無刷直流電機雙閉環(huán)串級控制系統(tǒng)仿真

PAGEPAGEVI摘要無刷直流電機利用電子換相代替機械換相，不但具有直流電動機的調(diào)速性能，而且體積小、效率高，在許多領域已得到了廣泛的應用，特別是電動車用直流電機的應用上。采用無位置傳感器控制技術(shù)之后，不但可以降低電機的制造成本，而且使得無刷直流電機的使用壽命以及維修簡便性都有了大大提高。目前，無刷直流電機無位置傳感器控制已成為無刷直流電機控制技術(shù)的發(fā)展方向。本文縱觀了無刷直流電動機及其控制技術(shù)的興起、發(fā)展與現(xiàn)狀，概括了無刷直流電動機無位置傳感器控制技術(shù)的現(xiàn)有水平及存在的問題。以研制、開發(fā)電動車用無刷直流電機無位置傳感器控制器為依托，針對其無位置傳感器控制技術(shù)中的兩個關(guān)鍵問題——轉(zhuǎn)子位置信息檢測和零起動問題，提出并設計了新的更適用的轉(zhuǎn)子位置信息檢測硬件檢測電路和零起動硬件電路。從理論和實踐兩個方面對這些問題展開了較為全面的研究和討論。（1）針對傳統(tǒng)無位置傳感器控制策略計算量大、可靠性不高、30°軟件延時等缺點，基于無刷直流電機反電勢過零檢測的原理，分析了三相端電壓與中性點的關(guān)系，提出了一種可完全替換3相霍爾位置傳感器的硬件設計方案，實現(xiàn)了無刷直流電機的無傳感器運行。（2）利用硬件RC濾波電路對檢測到的反電勢過零點時刻進行30°電角度延時，針對由于電機的速度變化會使得30°電角度延時的不準確，從而導致逆變器換相不準確，引起電機的失步的問題，提出了在硬件電路中設計相位自補償電路的想法，克服了以往傳統(tǒng)方法相位補償不準確的問題，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性。（3）對已有的各種電機零起動方案利弊進行分析，結(jié)合實際應用的需要，綜合成本、實現(xiàn)難易程度等各方面因素的考慮，本課題提出了新的“三段式”零起動方案，并設計零起動硬件電路。對各個階段中的一些關(guān)鍵問題——轉(zhuǎn)子預定位過程中PWM控制輸出的頻率選擇、電機旋轉(zhuǎn)方向的選擇和電機由抖動轉(zhuǎn)向自控運行狀態(tài)等問題進行了詳細的分析，確定了具體的實施方案。（4）推導并分析了無刷直流電機的動態(tài)數(shù)學模型及其控制特性，基于Matlab/Simulink建立了BLDCM(BrushlessDirectCurrentMotor)控制系統(tǒng)的模塊化仿真模型，并對該模型進行了轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)串級控制系統(tǒng)的仿真。仿真結(jié)果表明：波形能較為理想的反映電機的動靜態(tài)特性分析。本文設計了以美國Cypress公司的PSoCTM為控制芯片的無刷直流電機無位置傳感器控制系統(tǒng)，搭建了樣機平臺進行實驗驗證，實驗證明：本控制系統(tǒng)具有結(jié)構(gòu)簡單，適應性強等優(yōu)點。關(guān)鍵詞：無刷直流電機，無傳感器控制，轉(zhuǎn)子位置信息檢測，零起動

ABSTRACTBrushlessDCmotorwithpermanentmagnetexcitation,inwhichelectricalcommutatorisusedinsteadofmechanical,hasthesamegoodcharacteristicsofspeedcontrolastraditionalDCmotor.BrushlessDCmotorshavefoundwideapplicationduetotheirhighpowerdensityandeaseofcontrol.Moreover,themachineshavehighefficiencyoverwidespeedrange.Usingsensorlesscontrolnotonlyreducethemanufacturingcostofthemotor,butalsoextendthelifeofthemotor.Atpresent,sensorlesscontrolhasbecomeadevelopmenttrendofcontroltechniqueforbrushlessDCmotors.Thisdissertationmakesacomprehensiveviewoftherising,developmentandpresentsituationofcontroltechniqueforbrushlessDCmotor,andsummarizesthepresentlevelandshortagesofsensorlesscontroltechnique.Dependingontheresearchanddevelopmentofsensorlesscontrollerusedinelectricbicycleconcentrateonthetwokeypoint——rotorpositiondetection,startingmethod，thisdissertationresearchesanddiscussesthefollowingproblemsintheoryandpractice:(1)Basedontheprincipleofbackelectromotiveforce(EMF)zero-crossingtestinginbrushlessdcmotor(BLDCM),andanalyzedtherelationshipbetweenthethree-phasevoltageandneutralvoltage.Putforwardakindofhardwaredesignwhichcancompletelyreplacehallpositionsensorinordertoovercometheshortcomingsoftraditionalsensorlesscontrolstrategies,suchaslargeamountofcalculation,lowreliability,and30°softwaredelays.(2)WhenusingtheRCfiltercircuitthedetectedbackEMFzerocrossingpointfor30°electricaldegreesdelay.Aphasecompensationcircuitwasdesignedtoovercometheproblemsthatthephasecompensationisnotaccurateandthesystemcannotefficientlyrunbecauseofthechangesinmotorspeed.(3)integratethecost,theneedsofpracticalapplicationandotherfactorstoconsider,proposeanew"three-stage"startingprograms,andhardwarecircuitofzero-startwasdesigned.ConductedadetailedanalysisonsomekeyissusessuchasfrequencyofthePWMcontroloutputfortherotorpre-position,thedirectionofmotorrotationandthecontrolledsynchronousswitchingofthemotor.