樣既不會(huì)發(fā)生頻譜重疊現(xiàn)象,又能降低抽樣頻率,提高頻帶利用率。在該例中,B=fm-f0=17.5-12.5=5kHz,為帶通信號,且2B=10kHz<f0,我們選擇fs=12kHz時(shí),各諧波信號頻率范圍如下:

(1)一次下邊帶|fs-fm|～|fs-f0|=(0.5~5.5kHz);

(2)二次下邊帶|2fs-fm|～|2fs-f0|=(6.5~11.5kHz);

(3)原始信號頻帶(12.5～17.5kHz);

(4)三次下邊帶|3fs-fm|～|3fs-f0|=(18.5～23.5kHz);

(5)一次上邊帶|fs+fm|～|fs+f0|=(24.5～29.5kHz)。其他高次諧波頻率更高,對接收端影響不大。由以上各頻段可知,當(dāng)我們選擇fs=12kHz時(shí),既能滿足不產(chǎn)生頻譜重疊,又降低了信號頻率,充分利用了0~f0段的頻率資源,是可行的。由上例我們可以得出以下結(jié)論:

與原始信號(f0～fm)頻譜最近,可能重疊的頻帶都是下邊帶。當(dāng)nB≤f0≤(n+1)B時(shí),在原始信號的低頻側(cè)(0～f0)頻段可能重疊的頻帶是n次下邊帶(上例中的二次下邊帶),在原始信號高頻側(cè)可能重疊的頻帶為(n+1)次下邊帶(上例中的在三次下邊帶)。推而廣之,當(dāng)fs滿足以下條例,就不會(huì)發(fā)生頻譜重疊:(1)n次下邊帶的高頻分量低于f0,即得

(5.6)(2)(n+1)次下邊帶最低頻率大于fm,即

得

(5.7)可知fs的取值范圍為

(5.8)式中:n=(f0/B)I,即n為f0/B的整數(shù)值。通常我們要求原始信號與相鄰的頻帶間隔相等,即f0-(nfs-f0)=［(n+1)fs-fm］-fm

2f0-n

fs=(n+1)fs-2fm得帶通信號抽樣頻率:(5.9)

例5.4

設(shè)某模擬信號頻率范圍為(60～108kHz),求抽樣頻率fs。

解

B=fm-f0=108-60=48(kHz)因

f0=60(kHz)＞B=48(kHz)則此信號為帶通信號,可利用帶通信號抽樣頻率的計(jì)算公式。

即fs的取值范圍為(108~120kHz)。

若取原始信號兩端保護(hù)間隔相等,則

即該信號應(yīng)選擇的抽樣頻率為fs=112kHz。

3)樣本的發(fā)送位數(shù)例5.5采樣一個(gè)信號,要求每個(gè)樣本至少12級精度(-5～+5V)。試確定每個(gè)樣本應(yīng)發(fā)送多少位?

解題目要求每個(gè)樣值有12個(gè)精度等級若每個(gè)樣值用3位,則23＝8,最多表示8個(gè)精度等級,不滿足題目要求;若每個(gè)樣值用4位,則24＝16,可表示16個(gè)精度等級,滿足題目要求。因此每個(gè)樣值要發(fā)送4位,其中1位表示信號極性,3位表示信號幅值。

4)比特率規(guī)定每個(gè)樣本位數(shù)后,可用以下公式計(jì)算比特率:比特率Rb＝采樣頻率fs×每個(gè)樣本的位數(shù)W

例5.6

我們要對語音數(shù)字化,假定每個(gè)樣本采用8位,問其比特率是多少?

解通常語音頻率為0～3400Hz,采樣頻率fs=8000Hz,

則比特率=采樣頻率×每個(gè)樣本的位數(shù)=8000×8bit=64000b/s=64kb/s也就是說,一個(gè)話路的速率為64kb/s。

5.3.3量化

1.量化的概念量化是把幅值連續(xù)的信號變換為幅值離散取值的過程。量化過程是一個(gè)近似表示的過程,即無限個(gè)數(shù)值的模擬信號要用有限個(gè)數(shù)值的離散信號來近似表示，如圖5.30所示。

量化分為均勻量化和非均勻量化。均勻量化指各量化分級間隔相等的量化方式。非均勻量化指在整個(gè)量化區(qū)間，量化間隔不相等的量化方式。將量化區(qū)間分為若干個(gè)量化段，各段量化間隔不同,隨著信號幅值的不同而采用不同的量化間隔。采用非均勻分級量化時(shí),其量化信噪比隨信號電平的減小而下降。

圖5.30量化示意圖(a)原始信號;(b)抽樣量化信號

實(shí)現(xiàn)非均勻量化有兩種方法:模擬壓擴(kuò)法和直接非均勻編解碼法。目前一般采用直接非均勻編解碼法。非均勻量化的特點(diǎn)是:信號幅度小時(shí),量化間隔小,其量化誤差也小;信號幅度大時(shí),量化間隔大,其量化誤差也大。

2.非均勻量化

模擬壓擴(kuò)法原理框圖如圖5.31所示。利用壓縮特性和擴(kuò)張?zhí)匦钥蛇_(dá)到非均勻壓縮之目的。

圖5.31模擬壓擴(kuò)法原理框圖

壓縮特性是指小信號時(shí)斜率大于1,大信號時(shí)斜率小于1,即壓縮器將小信號放大,將大信號壓縮。將經(jīng)過壓縮器處理過的信號再進(jìn)行均勻量化,其等效結(jié)果就是對原始信號的非均勻量化。擴(kuò)張?zhí)匦院蛪嚎s特性正好相反,小信號時(shí)斜率小于1,大信號時(shí)斜率大于1,即擴(kuò)張器將小信號壓縮,將大信號放大,以抵消壓縮器的作用,保持原始信號不受影響。實(shí)際的壓縮器常采用μ律壓縮特性、A律壓縮特性(如圖5.32所示)和A律13折線(如圖5.32所示)等方式(由于篇幅所限,在此不作證明,直接給出方程)。

1)μ律壓縮特性

(5.10)2)A律壓縮特性

(5.11)圖5.32

μ律和A律壓縮特性

3)A律13折線壓縮特性具體的實(shí)現(xiàn)方法是:對x軸在0～1(歸一化)范圍內(nèi)以1/2遞減規(guī)律分成8個(gè)不均勻段,其分段點(diǎn)是1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64和1/128,如圖5.33所示。圖5.33

8段折線的分段示意圖

正信號8段,有7折線,負(fù)信號8段,也是7折線,但由于正1、2段和負(fù)1、2段斜率相同,為一折線,所以共13條折線,如圖5.34所示。

圖5.34A律13折線壓縮特性

5.3.4編碼與解碼

1.A律13折線編碼的碼字安排我們已經(jīng)知道A律13折線的分段是將輸入信號歸一化范圍(0～1)分為8個(gè)不均勻段,故要表示不同的段落號就需要有三位碼。

A律13折線編碼時(shí)所需的碼位數(shù)是8,其具體安排是:

a1極性碼a2a3a4段落碼a5a6a7a8段內(nèi)電平碼

a1=1,表示正極性;a1=0,表示負(fù)極性;

a2a3a4為000～111,共有8種組合,分別表示對應(yīng)的8個(gè)分段,即第1段至第8段;

a5a6a7a8為0000～1111,共有16種組合,表示每段的16個(gè)分級。

2.A律13折線編碼

1)極性碼的判決極性碼的判定值為零,它根據(jù)輸入信號Is(以電流表示)的極性來決定,即

Is≥0時(shí),a1=“1”碼;

Is＜0時(shí),a1=“0”碼。

2)幅度碼的判定

A.編碼規(guī)則前面已經(jīng)確定了極性碼,下面只需考慮信號幅值,設(shè)Is=|is|。幅度碼與極性碼不同,它需要將判定值IRi與樣值的絕對值Is進(jìn)行比較后,才能判決幅度碼ai=1還是ai=0。判決的規(guī)則如下:若Is≥IRi,則ai=1;若Is<IRi,則ai=0。

B.判定值的確定判定值是各量化段或量化級的分界點(diǎn)電平。用來確定每一位碼元的值,利用已經(jīng)確定的碼元值計(jì)算相應(yīng)的值,作為下一位碼元的判定值。