(4)ThedynamicmodelofbrushlessDCmotorisinvestigated,andthemodularsimulationmodeldependontheMatlab/Simulinkwasestablished,andsimulatedwithDouble-loopcascadecontrol.Thesimulationwaveformshowsthatthesystemhasgooddynamicandstaticcharacteristics.ThisdesertationgivesadesignofmotorcontrolsystembasedonPSoCTMmanufacturedbyCypressinUS,andbuiltaprototypeplatform.TheexperimentalresultprovedthatthisBLDCMcontrolsystemhavebroadprospectsforapplicationwithitssimplicityandsuitability.KEYWORDS:BrushlessDCmotor,sensorlesscontrol,rotorpositiondetection,zerostarting

目錄摘要 IABSTRACT III目錄 V第一章緒論 11.1課題背景和意義 11.2電動車用直流電機研究的發(fā)展歷程與現(xiàn)狀現(xiàn)狀 21.2.1無刷直流電機技術(shù)的發(fā)展 21.2.2無傳感器技術(shù)研究的發(fā)展歷程 31.2.3無傳感器技術(shù)的研究現(xiàn)狀 51.3本文研究的主要內(nèi)容 8第二章無刷直流電機工作原理及建模仿真 92.1無刷直流電機的組成結(jié)構(gòu)及控制原理 92.1.1無刷直流電機控制系統(tǒng)的組織結(jié)構(gòu) 92.1.2無刷直流電機的控制原理 92.2無刷直流電機特性分析 122.2.1無刷直流電機等效電路 122.2.2無刷直流電機基本方程 132.2.3無刷直流電機穩(wěn)態(tài)分析 152.2.4無刷直流電機動態(tài)分析 172.3無刷直流電機雙閉環(huán)串級控制系統(tǒng)仿真 202.3.1BLDCM本體模塊 212.3.2參考電流模塊 232.3.3電流滯環(huán)控制模塊 242.3.4速度控制模塊 252.3.5三相電壓逆變模塊 252.3.6轉(zhuǎn)矩計算模塊 262.3.7仿真結(jié)果及仿真結(jié)果分析 272.4本章小結(jié) 29第三章無刷直流電機無傳感器轉(zhuǎn)子位置信息檢測 303.1轉(zhuǎn)子位置信息檢測方法比較 303.1.1磁阻法 313.1.2反電勢法 313.1.3磁通鏈變換法 313.1.4電感法 323.2無位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信息檢測方案 323.2.1“反電勢過零點法”控制換相工作原理 333.2.2轉(zhuǎn)子位置檢測電路設計與分析 353.2.3硬件檢測電路引起的相移分析及補償 363.3本章小結(jié) 37第四章無傳感器控制的零初始速度起動 384.1零初始速度起動方法比較 384.1.1升頻升壓同步起動法 384.1.2“三段式”起動法 394.1.3檢測脈沖轉(zhuǎn)子定位起動法 404.2零初始速度起動方案及實現(xiàn) 404.2.1轉(zhuǎn)子預定位階段 414.2.2轉(zhuǎn)子“抖動”階段 424.2.3穩(wěn)定運行階段 424.3新“三段式”法與傳統(tǒng)方法的區(qū)別 434.4本章小結(jié) 43第五章無刷直流電機無傳感器控制系統(tǒng)軟、硬件設計 445.1控制系統(tǒng)硬件電路總體結(jié)構(gòu) 445.2主控芯片PSoCTM 455.3控制系統(tǒng)電源設計 465.4功率管驅(qū)動電路設計 475.5負載電流采樣及過流保護電路設計 495.5.1負載電流采樣電路設計 495.5.2過流保護電路設計 505.6軟件任務分析 505.6.1軟件總體結(jié)構(gòu)方案 505.6.2數(shù)字雙閉環(huán)串級控制軟件設計 525.6.3軟件的轉(zhuǎn)速計算 525.7本章小結(jié) 53第六章試驗結(jié)果及分析 556.1系統(tǒng)測試結(jié)果及分析說明 556.2反電勢檢測試驗結(jié)果及分析說明 566.3零起動試驗波形分析 586.4系統(tǒng)動態(tài)性能試驗結(jié)果及分析 596.5本章小結(jié) 60第七章結(jié)束語 617.1本文的主要工作 617.2工作展望 62參考文獻 63攻讀碩士期間發(fā)表的論文和參見科研情況說明 67致謝 68江蘇大學碩士學位論文PAGE55第一章緒論1.1課題的背景和意義隨著社會的發(fā)展，我國汽車工業(yè)發(fā)展迅速，2009年我國汽車產(chǎn)銷量突破1300萬輛，同比增長創(chuàng)歷年最高，中國成為世界第一汽車生產(chǎn)和消費國。2010年我國汽車產(chǎn)銷量雙雙突破1800萬輛，不僅蟬聯(lián)世界第一，且創(chuàng)全球歷史新高。而汽車工業(yè)的發(fā)展給我們的生活帶來巨大變化的同時，人類也面臨著石油危機、環(huán)境污染和交通堵塞等問題的困擾[1]。隨著經(jīng)濟的快速發(fā)展和人民生活水平的不斷提高，作為汽車主要能源的石油的需求一直持續(xù)大幅度上升。根據(jù)海關(guān)總署的統(tǒng)計數(shù)據(jù)，2008年中國石油凈進口量已超過2億噸，占石油消費總量的52%。據(jù)專家預測，未來中國的石油和天然氣供應將出現(xiàn)更大的供需缺口，預計到2011年，中國的石油需求總量將達到4.5億噸，到2020年達到6.1億噸。石油供應缺口分別超過2.5億噸和4.1億噸[2]。目前為止，交通擁堵已經(jīng)成為制約我國經(jīng)濟發(fā)展所面臨的嚴重問題之一。因此，在石油危機、環(huán)境污染和交通擁堵的強大壓力下，節(jié)能減排、提高能源的利用效率已經(jīng)成為我國當前社會的一項重要任務，解決城市交通問題也迫在眉睫。而在此環(huán)境下，電動自行車以其小巧方便、節(jié)能、環(huán)保、占地面積小等特點，在我國深受廣大消費者特別是工薪階層、工人和農(nóng)民的喜愛和歡迎，得到了迅速發(fā)展。據(jù)不完全統(tǒng)計，2010年中國的電動車生產(chǎn)廠商已近2000家，配件廠商超過2400家，電動車行業(yè)從業(yè)人員達100萬以上，國內(nèi)電動車產(chǎn)量2250萬輛，全年出口500多萬輛，實現(xiàn)產(chǎn)值約700億元。目前，中國輕型電動車產(chǎn)銷量占全球的90％以上，已成為全球最大的電動車生產(chǎn)、消費和出口國。