C.段落碼判定值的確定段落碼判定值的確定是以量化段為單位逐次對分的,對分點(diǎn)的電流(或電壓)即為判定值IRi。通過與Is比較,依次為a2～a4的判定值。其判斷過程如圖5.35所示。圖5.35段落碼碼字判決過程

例如,前四段后四段對分,第一次對分點(diǎn)電平就是a2碼的判定值IR2=128Δ。若Is≥IR2,則a2=1,Is屬于對分后的上四段(即5、6、7、8段),再將上四段對分,其對分點(diǎn)電平就是a3碼的判定值IR3=512Δ;如果Is<IR2,則a2=0,Is屬于對分后的下四段(即1、2、3、4段),再將下四段進(jìn)行對分,則其對分點(diǎn)電平就是a3碼的判定值IR3=32Δ。如此類推,可以確定a4碼的判定值IR4(其可能值為16,64,256,1024)。

D.段內(nèi)電平碼的判決當(dāng)段落碼確定之后,該量化段的起始電平IBi(i=1～8)和該量化段的量化間隔Δi(i=1～8)也就確定了,由此,就可以進(jìn)行段內(nèi)電平碼的判決了。以某量化段(由段落碼確定第幾量化段)內(nèi)量化級為單位逐次對分,對分點(diǎn)電平依次為a5～a8的判定值。具體方法與段落碼相同,可以得出段內(nèi)碼的判定值為:IR5＝IBi+8Δi(判定值)IR6＝IBi+(8Δi)a5+4Δi(判定值)IR7＝IBi+(8Δi)a5+(4Δi)a6+2Δi(判定值)IR8＝IBi+(8Δi)a5+(4Δi)a6+(2Δi)a7+Δi(判定值)表5.1量化段編碼對應(yīng)電平

表中量化段序號表示量化電平屬于哪一量化段。由段落碼可確定出各量化段的起始電平IBi與各量化段的間隔Δi。例如:量化電平328Δ,由于大于256小于511,因此屬于第6段,起始電平IB6＝256Δ,量化段的間隔Δ6＝16Δ。段內(nèi)碼是表示相對于該量化段中各碼的權(quán)值,a5碼的權(quán)值為8Δi,a6碼的權(quán)值為4Δi,a7碼的權(quán)值為2Δi,a8碼的權(quán)值為Δi。例如第6段,a5碼的權(quán)值為8Δi＝8×16Δ＝128Δ,a6碼的權(quán)值為4Δi＝4×16Δ＝64Δ,a7碼的權(quán)值為2Δi＝2×16Δ＝32Δ,a6碼的權(quán)值為Δi＝16Δ。由此可見,段內(nèi)碼的權(quán)值是隨Δi值而變化的,這就是非均勻量化的結(jié)果。需要說明的是:前面以電流is為例介紹了編碼方法,如果樣值是電壓us,其編碼方法完全一樣,只不過將所有電流的符號改為電壓的符號即可。

例5.7

某A律13折線編碼器,l＝8,一個(gè)樣值為is＝-170Δ,試將其編成相應(yīng)的碼字。

解因?yàn)?/p>

-170Δ<0所以

a1=0Is＝|is|＝170Δ因?yàn)?/p>

Is＝170Δ>IR2＝128Δ

所以

a2=1信號屬于上4段,即5～8段。

因?yàn)?/p>

Is<IR2＝512Δ

所以

a3=0信號屬于5～6段。

因?yàn)?/p>

Is<IR2＝512Δ

所以

a4=0段落碼為100,樣值在第5量化段,起始電平IB5=128Δ,量化間隔Δ5＝8Δ。

段落碼的判斷過程如圖5.35所示。

IR5＝IBi+8Δi＝128Δ＋8×8Δ＝192Δ

因?yàn)?/p>

Is<IR5＝192Δ

所以

a5=0IR6＝IBi+(8Δi)a5+4Δi＝128Δ＋8×8Δ×a5+4×8Δ＝160Δ

因?yàn)?/p>

Is>IR6＝160Δ

所以

a6=1IR7＝IBi+(8Δi)a5+(4Δi)a6+2Δi

＝128Δ＋8×8Δ×a5+4×8Δ×a6＋2×8Δ＝176Δ因?yàn)?/p>

Is<IR7＝176Δ

所以

a7=0IR8＝IBi+(8Δi)a5+(4Δi)a6+(2Δi)a7+Δi

＝128Δ＋8×8Δ×a5+4×8Δ×a6＋2×8Δ×a7＋8Δ＝168Δ因?yàn)?/p>

Is>IR8=168Δ

所以

a8=1得到段內(nèi)碼為0101,碼字為01000101。逐次編碼原理框圖如圖5.36所示。

圖5.36逐次漸近型編碼器原理框圖

我們也可以通過比較找到比樣值絕對值小且較相近的起始電平IBi,即可確定段落碼和量化間隔Δi,然后，用樣值絕對值Is減去起始電平IBi就是段內(nèi)碼要表示的電平，該電平值除以該段落量化間隔Δi，其商即為段內(nèi)碼能表示的值，將其轉(zhuǎn)化為二進(jìn)制數(shù)就得到了段內(nèi)碼，即（Is-IBi)/Δi的商轉(zhuǎn)化為二進(jìn)制數(shù)就是段內(nèi)碼，余數(shù)就是量化誤差。

2.A律13折線解碼

1)碼字電平碼字電平是指編碼器輸出的編碼所對應(yīng)的電平,也叫編碼電平,可用Ic(或Uc)表示。Ic＝IBi+(23a5+22a6+21a7+20a8)Δi(5.12)

例5.8

設(shè)A律13折線8位碼的碼字為01000101,試計(jì)算其對應(yīng)的碼字電平Ic。

解由于段落碼為100,屬于第5段,對應(yīng)的起始電平IB5

＝128Δ,量化間隔Δ5＝8Δ,段內(nèi)碼為0101。其碼字電平為:Ic＝IBi+(23a5+22a6+21a7+20a8)Δi＝128Δ＋(8×0＋4×1＋2×0＋1×1)×8Δ＝168Δ該碼字所屬的量化級電平范圍是:

128Δ＋(5～6)×8Δ＝(168～176)Δi可見,碼字電平是該量化級的最低電平,可能引起的量化誤差≤Δi。在解碼時(shí),應(yīng)補(bǔ)上Δi,使得解碼電平為樣值所在量化區(qū)間的中間值,解碼誤差≤±Δi/2。2)解碼電平解碼電平是指解碼器輸出的電平,用ID(或UD)表示。

(5.13)例5.9

求上例中碼字對應(yīng)的解碼電平。

解

注意:以上介紹的編碼電平和解碼電平都是指信號幅值。若要變成輸出信號就要將Δ轉(zhuǎn)換成具體的電流或電壓值,并將極性碼轉(zhuǎn)變成相應(yīng)的符號。

5.4數(shù)字信號在模擬信道上傳輸

計(jì)算機(jī)和終端設(shè)備都是數(shù)字設(shè)備,它們只能接收和發(fā)送數(shù)字信號,這些數(shù)字信號要想利用現(xiàn)有的模擬信道傳輸,就要對信號進(jìn)行變換以滿足信道對傳輸信號的要求。利用原有電話信道傳輸數(shù)字信號,實(shí)現(xiàn)撥號上網(wǎng)就是一個(gè)典型應(yīng)用。原有電話信道系統(tǒng)只能傳輸模擬信號,所以這個(gè)數(shù)字信號在進(jìn)入模擬信道之前要有一個(gè)變換器將數(shù)字信號變換成模擬信號,這一變換過程就叫調(diào)制,這個(gè)變換器稱為調(diào)制器。而當(dāng)調(diào)制后的模擬信號傳到接收端之后,在接收端也要有一個(gè)變換器對這個(gè)信號進(jìn)行反變換,這一變換過程就叫解調(diào),這個(gè)變換器稱為解調(diào)器。由于計(jì)算機(jī)和終端設(shè)備之間的數(shù)據(jù)通信一般是雙向的,在數(shù)據(jù)通信的雙方既有用于發(fā)送信號的調(diào)制器又有用于接收信號的解調(diào)器,所以通常把這兩個(gè)設(shè)備合在一起就形成了調(diào)制解調(diào)器(Modem)。為了利用模擬信道傳輸數(shù)字信號,首先要將數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成模擬信道能夠傳輸?shù)哪M信號才行。數(shù)字/模擬調(diào)制是以數(shù)字信號(0和1)來改變模擬信號某個(gè)(些)特征的過程。圖5.37即顯示了數(shù)字信息、數(shù)字/模擬調(diào)制硬件以及調(diào)制后的模擬信號的關(guān)系。