預計到2015年，全國輕型電動自行車的保有量將達4000萬輛，出口量將達800萬輛，總產(chǎn)值將達到1500多億元[4-6]。電動車之所以得到迅速發(fā)展，是由于電動車具有顯著的優(yōu)點。首先，在同樣的道路上騎行自行車單位時間內(nèi)可通過人的數(shù)量要比乘坐小轎車多很多；其次，電動自行車每天的耗電為1千瓦時左右，相對于汽車的高能耗來說，電動自行車可以稱得上是節(jié)能的、綠色無污染的交通工具；第三，電動自行車擺脫了單純對石油的依賴，而電力的來源途徑很多，如核能、太陽能、風力、水力、氫動力（燃料電池）等等。另外電動自行車還有一個特性，就是可以在晚上利用電力“谷底”時間充電，可以大幅度提高了電力資源的利用效率。因此電動自行車行業(yè)的發(fā)展對于方便人們得出行、對建設節(jié)能社會、對國民經(jīng)濟健康發(fā)展都能做出重大的貢獻。我國是自行車的消費大國，自行車社會保有量近6億輛，如果有10%被電動車所代替，就有近6000萬輛，現(xiàn)在的保有量只滿足了需求的30％，國內(nèi)的電動車市場還存在巨大的發(fā)展空間。2004年5月1日正式實施的《中華人民共和國道路交通安全法》中規(guī)定，將電動自行車歸類為非機動車，對電動自行車的發(fā)展起了很大的促進作用。同時國家有關(guān)部門還制定了《電動自行車通用技術(shù)條件》和《電動自行車生產(chǎn)許可證實施細則》[7]。為電動車產(chǎn)業(yè)的發(fā)展打下了政策基礎。總之，電動車產(chǎn)業(yè)良好的發(fā)展前景，具有廣闊的市場潛力。1.2電動車用直流電機研究的發(fā)展歷程與研究現(xiàn)狀電動車的核心技術(shù)主要包括電機制造、控制技術(shù)和電池等三個方面。我國關(guān)于電動車的研究起步較晚，但從技術(shù)與市場的角度看，我國電動自行車產(chǎn)業(yè)不并落后于世界先進水平，基本保持與世界的同步發(fā)展。本文主要針對電機和控制兩方面進行研究。1.2.1無刷直流電機技術(shù)的發(fā)展[8-13]由于直流電動機具有運行效率高、調(diào)速性能好等優(yōu)點，直流電機目前在我國被廣泛用于電動自行車行業(yè)。在電動車行業(yè)起步階段所用電機主要為傳統(tǒng)的有刷直流電機，但由于電刷的存在，帶來了很多缺點，尤其是因為機械摩擦會產(chǎn)生噪聲、火花、電磁干擾等，并且有刷直流電機的制造成本很高、難于維修保養(yǎng)，使得有刷電機的使用壽命大大減短，因此其使用范圍受到了很大的影響。針對傳統(tǒng)有刷直流電動機的這些缺點，從20世紀30年代開始，就不斷有人開始研究不用電刷換相轉(zhuǎn)而以電子換相來代替機械換相的永磁無刷直流電機，但限于當時的大功率電子器件處于發(fā)展的初步階段，找不到理想的電子換相元件，因而使得這種電機只能停留在實驗室階段，成為一種愿望卻無法推廣應用。1955年，美國的D.Harrison首次實現(xiàn)了用晶體管電子開關(guān)代替?zhèn)鹘y(tǒng)直流電動機的電刷，此項研究成果標志著現(xiàn)代無刷直流電動機的誕生。但是，其缺點是這種直流電動機沒有起動轉(zhuǎn)矩，無法產(chǎn)品化。隨后，一大批科研人員集中于克服這一缺點的研究，終于借助于霍爾元件來實現(xiàn)換相的無刷直流電動機在1962年問世，實現(xiàn)了無刷直流電動機的產(chǎn)品化。自20世紀70年代開始，隨著電力電子器件技術(shù)的不斷迅速發(fā)展，許多如GTR、MOSFET、IGBT等高性能的半導體功率器件相繼問世，還有如釤鈷、釹鐵硼等高能永磁材料的出現(xiàn)，均為永磁無刷直流電機的廣泛應用奠定了堅實的基礎。并且極大的提高了霍爾元件位置傳感器的性能和可靠性。因此，永磁無刷直流電機憑借著其無換向火花、運行可靠、維護方便、結(jié)構(gòu)簡單、無損耗等眾多優(yōu)點，越來越廣泛應用于電動自行車行業(yè)中，極大地促進了電動車行業(yè)的快速發(fā)展。由于要克服無刷直流電機無起動轉(zhuǎn)矩的缺點，需要在電機上附加一個位置傳感器，憑其輸出的轉(zhuǎn)子位置信號向逆變橋提供及時的換向信號，體現(xiàn)了無刷直流電機較之傳統(tǒng)無刷直流電機具有很大的優(yōu)勢，但同時位置傳感器的存在也給無刷直流電機的應用帶來很多的缺陷與不便：首先，要在電機上安裝位置傳感器必然會增加電機的體積、成本和工藝難度；其次，位置傳感器基本上都存在一定程度的磁不敏感區(qū)因此會降低電機的運行可靠性；再次，傳感器在安裝時要保證其安裝精度要準確，否則會影響換相可靠性。針對位置傳感器給無刷直流電機所帶來的這些缺陷與不便，無刷直流電機的無位置傳感器控制成為了國內(nèi)外較為熱門的研究課題。1.2.2無傳感器技術(shù)研究的發(fā)展歷程無傳感器控制技術(shù)，是指在電機控制系統(tǒng)中，不用位置和速度傳感器而是通過各種不同的估計方法得到轉(zhuǎn)子的速度和位置信息的技術(shù)。具體來說，是通過跟蹤電機相繞組中的相關(guān)變量的變化來實現(xiàn)電機換相控制，如定子根據(jù)電流、定子電壓等可估算出轉(zhuǎn)子的位置和速度，取代機械傳感器獲得轉(zhuǎn)子信息。Frus和Kuo最先提出了“波形檢測”的無位置傳感器控制方法，他們通過對電流波形的分析，實現(xiàn)了基于電壓源型控制器的變磁阻步進電機無位置傳感器控制。隨后，有許多研究人員對此方法進行了研究。近些年來，無位置傳感器控制方法得到了迅速發(fā)展。同時，“非直接位置檢測”也取代了“波形檢測”的方法。德國的W.Mieslinger在1968年提出了采用電容移相實現(xiàn)換流的方法，最早提出了間接位置檢測的概念。1976年，德國的R.Hanitsch等人在W.Mieslinger研究的基礎上開發(fā)出了利用數(shù)字式環(huán)繞分配器和過零點鑒別器組合來實現(xiàn)換相的無位置傳感器的永磁無刷直流電機控制。到1980年，H.Lehuy等人根據(jù)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)時定子繞組中的感應電動勢對應于轉(zhuǎn)子位置信息的原理檢測位置信息，即利用“反電勢法”檢測轉(zhuǎn)子位置信息。反電勢法具有原理簡單，可操作性強，檢測效果好等許多優(yōu)點，在隨后的無傳感器控制研究中大多學者都是基于這種方法來檢測轉(zhuǎn)子位置信息。K.Lizuka等人在1985年第一次將微處理器用于無位置傳感器的控制中，并且對利用“反電勢法”來檢測轉(zhuǎn)子位置信息的方案作了軟件和硬件兩方面的補充，從此無位置傳感器的無刷直流電機控制進入到了一個新的領域。隨后，研究人員基于電機各相端電壓的變化是繞組中反電勢隨轉(zhuǎn)子位置的變化的反映的原理對“反電勢法”作了變形，提出了以“端電壓法”來間接檢測轉(zhuǎn)子的位置。通過檢測各相端電壓就可以計算出轉(zhuǎn)子的位置?！岸穗妷悍ā敝苯訖z測各相端電壓，易于檢測，這就使得檢測的外圍電路更加簡單，因此“反電勢法”也就更加實用了。20世紀80年代末到90年代初，各國學者相繼提出了各種間接轉(zhuǎn)子位置檢測方法。