圖5.37數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換

數(shù)字/模擬調(diào)制有許多方法,我們只討論數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中最常用的幾種調(diào)制方法。將被調(diào)制的用來承載數(shù)字信號的信號稱為載波信號(簡稱載波)。通常采用的載波信號是正弦信號f(t)=Acos(ωct+￠),可以通過調(diào)制其幅值A(chǔ)、頻率fc和相位三個(gè)參量來承載數(shù)字信號。當(dāng)我們改變其中任意一個(gè)參量時(shí),就會(huì)有一種形式的正弦波。如果用原來的波代表二進(jìn)制1,那么變形的波就可以代表二進(jìn)制0,反之亦然。正弦波三個(gè)特性中的任意一個(gè)都可以用這種方式改變,從而使我們有三種將數(shù)字?jǐn)?shù)信號調(diào)制到模擬信號的方法:幅值鍵控(ASK,AmplitudeShiftKeying)、頻移鍵控(FSK,FrequencyShiftKeying)和相移鍵控(PSK,PhaseShiftKeying)。另外,為了充分利用信道頻帶,可將載波信號的振幅和相位同時(shí)進(jìn)行調(diào)制,這種方式稱為正交調(diào)幅(QAM,QuadratureAmplitudeModulation)。上述各種調(diào)制方式中,正交調(diào)幅的效率是最高的,也是現(xiàn)在所有的調(diào)制解調(diào)器中采用較多的技術(shù),如圖5.38所示。圖5.38

數(shù)字/模擬調(diào)制類型

5.4.1基本概念

1.比特率和波特率比特率和波特率是數(shù)據(jù)通信中常用的兩個(gè)術(shù)語。比特率是每秒傳輸?shù)谋忍財(cái)?shù)。波特率則是用來表示每秒傳輸?shù)男盘枂卧獢?shù),其中信號單元由一些比特組成。在討論計(jì)算機(jī)的傳輸效率時(shí),比特率更為重要——我們想要知道處理每段報(bào)文要花費(fèi)多長時(shí)間。但在數(shù)據(jù)傳輸方面,我們更關(guān)注數(shù)據(jù)在兩地之間移動(dòng)的效率。

比特率等于波特率乘以每個(gè)信號單元表示的比特?cái)?shù)。波特率等于比特率除以每個(gè)信號表示的比特?cái)?shù)。比特率總是大于或等于波特率。在數(shù)據(jù)通信中,波特類似于運(yùn)輸過程中的轎車,比特則類似乘客。一輛轎車可載運(yùn)一個(gè)或多個(gè)乘客。如果500輛轎車每輛僅載運(yùn)一個(gè)乘客(司機(jī))從一個(gè)地方到另一個(gè)地方,則共運(yùn)輸500人。然而,如果每輛車載4個(gè)乘客,則共運(yùn)輸2000個(gè)乘客。注意,是轎車輛數(shù)而不是乘客人數(shù)確定了交通情況,所以它需要更寬的高速公路。類似地,是波特?cái)?shù)而不是比特?cái)?shù)確定了所要求的帶寬。

例5.10

對每個(gè)信號攜帶4比特的一個(gè)模擬信號,如果每秒發(fā)送1000個(gè)信號單元,求出波特率與比特率。

解波特率=信號單元的個(gè)數(shù)=每秒1000波特比特率=波特率×每個(gè)信號單元的比特?cái)?shù)=1000×4=4000b/s

例5.11

一個(gè)信號的比特率是3000,如果每個(gè)信號單元攜帶6比特,問波特率是多少?

解波特率=比特率/每個(gè)信號單元的比特?cái)?shù)=3000/6=500波特

2.載波信號在模擬傳輸中,發(fā)送設(shè)備產(chǎn)生一個(gè)高頻信號作為基波來承載信息,我們將該高頻信號稱為載波信號。用來改變載波信號的數(shù)字信號m(t)就稱為調(diào)制信號。用數(shù)字信號m(t)改變載波信號f(t)的某個(gè)參量的過程就稱為調(diào)制。由于調(diào)制信號m(t)是數(shù)字信號0、1,因此就借用電報(bào)鍵控的概念,也將數(shù)字調(diào)制稱為鍵控。5.4.2幅值鍵控

1.2ASK信號的生成為了描述方便,我們以二進(jìn)制幅值鍵控(2ASK)為例進(jìn)行介紹。二進(jìn)制幅值鍵控技術(shù)是通過改變載波信號的幅值來表示二進(jìn)制0或1的。載波信號根據(jù)0、1信息只改變其振幅,而頻率和相位保持不變。哪個(gè)電壓代表0以及哪個(gè)電壓代表1則由系統(tǒng)設(shè)計(jì)者按照通信規(guī)約來確定。當(dāng)然,可以利用載波信號的任意兩值表示數(shù)字0、1,通常為了實(shí)現(xiàn)方便,用其最大值A(chǔ)cos(ωct+￠)和0V分別表示1和0。比特持續(xù)時(shí)間是表示一個(gè)比特所需的時(shí)間間隔。ASK信號如圖5.39所示。圖5.39

ASK信號

然而,ASK傳輸過程易受噪聲影響,這樣外來的各種噪聲電壓和信號一起改變載波的振幅。在這種情況下,0可能變成1,1可能變成0。噪聲通常只影響幅值,因此ASK是受噪聲影響最大的調(diào)制方式。一種常用的幅值鍵控技術(shù)是開關(guān)鍵控(OOK,OnOffKeying)。在OOK中,某一種比特值用沒有電壓來表示。其優(yōu)點(diǎn)是傳輸信息所需的能量下降了,且調(diào)制方法簡單,如圖5.40所示。

圖5.402ASK信號生成示意圖(a)線性調(diào)制方框圖；(b)OOK生成2ASK信號

2.2ASK信號的解調(diào)接收端接收到信道傳來的2ASK信號,首先經(jīng)過帶通濾波器濾掉傳輸過程中產(chǎn)生的噪聲干擾,再從中恢復(fù)原始數(shù)據(jù)信號。常用的解調(diào)方法有兩種:包絡(luò)解調(diào)法和相干解調(diào)法。

1)包絡(luò)解調(diào)法利用2ASK信號幅值隨原始信號而變化的特性,通過檢測信號包絡(luò)的變化來恢復(fù)原始數(shù)據(jù)信號的解調(diào)法稱之為包絡(luò)解調(diào)法。其原理框圖如圖5.41所示。

圖5.412ASK包絡(luò)解調(diào)法

2)相干解調(diào)法相干波:與發(fā)送端載波同頻同相的正弦信號。相干解調(diào)也叫同步解調(diào),就是利用相干波和接收到的2ASK信號相乘,分離出包含原始數(shù)據(jù)信號的低頻信號,再進(jìn)行抽樣判決恢復(fù)成數(shù)字序列,如圖5.42所示。這樣,接收端必須產(chǎn)生一個(gè)相干波,這個(gè)相干波的產(chǎn)生過程就是載波同步的過程。

圖5.42相干解調(diào)法

2ASK信號帶寬為碼元速率的2倍,即

B2ASK＝2R式中：R為信息傳輸速率。

5.4.3頻移鍵控

1.2FSK信號的生成二進(jìn)制頻移鍵控(2FSK)信號是通過改變信號的頻率來表示二進(jìn)制數(shù)0或1的。在每個(gè)比特持續(xù)期間,信號的頻率是一個(gè)常數(shù),并且其值依賴于所代表的比特值(0或1),而振幅和相位都不變。其信號如圖5.43所示。

圖5.43

2FSK信號

1)直接調(diào)頻法直接調(diào)頻法指利用數(shù)字信號(0V,＋E)直接改變載波信號發(fā)生器的參數(shù),從而達(dá)到改變載波頻率的目的?？刹捎矛F(xiàn)成的壓控振蕩器,其原理如圖5.44(a)所示。