1989年，有學者根據(jù)相電流與定子磁鏈在同一相位，其相電流的變化能夠準確反映轉(zhuǎn)子的位置信息，因此提出了利用相電流來檢測轉(zhuǎn)子的位置的方法。在1990年，S.Ogasawara從電流的角度來考慮反電勢，通過檢測反向并聯(lián)在驅(qū)動功率管上的續(xù)流二極管的導通狀態(tài)來判斷轉(zhuǎn)子的位置信息，因此成為“續(xù)流二極管法”，其實其基本原理還是反電勢法。1992年，有人提出了通過計算電動機繞組的電感值得瞬時變化來檢測轉(zhuǎn)子的位置的方法，同一年又有研究人員提出了根據(jù)電流和電壓的瞬時方程來檢測轉(zhuǎn)子位置的方法。這兩種方法都從本質(zhì)上真正認識轉(zhuǎn)子的位置變化，可以得出轉(zhuǎn)子的連續(xù)位置信號。1994年有研究人員提出磁鏈法，其基本原理是通過對相電壓和線電流信號計算，得出定子繞組各相的磁鏈，再根據(jù)磁鏈來判斷轉(zhuǎn)子的位置信號。這種方法的缺點是計算量大而復雜，對微處理器要求較高，但利用此種方法算出來的轉(zhuǎn)子位置信號其誤差小，并且在較大的調(diào)速范圍內(nèi)都可適用，提別是用于正弦波和方波電動機，其對轉(zhuǎn)子位置信息的檢測效果比較理想。近年來，隨著控制論的飛速發(fā)展，新的控制理論(直接轉(zhuǎn)矩控制、如矢量控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、模糊控制、參量自適應控制等)不斷出現(xiàn)，有研究人員基于上述控制理論提出了利用卡爾曼濾波法和狀態(tài)觀測器法來實現(xiàn)對轉(zhuǎn)子位置信息的檢測，其缺點是計算量非常之大。但是近幾年隨著實時控制的工業(yè)單片機和高速數(shù)字信號處理器DSP(DigitalSignalProcessor)的出現(xiàn)，大大提高了處理器的性能，解決了上述方法計算量大的問題，為新的控制理論的應用鋪平了道路，使得現(xiàn)代控制理論能夠逐漸在實際中得到應用。最近有學者提出了一種新的檢測思路，即模糊控制和神經(jīng)網(wǎng)絡控制法，這種方法通過自適應技術(shù)、模糊控制策略和神經(jīng)網(wǎng)絡控制策略來建立被測相的電壓、電流和轉(zhuǎn)子位置的相互關(guān)系。但對這種方法大多數(shù)學者只是提出了一個概念，并未實際應用于無位置傳感器無刷直流電動機的控制。1.2.3無傳感器技術(shù)的研究現(xiàn)狀目前，無刷直流電機無傳感器控制技術(shù)針對不同電機、不同負載條件下都需要區(qū)別對待還不能夠用一種單一的控制技術(shù)同時適用于各種運行條件。對于無刷直流電動機的無位置傳感器控制，其關(guān)鍵是要能夠獲得準確的轉(zhuǎn)子位置信息，但是BLDCM的優(yōu)點在于其不需要向PMSM那樣需要獲得轉(zhuǎn)子的連續(xù)位置信號，其只需要準確檢測出電機換相時刻的轉(zhuǎn)子位置信息即可。近些年，國內(nèi)外的研究人員提出了多種多樣的轉(zhuǎn)子位置信號檢測方法，大致可分為卡爾曼法、位置函數(shù)法、電感測量法、反電勢法、智能控制法、狀態(tài)觀測器法等檢測方法[14]。這些方法的基本原則都是通過檢測較容易獲取的物理量如定子電壓、電流等來計算獲取轉(zhuǎn)子的位置。(1)卡爾曼(Kalman)法該方法通過檢測端電壓得到反電勢，然后用卡爾曼算法在線遞推出轉(zhuǎn)子位置，從而確定定子繞組換流時刻[15]。不過要保證位置檢測的快速和準確性則必需要快速實時的處理器才行。(2)位置函數(shù)法MehrdadEhsani和Tae-HyungKim提出了一種新的基于位置函數(shù)的無位置傳感器方案，由于是借助于一個獨立于轉(zhuǎn)速的函數(shù)進行轉(zhuǎn)子位置估算，在理論上可適用于整個轉(zhuǎn)速范圍[16]，尤其是低速運行性能良好，可主要通過通過軟件來完成算法，計算出轉(zhuǎn)子位置，減小了外圍檢測電路的復雜性，降低了成本，適用于帶有DSP裝置的低成本電機。(3)電感測量法在內(nèi)嵌式無刷直流電動機中，電機繞組電感和轉(zhuǎn)子位置之間有一定的對應關(guān)系，電感測量法就是基于這種關(guān)系，通過檢測內(nèi)嵌式無刷直流電動機繞組電感的變化來判斷出轉(zhuǎn)子位置。該方法可以克服反電勢方法的低速性能，但是這種方法需要對繞組電感進行檢測，難度因此而增大[17]。(4)反電勢法目前最常用的一種檢測轉(zhuǎn)子位置信號的方法就是反電勢法，這種方法利用電機旋轉(zhuǎn)時各相繞組內(nèi)的反電勢信號來控制電機換向。反電勢檢測主要有四種方法：積分法、端電壓(過零檢測)法、三次諧波檢測法和續(xù)流二極管法。1)反電勢積分法這種檢測方法是通過對非導通相的反電勢進行積分來獲得轉(zhuǎn)子位置信息，反電勢積分自開路相反電勢過零開始，設置一個門限對應于換向時刻用來截止積分信號，當積分達到一定閥值大小時認為換向時刻到，反電勢積分法存在積分累計誤差與閥值設置問題。在電機低速運行時存在一定的問題。2)端電壓法(反電勢過零檢測法)反電動勢過零點檢測法是目前應用最廣泛，實現(xiàn)最簡單，技術(shù)最成熟的轉(zhuǎn)子位置檢測方法。在方波BLDCM中，繞組的反電勢是正負交變的梯形波，當某相繞組的反電勢過零時，轉(zhuǎn)子直軸與該相繞組軸線重合。只要檢測到各相反電勢的過零點，延遲30°電角度，就可獲得對應的換相時刻，這就是反電勢法檢測BLDCM轉(zhuǎn)子位置換相的工作原理。但是這種方法存在各種原因產(chǎn)生的轉(zhuǎn)子位置檢測誤差[9]，需要采取措施加以校正。3)三次諧波檢測法該方法通過對電樞三相相電壓簡單疊加，反電動勢的基波分量和其它高次諧波分量由于相位互差120°而相互抵消，只有3次諧波及其奇數(shù)倍諧波由于同相而疊加，可以從中提取反電動勢的3次諧波分量，以檢測轉(zhuǎn)子的位置[18-19]，但是當電機的轉(zhuǎn)速過低時，檢測到的三次諧波嚴重畸變，不能準確估計轉(zhuǎn)子的位置，所以在低速時需要額外的啟動程序。4)續(xù)流二極管法續(xù)流二極管法是通過檢測反并聯(lián)于逆變器中的6個續(xù)流二極管中的不導通相繞組續(xù)流二極管的開關(guān)狀態(tài)，間接檢測電機反電勢過零點，控制逆變器開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)，這種方法實際上是反電動勢過零點的間接檢測，實際上還是反電動勢法。較之反電勢法，續(xù)流二極管法改善了無刷直流電機的低速性能，獲得了更寬的調(diào)速范圍。但是該方法要使用六條檢測電路，增加了外圍檢測電路復雜性[20]，而且該方法要使逆變器中的開關(guān)管在120°的導通期間，前半段調(diào)制后半段開通的方式工作，使控制更加困難。(5)人工智能控制法近年來，隨著實現(xiàn)手段(如單片機和DSP)功能的不斷強大，各種智能控制方法得以實現(xiàn)。智能法利用模糊控制和神經(jīng)網(wǎng)絡控制策略來建立相電壓、電流和轉(zhuǎn)子位置之間的關(guān)系，基于檢測到的電壓和電流信號通過神經(jīng)網(wǎng)絡的訓練來估算出轉(zhuǎn)子位置，取得很好的控制效果[20-22]。(6)狀態(tài)觀測器法現(xiàn)在出現(xiàn)的轉(zhuǎn)子位置檢測方法都需要結(jié)合現(xiàn)代控制技術(shù)，而現(xiàn)代控制需要知道全部狀態(tài)變量，然而實際情況中有些狀態(tài)變量不易或無法檢測，狀態(tài)觀測器正是為解決這個問題而出現(xiàn)的。狀態(tài)觀測器可以通過易于檢測的輸入輸出變量來估計系統(tǒng)的其它狀態(tài)變量[23]。實際上，無刷直流電機的無位置傳感器控制問題和狀態(tài)觀測器問題相類似，也是通過電流、電壓等電機變量來求解電機轉(zhuǎn)子位置，因此可以設想通過設計狀態(tài)觀測器來觀測轉(zhuǎn)子位置，從而實現(xiàn)無位置傳感器控制。(7)其他方法除了前述無位置傳感器無刷直流電動機控制方法，國內(nèi)外許多學者還提出了其他一些無位置傳感器控制理論和方法，例如電氣穩(wěn)態(tài)法[24]，電流法[25]，渦流法等.但這些方法實現(xiàn)難度大，控制要求的條件比較苛刻，只適合一些特殊場合應用。1.3本文研究的主要內(nèi)容目前，無刷直流電機的無位置傳感器控制大多數(shù)采用傳統(tǒng)的“三段式”起動法，但傳統(tǒng)“三段式”起動法存在著一些不足之處，特別是在電機負載較大的情況下，電機起動成功率往往較低。本文在前人研究的基礎上，以一臺48V，350W，3相23對極無刷直流電動機作為研究對象，采用反電動勢過零點檢測方法，通過改進反電動勢檢測電路和無位置傳感器的零起動方法，開發(fā)出了一款新型的無刷直流電機無位置傳感器控制器。論文主要工作有以下幾個方面：1、研究分析了無刷直流電動機的本體結(jié)構(gòu)、工作原理和動、靜態(tài)數(shù)學模型，為控制器的設計打下了良好的基礎；2、分析了“反電勢過零點”法檢測轉(zhuǎn)子位置信息的工作原理，設計了具體的反電勢過零檢測電路。并針對“反電勢過零點”方案需要解決的重點問題進行探討；3、針對反電勢過零檢測電路中造成的電機相位延遲問題，提出了具體的解決方案。4、分析了傳統(tǒng)“三段式”零起動方案的工作原理及其利弊，提出新的“三段式”零起動方案，并對該方施過程中的重點問題進行了分析和探討；5、針對無位置傳感器無刷直流電機控制器的主要功能設計了外圍硬件電路并對各部分的硬件電路作了詳細介紹和分析；6、搭建樣機平臺，進行實驗驗證。

第二章無刷直流電機工作原理及建模仿真本章從電動自行車無刷直流電機及控制系統(tǒng)出發(fā)，詳細分析了無刷直流電機控制系統(tǒng)的工作原理，建立了電機不同工作狀態(tài)下的數(shù)學模型，對無刷直流電機的工作特性作了分析。通過建立與數(shù)學模型對應的電氣模型，進行相關(guān)性能的仿真，從而對控制器算法設計起到指導性作用，加快開發(fā)速度。2.1無刷直流電機的組成結(jié)構(gòu)及控制原理2.1本課題采用有位置傳感器的無刷直流電機作為樣機，無刷直流電機的內(nèi)部安裝有霍爾位置傳感器，用來檢測轉(zhuǎn)子在運行過程中的位置，永磁體安裝在轉(zhuǎn)子側(cè)，轉(zhuǎn)子位置傳感器與電子換向線路替代了有刷直流電動機的機械換向裝置。有位置傳感器無刷直流電機的結(jié)構(gòu)原理圖如圖2.1、2.2所示[26]。圖2.1無刷直流電動機的結(jié)構(gòu)原理框圖圖2.2無刷直流電動機的組成框圖當無刷直流電機定子繞組的某一相通以電流時，該電流產(chǎn)生的磁場與轉(zhuǎn)子永久磁鋼產(chǎn)生的磁場相互作用產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩，驅(qū)動轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)。位置傳感器將轉(zhuǎn)子磁鋼位置信息變換成電信號，去控制功率管驅(qū)動電路，使各相定子繞組按照一定的次序?qū)?。?qū)動電路中的功率開關(guān)器件的導通次序產(chǎn)生的磁場是與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)角同步的，從而起到了機械換向器的換向作用。2.1.2無刷直流電動機的控制電路分橋式和非橋式兩種，按電機繞組結(jié)構(gòu)分星形和三角型兩種方式。橋式星形接法的電機有轉(zhuǎn)矩脈動小，輸出轉(zhuǎn)矩大等特點。本課題中使用的無刷直流電機與驅(qū)動電路采用三相橋式星形結(jié)構(gòu)。三相無刷直流電機的定子繞組由3個空間完全對稱的單相集中繞組組成，三相繞組采用星形接法。位置傳感器與電機本體同軸，控制電路對位置信號進行邏輯變換后產(chǎn)生驅(qū)動信號，驅(qū)動信號經(jīng)驅(qū)動電路隔離放大后控制逆變器的功率開關(guān)管，使電機的各相繞組按一定的順序工作，工作原理圖如圖2.3所示。圖2.3無刷直流電機的工作原理圖當轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)到圖2.4a）所示的位子時，轉(zhuǎn)子位置傳感器輸出的信號經(jīng)控制電路邏輯變換后驅(qū)動逆變器，使VT1、VT6導通，即A、B兩相繞組通電，電流從電源的正極流出，經(jīng)VT1流入A相繞組，再從B相繞組流出，經(jīng)VT6回到電源的負極。電樞繞組在空間產(chǎn)生的磁動勢Fa如圖2.4a）所示，此時定轉(zhuǎn)子磁場相互作用，使電機的轉(zhuǎn)子順時針轉(zhuǎn)動。當轉(zhuǎn)子在空間轉(zhuǎn)過60°電角度，達到圖2.4b）所示位置時，轉(zhuǎn)子位置傳感器輸出的信號經(jīng)控制電路邏輯變換后驅(qū)動逆變器，使VT1、VT2導通，A、C兩相繞組通電，電流從電源正極流出，經(jīng)VT1流入A相繞組，再從C相繞組流出，經(jīng)VT2回到電源的負極。電樞繞組在空間產(chǎn)生的磁動勢Fa如圖2.4b）所示，此時定轉(zhuǎn)子磁場相互作用，使電機的轉(zhuǎn)子繼續(xù)順時針轉(zhuǎn)動。轉(zhuǎn)子在空間每轉(zhuǎn)過60°電角度，逆變器開關(guān)就發(fā)生一次切換，功率開關(guān)管的導通邏輯為VT1、VT6→VT1、VT2→VT3、VT2→VT3、VT4→VT5、VT4→VT5、VT6→VT1、VT6。在此期間，轉(zhuǎn)子始終受到順時針方向的電磁轉(zhuǎn)矩作用，沿順時針方向連續(xù)旋轉(zhuǎn)。在圖2.4a）到圖2.4b）的60°電角度范圍內(nèi)，轉(zhuǎn)子磁場沿順時針連續(xù)旋轉(zhuǎn)，而定子合成磁場在空間保持圖2.4a）Fa的位置靜止。只有當轉(zhuǎn)子磁場連續(xù)旋轉(zhuǎn)60°電角度，到達圖2.4b）所示的Fr位置時，定子合成磁場才從圖2-4a）的Fa位置跳躍到圖2.4b）中的Fa位置。可見，定子合成磁場在空間不是連續(xù)旋轉(zhuǎn)的，而是一種跳躍式旋轉(zhuǎn)磁場，每個步進角深谷60°電角度。