2)頻率選擇法頻率選擇法指利用載波發(fā)生器產(chǎn)生兩個(gè)載波頻率f0和f1,用數(shù)字基帶信號m(t)控制電子開關(guān)S,根據(jù)m(t)為0或1選擇載波信號頻率,如圖5.44(b)所示。圖5.442FSK信號的生成(a)直接調(diào)頻法；(b)頻率選擇法

2.2FSK信號的解調(diào)

1)過零檢測法單位時(shí)間內(nèi)信號幅值為0的次數(shù)與載波信號頻率成正比,因此只要能夠檢測出信號的過零次數(shù),即可判斷其頻率(因此也叫鑒頻法),從而恢復(fù)基帶信號。

2)包絡(luò)檢測法包絡(luò)檢測法原理框圖如圖5.45所示,首先利用兩個(gè)窄帶濾波器將載頻f0和f1分開,分別進(jìn)行包絡(luò)檢波,再將兩信號組合,即為基帶信號的包絡(luò),利用抽樣判決,恢復(fù)原始數(shù)字信號。

圖5.45包絡(luò)檢測法原理框圖

3)相干解調(diào)法和包絡(luò)檢測法相類似,相干解調(diào)法也是利用兩窄帶濾波器將2FSK信號分離,再分別進(jìn)行相干解調(diào),然后再合并進(jìn)行抽樣判決。所不同的是分離出的兩信號不是進(jìn)行包絡(luò)檢波而是分別進(jìn)行相干解調(diào)。其原理框圖如圖5.46所示。

圖5.46

2FSK相干解調(diào)原理

4)軟件解調(diào)法軟件解調(diào)法利用計(jì)算機(jī)軟件測量接收到信號的頻率,以此來判定信號是0還是1。首先,對接收到的2FSK信號進(jìn)行放大、整形,使之滿足計(jì)算機(jī)定時(shí)/計(jì)數(shù)器對輸入信號的要求。其原理框圖如圖5.47所示。

圖5.47軟件解調(diào)法信號處理

軟件解調(diào)利用計(jì)算機(jī)定時(shí)計(jì)數(shù)器對輸入脈沖進(jìn)行計(jì)數(shù),從而測出在一個(gè)碼元間隔內(nèi)的脈沖數(shù)。設(shè)定一個(gè)計(jì)數(shù)門限值N0,當(dāng)計(jì)數(shù)值J≥N0時(shí),對應(yīng)頻率較高數(shù)字(設(shè)為f1,即為數(shù)字1);當(dāng)J＜N0時(shí),對應(yīng)頻率較低數(shù)字(設(shè)為f0,即為數(shù)字0)。解調(diào)流程如圖5.48所示。當(dāng)然,在具體程序設(shè)計(jì)時(shí),可以充分利用定時(shí)計(jì)數(shù)器中斷功能,其操作簡便易行,充分利用軟件功能以盡量減少硬件設(shè)備,有利于產(chǎn)品升級和現(xiàn)場調(diào)試。圖5.48軟件解調(diào)流程圖

2FSK信號所需帶寬為:B2FSK=|f1-f0|+2R

式中：R為信息傳輸速率。

5.4.4絕對相移鍵控

絕對相移鍵控是利用載波信號相位的改變來表示0或1的,在相位改變時(shí),最大振幅和頻率都不改變。例如,如果我們開始時(shí)用相位0來表示二進(jìn)制0,用相位π來表示二進(jìn)制1。在每個(gè)比特持續(xù)時(shí)間中信號的相位是一個(gè)常數(shù),其值依賴于所代表的比特值(0或1)。相移鍵控信號如圖5.49所示。

圖5.49相移鍵控(a)絕對相移鍵控信號；(b)相對相移鍵控信號

1.相移鍵控信號

1)絕對相移鍵控信號利用載波信號在基帶碼元起始時(shí)刻的相位值表示0、1信息,如圖5.49(a)所示?！椋?表示數(shù)字“0”；￠＝π表示數(shù)字“1”。