轉(zhuǎn)子在空間每轉(zhuǎn)過60°電角度，定子繞組就進行一次換流，定子合成磁場的磁狀態(tài)就發(fā)生一次躍變。可見，電機有六種磁狀態(tài)，每一狀態(tài)有兩相導通，每相繞組的導通時間對應于轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)120°電角度。我們把無刷直流電動機的這種工作方式稱為兩相導通星形三相六狀態(tài)，這是無刷直流電動機最常用的一種工作方式。由于定子合成磁勢每隔1/6周期（60°電角度）跳躍前進一步，在此過程中，轉(zhuǎn)子磁極上的永磁磁勢卻是隨著轉(zhuǎn)子連續(xù)旋轉(zhuǎn)的，這兩個磁勢之間平均速度相等，保持“同步”，但是瞬間的速度卻是有差別的，二者之間的相對位置是時刻有變化的，所以，它們相互作用下所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩除了平均轉(zhuǎn)矩外，還有脈動分量。a）VT1、VT6導通，A、B相通電b）VT1、VT2導通，A、C相通電c）VT3、VT2導通，B、C相通電d）VT3、VT4導通，B、A相通電圖2.4無刷直流電動機工作原理示意圖2.2無刷直流電機特性分析2.2.1無刷直流電機等效電路由于無刷直流電動機的氣隙磁場、反電動勢以及電流是非正弦的，采用直、交軸坐標變換已不是有效的分析方法。因此我們直接利用電動機本身的相變量來建立數(shù)學模型。為了簡明起見，現(xiàn)做如下假設[27]：1.電動機的氣隙磁場感應強度在空間呈梯形（近似為方波）分布；2.定子齒槽的影響忽略不計；3.電樞反應對氣隙磁通的影響忽略不計；4.忽略電機中的磁滯和渦流損耗；5.三相繞組完全對稱；6.忽略功率器件導通和關(guān)斷時間的影響，功率器件的導通壓降恒定，關(guān)斷后等效電阻無窮大。由于轉(zhuǎn)子的磁阻不隨轉(zhuǎn)子位置的變化而改變，因此定子繞組的自感和互感為常數(shù)，則在上面簡化條件下，得到無刷直流電機繞組的等效電路，如圖2.5所示。電機繞組可以等效為電樞電阻、感抗和線端反電勢等組成的簡化等效電路圖。圖2.5三相無刷直流電機等效電路2.2.2無刷直流電機的基本方程無刷直流電機的基本物理量有反電動勢、電樞電流、電磁轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速等。這些物理量的表達式與電機的氣隙磁場分布、繞組形式有密切的關(guān)系。在永磁無刷直流電機中，氣隙主磁通密度的分布波形如圖2.6（a）所示，當定子繞組采用集中整距繞組轉(zhuǎn)子且旋轉(zhuǎn)速度為恒值時，定子每相繞組反電動勢波形與磁通密度分布波形應該一致，為了簡化分析，可將它近似為梯形波。為了減小轉(zhuǎn)矩脈動，反電動勢波形的平頂寬度應大于120°電角度。通常把相反電動勢看成平頂寬為120°電角度的梯形波，如圖如圖2.6（b）所示。三相繞組的反電動勢依次相差120°電角度。這種具有方波氣隙磁感應強度分布、梯形波反電勢的無刷直流電動機稱為方波電動機。方波電動機在控制時通常采用方波電流驅(qū)動，即與120°導通型三相逆變器相匹配，由逆變器向方波電動機提供三相對稱的、寬度為120°電角度的方波電流，且與電動勢同相位。下面就永磁無刷直流電機的基本參量包括反電動勢、電樞電流、電磁轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速等進行分析，并對由它們構(gòu)成的描述無刷直流電機基本原理的方程進行論述。（a）（b）圖2.6無刷直流電動機氣隙磁密及反電動勢波形一、反電勢的表達式設電樞繞組導體的有效長度為l，導體的線速度為v，則單根導體在氣隙磁場中感應的電動勢為：（2.1）（2.2）式中—氣隙磁感應強度。n—電機的轉(zhuǎn)速，單位為r/min。D—電樞直徑。τ—極距。P—電機的極對數(shù)。如果電樞繞組每相串聯(lián)匝數(shù)為W，則每相繞組的感應電動勢幅值為：（2.3）由于方波氣隙磁感應強度對應的每極磁通為：（2.4）其中ai為計算極弧系數(shù)。將式（2.1）、式（2.2）和式（2.4）代人式（2.3）得到每相繞組感應電動勢為：（2.5）則線電動勢的表達式為：（2.6）式中，Ce為電勢常數(shù)，二、電樞電流為了簡化分析，假設不考慮開關(guān)器件動作的過度過程，并忽略電樞繞組的電感。這樣無刷直流電動機的電壓方程可以簡化為：（2.7）式中，ΔU—開關(guān)器件的管壓降。Ia—電樞電流。E—線電動勢，即電機的反電動勢。由式（2.7）得：（2.8）三、電磁轉(zhuǎn)矩在任一時刻，電機的電磁轉(zhuǎn)矩由兩相繞組的合成磁場和轉(zhuǎn)子磁場相互作用產(chǎn)生，則電機的電磁轉(zhuǎn)矩表達式如下：（2.9）式中，Ω為電機的機械角速度，則有：（2.10）式中，CT為轉(zhuǎn)矩常數(shù)四、轉(zhuǎn)速將式（2.6）代人式（2.7）得：（2.11）空載轉(zhuǎn)速為：（2.12）五、電勢系數(shù)與轉(zhuǎn)矩系數(shù)電勢系數(shù)為：（2.13）轉(zhuǎn)矩系數(shù)為：（2.14）以上介紹的五個方面是無刷直流電機的基本特性的描述方程，下面將通過這些方程建立無刷直流電機的動、靜態(tài)模型。2.2本節(jié)將對無刷直流電機進行穩(wěn)態(tài)分析，將通過理論分析給出機械特性、控制特性，并為閉環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能分析提供依據(jù)。一、機械特性所謂機械特性，就是電機輸出轉(zhuǎn)速與輸出轉(zhuǎn)矩的關(guān)系。該特性反映了系統(tǒng)的帶載能力，該特性曲線與電機負載特性曲線的交點就是系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)工作點。由式（2.11）和式（2.14）可以得到永磁無刷直流電動機的機械特性：（2.15）由上式可見，無刷直流電動機的機械特性與一般直流電動機的機械特性表達式相同，機械特性較硬。在不同的供電電壓驅(qū)動下，可以得到如圖2.7所示的機械特性曲線簇。從圖中可觀察到，首先，隨著輸出轉(zhuǎn)矩的增加，轉(zhuǎn)速呈線性下降，這一特點表示了無刷直流電機輸在負載變化時輸出轉(zhuǎn)速的穩(wěn)定度；其次，該特性曲線隨著給定端電壓的增大向上方線性平移，即通過改變端電壓的值就可以改變電機的機械特性曲線，這一特性表明通過調(diào)壓可以對無刷直流電機進行調(diào)速控制。當轉(zhuǎn)矩較大、轉(zhuǎn)速較低時，流過開關(guān)管和電樞繞組的電流很大，這時，管壓降ΔUT隨著電流增大而增加較快，并達到不能忽略的程度，使得加在繞組上的電壓有所減小，致使無刷直流電機機械特性曲線在轉(zhuǎn)矩增大的區(qū)域偏離直線向下彎曲。圖2.7機械特性曲線空載轉(zhuǎn)速可由式（2.12）求出，而堵轉(zhuǎn)轉(zhuǎn)矩則為：（2.16）式中Ist—堵轉(zhuǎn)電流。二、調(diào)節(jié)特性調(diào)節(jié)特性表示了調(diào)節(jié)電壓與輸出轉(zhuǎn)速的關(guān)系。