2)相對相移鍵控信號利用載波信號在基帶碼元起始時(shí)刻的相位的相對跳變表示0、1信息，圖5.49(b)所示。載波相位連續(xù),即相位不跳變,表示數(shù)字“0”；載波相位不連續(xù),即相位跳變,表示數(shù)字“1”。

2.星座圖對于多進(jìn)制相移鍵控信號,由于其相位較多,波形圖比較麻煩,也不易表述清楚,故常采用星座圖來表示。星座圖是使用矢量來表示信號的一種方法,用矢量的長度表示信號的幅值,矢量的相位表示信號的相位。圖5.50分別畫出了2PSK,4PSK和8PSK信號星座圖。

圖5.50星座圖(a)2PSK信號星座圖；(b)4PSK信號星座圖;(c)8PSK信號星座圖

3.2PSK信號的產(chǎn)生

2PSK信號生成的方法有兩種:直接調(diào)相法和相位選擇法。

1)直接調(diào)相法直接調(diào)相法是指直接用數(shù)字信號控制載波信號的相位,以達(dá)到調(diào)制相位的目的,其原理框圖如圖5.51(a)所示。直接調(diào)相法要求m(t)為雙極性信號,即

表示“0”表示“1”

2)相位選擇法相位選擇法是指利用數(shù)字信號控制選擇開關(guān),在相位為0和相位為π的載波信號中選擇與數(shù)字信號“0”、“1”相對應(yīng)的載波信號,其原理框圖如圖5.51(b)所示。

圖5.512PSK信號產(chǎn)生法(a)直接調(diào)相法；(b)相位選擇法

4.2PSK信號的解調(diào)由于2PSK信號的幅值和頻率都不變化,因此,不能采用包絡(luò)檢測法和分路濾波法來解調(diào),只能采用相干解調(diào)法,其解調(diào)原理如圖5.52所示。圖5.522PSK解調(diào)原理圖

接收到的2PSK信號,經(jīng)帶通濾波器濾除信道干擾,得到的信號為:y(t)=Acos(ωct+￠)其中,￠為碼元初始時(shí)刻載波信號的相位,攜帶數(shù)字信號?！椋?表示數(shù)字信號為“0”;￠＝1表示數(shù)字信號為“1”。設(shè)接收端采用的相干波為:cosωct(設(shè)相干波的幅值為1),得:低通濾波后,為

抽樣時(shí)刻,當(dāng)x(t)>0時(shí)，￠=0,則數(shù)字信號為“0”;當(dāng)x(t)<0時(shí),￠=π,則數(shù)字信號為“1”。圖5.53

2PSK相干解調(diào)各點(diǎn)信號波形

圖5.54

2PSK信號解調(diào)

5.4.5相對相移鍵控

1.絕對碼和相對碼

1)絕對碼an

用碼元電平直接表示數(shù)字信息的碼型稱為絕對碼,就是我們前面講的單極性不歸零碼,在這里為了和相對碼對應(yīng)又稱為絕對碼。如:用＋E表示數(shù)字信號“1”,0V表示數(shù)字信號“0”,對應(yīng)信號如圖5.55(a)所示。圖5.55絕對碼和相對碼(a)絕對碼；(b)相對碼

2)相對碼bn

用碼元電平的相對變化表示數(shù)字信息的碼型稱為相對碼,也叫差分碼。如:用電平的跳變表示數(shù)字信號“1”,電平不跳變表示數(shù)字信號“0”,對應(yīng)信號如圖5.55(b)所示。

表5.2絕對碼轉(zhuǎn)換為相對碼

(2)從相對碼到絕對碼(差分譯碼),如表5.3所示。

表5.3

相對碼轉(zhuǎn)換為絕對碼

由表5.3可知: 。

bn-1可以通過bn延遲Tb得到,其對應(yīng)關(guān)系如圖5.56所示。通常將絕對碼轉(zhuǎn)換為相對碼的電路稱為差分編碼器,將相對碼轉(zhuǎn)換為絕對碼的電路稱為差分譯碼器。圖5.56絕對碼和相對碼之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系(a)絕對碼轉(zhuǎn)換為相對碼;(b)相對碼轉(zhuǎn)換為絕對碼

2.2DPSK