該特性曲線反映了系統(tǒng)的可控能力。從本質(zhì)上講，調(diào)節(jié)特性曲線是將隱藏在機械特性曲線當中的可控特性表征出來。根據(jù)式子（2.15）的變形，可以得到調(diào)節(jié)特性曲線，如圖2.8所示。圖2.8無刷直流電機調(diào)節(jié)特性曲線根據(jù)式（2.8）、式（2.10）和式（2.11）可分別求得調(diào)節(jié)特性的始動電壓U0和斜率K，即：（2.17）（2.18）從機械特性和調(diào)節(jié)特性可以看出，無刷直流電動機與一般直流電動機一樣，具有良好的調(diào)速控制性能，可以通過調(diào)節(jié)電源電壓實現(xiàn)無級調(diào)速。但不能通過調(diào)節(jié)勵磁調(diào)速，因為永磁體的勵磁磁場不可調(diào)。使用調(diào)壓調(diào)速的辦法就可以很容易獲得高質(zhì)量的無級調(diào)速性能。2.2.4無刷直流電機動態(tài)分析上一節(jié)主要討論了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)情況下的一些性能分析，但是不能對電機在狀態(tài)切換時的瞬時變化情況進行分析。下面將在對無刷直流電機的動態(tài)特性進行深入分析的基礎上，建立無刷直流電機的動態(tài)數(shù)學模型，包括給出反映無刷直流電機動態(tài)特性的一組微分方程組，并建立相關(guān)的動態(tài)結(jié)構(gòu)框圖。一、電壓方程對于表面安裝式無刷直流電機，忽略電樞反應對反電勢的影響，并結(jié)合前面關(guān)于無刷直流電機等效電路的分析，可以得到無刷直流電機電樞繞組及逆變橋的等效電路圖如圖2.9所示：圖2.9電樞繞組及逆變橋電路示意圖從上面無刷直流電機的等效電路容易得出，三相繞組的電壓方程為：（2.19）式中，uA、uB、uC分別為定子三相繞組端電壓；iA、iB、iC分別為定子三相繞組相電流；eA、eB、eC分別為定子三相繞組每相反電勢；r為定子每相繞組的內(nèi)阻；L為定子每相繞組自感；M為定子兩相繞組之間的互感。假設磁路不飽和，不計渦流和磁滯損耗，三相繞組對稱，外加直流恒壓電源，rA=rB=rC=r，LA=LB=LC=L，MAB=MAC=MBA=MBC=MCA=MCB=M。三相繞組采用星形接法，于是三相繞組的電流之和等于0，即iA+iB+iC=0，則上述方程可簡化為：（2.20）二、轉(zhuǎn)矩及動力學方程永磁無刷直流電動機的電磁轉(zhuǎn)矩是由定子繞組中交變電流產(chǎn)生的磁場與轉(zhuǎn)子永磁體本身的磁場相互作用而產(chǎn)生的。本質(zhì)是電功率向機械功率的轉(zhuǎn)化，因而定子繞組產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩表達式為：（2.21）式中，Te為三相繞組產(chǎn)生的合成電磁轉(zhuǎn)矩；Ω為轉(zhuǎn)子的機械角速度。由前面的無刷直流電機的基本方程中可知，無刷直流電機的電磁轉(zhuǎn)矩的大小與電流成正比，反電勢的大小與電機轉(zhuǎn)速成正比。所以控制逆變器輸出的方波電流的幅值就可以控制無刷直流電機的轉(zhuǎn)矩。為了產(chǎn)生恒定的電磁轉(zhuǎn)矩，要求驅(qū)動電流為方波，反電勢為梯形波，且在每半個周期內(nèi)，方波電流的持續(xù)時間為120°電角度，梯形波反電勢的平頂部分也為120°電角度，兩者應嚴格同步，以達到最高工作效率。一般情況下，由于無刷電機采用兩相導通方式，任何時刻同時只有兩相繞組導通，從逆變器直流側(cè)看進去，為兩相繞組串聯(lián)，則電磁功率為：（2.22）忽略電流換相過程的影響，電磁轉(zhuǎn)矩又可以表示為：（2.23）又由電機和電機拖動的基本理論，得到電機的運動方程為：（2.24）式中，TL為負載轉(zhuǎn)矩；J為電機的轉(zhuǎn)動慣量；B為阻尼系數(shù)。三、無刷直流電機動態(tài)特性為了更好地分析無刷直流電機的特性，尋求一種有效的控制方法以得到良好的動態(tài)性能，有必要推出無刷直流電機的傳遞函數(shù)，而無刷直流電機與普通直流電機的差別僅在于它換向時不用電刷，因此，其動態(tài)特性分析與普通直流電機本質(zhì)上是相同的。根據(jù)無刷直流電機工作原理，由于無刷直流電機采用兩相繞組導通運行的方式，不考慮換向過程及PWM調(diào)制等因素的影響，當圖2.9中T1和T6同時導通時，A、B兩相導通而C相關(guān)斷，則iA=-iB=i，iC=0，且eA=-eB=e，由式（2.19）可以得到無刷直流電機的動態(tài)電壓方程為：（2.25）式中uA-uB是A、B兩相之間輸入的平均線電壓，設其為電壓控制量Ud。設Ke為反電勢系數(shù)、KT為電磁轉(zhuǎn)矩系數(shù)，由無刷直流電機的基本方程可以得到：（2.26）（2.27）對式（2.23）、（2.24）、（2.25）和（2.26）進行拉氏變換可得：（2.28）（2.29）（2.30）（2.31）根據(jù)式（2.27）～（2.30），無刷直流電機的動態(tài)模型如圖2.10所示。圖2.10無刷直流電動機動態(tài)數(shù)學模型圖2.10中，直流母線電壓Ud(s)為電動機的輸入量，輸出量為電機的機械角速度Ω(s)，負載轉(zhuǎn)矩為系統(tǒng)外部的擾動量。2.3無數(shù)直流電機雙閉環(huán)串級控制系統(tǒng)仿真一直以來，研究人員都比較關(guān)注利用Matlab進行BLDCM建模仿真的方法，并且也提出了很多的建模仿真方案。例如，有研究人員提出采用節(jié)點電流法對電機控制系統(tǒng)進行分析，通過列寫m函數(shù)，建立BLDCM控制系統(tǒng)仿真模型[11]，這種方法實質(zhì)上是一種整體建模的方法，其缺點是由于在一個整體模型的基礎上修改控制算法或建立復雜控制系統(tǒng)會顯得很不方便。于是又有研究人員提出在Matlab/Simulink中構(gòu)造獨立的功能模塊，利用模塊的組合來進行BLDCM建模仿真[12]。該方法采用快速傅里葉變換（FFT）方法求取反電動勢，使得仿真速度受到限制。但該方法的優(yōu)點在于其可觀性好，在原有的建模的基礎上添加、刪除閉環(huán)或者改變控制策略都十分便捷。本方案在Matlab6.5的Simulink環(huán)境下利用SimPowerSystemToolbox2.3提供的豐富的模塊庫，基于BLDCM數(shù)學模型的分析，提出了一種簡化的BLDCM控制系統(tǒng)建模方法，在Matlab/Simulink中建立獨立的功能模塊，并對這些功能模塊進行有機整合，搭建出無刷直流電機系統(tǒng)的仿真模型，圖2.11為仿真系統(tǒng)的設計框圖。整個系統(tǒng)包括BLDCM本體模塊、參考電流模塊、電流滯環(huán)控制模塊、速度控制模塊、電壓逆變模塊和轉(zhuǎn)矩計算模塊。如圖2.11所示，BLDCM建模仿真系統(tǒng)的控制方案為雙閉環(huán)控制，其電流環(huán)由電流滯環(huán)跟隨調(diào)節(jié)器構(gòu)成，而速度環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器。并且根據(jù)模塊化建模的思想建立了BLDCM控制系統(tǒng)的仿真模型，如圖2.12所示。圖中所示的控制系統(tǒng)可以分為若干個功能獨立的子模塊，下面對各功能模塊作如下介紹分析。圖2.11無刷直流電機MATLAB仿真結(jié)構(gòu)圖圖2.12BLDCM仿真建?？刂瓶驁D2.3在整個控制系統(tǒng)的仿真模型中，BLDCM本體模塊是最重要的部分，在分析無刷直流電機數(shù)學模型的基礎上，借助于Matlab強大的仿真建模能力，根據(jù)BLDCM電壓方程式、反電勢方程（見式（2.19～2.25））在Matlab/Simulink中建立了如圖2.13所示的BLDCM本體模塊。圖2.13BLDCM本體模塊該模塊的建立首先要求取BLDCM的三相相電流，而由電壓方程式可知，要獲得三相相電流信號ia、ib、ic，則需要先求得三相反電動勢信號ea、eb、ec。在BLDCM的建模過程中，較難解決的一個問題便是梯形波反電動勢的求取，獲得理想的反電動勢波形是BLDCM仿真建模的關(guān)鍵問題之一。若反電動勢波形不理想，則會造成相電流波形不理想、轉(zhuǎn)矩脈動增大等嚴重問題，甚至可能導致?lián)Q向失敗，電機失控。目前求取反電動勢主要有以下三種方法：傅立葉變換(FFT)法[28]：BLDCM理想的梯形波反電動勢波形中含有大量的高次諧波分量，采用FFT方法，通過各次諧波疊加可得到近似的梯形波反電動勢，F(xiàn)FT法應用簡單，但需要進行大量三角函數(shù)值的計算，對仿真速度影響較大。有限元法[29]：這種方法以變分原理為基礎，將電磁場理論與磁路等效模型相結(jié)合，根據(jù)微分方程及邊界條件求解有限元方程組，得到節(jié)點上的位函數(shù)，建立反電動勢的波形。應用有限元法求得的反電動勢脈動小，精度高，但方法復雜、專業(yè)性強、不易推廣。分段線性法[30]：將一個運行周期0～360°分為6個階段，每60°為一個換向階段，每一相的每一個運行階段都可用一段直線近似表示，根據(jù)某一時刻的轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速信號，確定該時刻各相所處的運行狀態(tài)，通過上面得到的折線就可求得反電動勢波形。在上述各個方法中，分段線性法簡單易行，且精度較高，能夠較好的滿足建模仿真的設計要求。本方案采用分段線性法建立梯形波反電動勢波形，理想情況下，星形三相六狀態(tài)的BLDCM定子反電動勢波如圖2.14所示。圖2.14理想反電動勢波形在圖2.14中，運行周期根據(jù)轉(zhuǎn)子位置的不同分為6個階段:0～π/3，π/3～2π/3，2π/3～π，π～4π/3，4π/3～5π/3，5π/3～2π。在每一個階段，都有一相反電勢處于正向最大值Em，第二相反電勢處于負向最大值Em，第三相反電勢處于處于換向階段。處于換相階段的那一相的反電動勢由正（負）的最大值Em沿斜線規(guī)律變化到負（正）的最大值Em，同時反電動勢的大小同轉(zhuǎn)子的速度成正比關(guān)系，由式（2.13）可得到反電勢系數(shù)為Ke。根據(jù)轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速信號就可以求得各相反電勢變化軌跡的直線方程，推出轉(zhuǎn)子位置和反電勢之間的線性關(guān)系，從而解決了建模仿真正BLDCM本體模塊的反電勢求取難題。由分段線性法得到的三相反電勢波形函數(shù)如式（2.32）所示。（2.32）2.3參考電流模塊的作用是根據(jù)電流幅值信號Is和位置信號Pos給出三相參考電流,輸出的三相參考電流直接輸入電流滯環(huán)控制模塊，用于與實際電流比較進行電流滯環(huán)控制。轉(zhuǎn)子位置和三相參考電流之間的對應關(guān)系可通過S函數(shù)編程實現(xiàn)。表2.1為轉(zhuǎn)子位置和三相參考電流之間的對應關(guān)系，根據(jù)此表構(gòu)造S函數(shù)，建立參考電流模塊如圖2.15所示。表2.1轉(zhuǎn)子位子與參考電流對應關(guān)系表圖2.15參考電流模塊2.3電流滯環(huán)模塊的作用是讓實際檢測到的電流跟隨參考電流的變化而變動，其輸入為三相參考電流和三相實際電流，輸出為PWM控制信號。通過將輸入的三相參考電流和三相實際電流進行比較，輸出控制逆變器的PWM控制信號。當實際電流低于參考電流且偏差大于滯環(huán)比較器的環(huán)寬時，對應相正向?qū)?，負向關(guān)斷；當實際電流超過參考電流且偏差大于滯環(huán)比較器的環(huán)寬時，對應相正向關(guān)斷，負向?qū)?。選擇適當?shù)臏h(huán)環(huán)寬，即可使實際電流不斷跟蹤參考電流的波形，實現(xiàn)電流閉環(huán)控制。電流滯環(huán)控制模塊的結(jié)構(gòu)框圖如圖2.16所示。其中2、4、6輸入端輸入經(jīng)反饋得到的實際電流，1、3、5輸入端輸入?yún)⒖茧娏?，設計滯環(huán)的寬為0～1之間，輸出端根據(jù)比較得出的結(jié)果控制PWM信號的輸出。實際電流與參考電流的比較不外乎三種情況：大，小或者相等。當某相實際電流小于參考電流時，此相開通，反向關(guān)斷；若是大于參考電流時，此相關(guān)斷或者反向通電?？紤]到逆變器的狀態(tài)，三相電流的比較不可能出現(xiàn)三相電流大小都一樣的情況，因此總共有六種輸出結(jié)果。圖2.16電流滯環(huán)控制模塊2.3.4速度控制模塊速度控制模塊的結(jié)構(gòu)較為簡單，離散PID算法,以獲得最佳的動態(tài)效果。速度PI調(diào)節(jié)模塊為單輸入和單輸出：輸入為參考轉(zhuǎn)速和實際轉(zhuǎn)速的差值，輸出為三相參考相電流的幅值Is。其模塊結(jié)構(gòu)框圖如圖2.17所示。其中,Ki為PI控制器的比例參數(shù),Kp為PI控制器的積分參數(shù),Saturation飽和限幅模塊將輸出的三相參考相電流的幅值限制在要求范圍內(nèi)。圖2.17速度PI調(diào)節(jié)模塊2.3.5三相電壓逆變模塊電壓逆變模塊實現(xiàn)的是三相功率逆變橋功能，輸入為電流滯環(huán)控制模塊給出的PWM逆變控制信號和轉(zhuǎn)子位置信號，輸出為三相端電壓。該模塊可根據(jù)轉(zhuǎn)子位置信號判斷電機所處的運行階段，輸出電機三相繞組的端電壓信號。表2.2給出了轉(zhuǎn)子位置信號和功率管導通狀態(tài)及端電壓信號的對應關(guān)系。表2.2轉(zhuǎn)子位置信號與功率管導通狀態(tài)及端電壓對應關(guān)系根據(jù)表格2.2中的對應關(guān)系構(gòu)造S函數(shù)，構(gòu)建電壓逆變器仿真模塊結(jié)構(gòu)框圖如圖2.18所示。模塊利用SimPowerSystemToolbox中的模塊，選用6個內(nèi)部自帶反并聯(lián)續(xù)流二極管的MOSFET開關(guān)器件，構(gòu)成三相逆變橋。根據(jù)表2.2中轉(zhuǎn)子位置信號和功率管導通狀態(tài)及端電壓信號的對應關(guān)系，控制逆變器各功率管按一定順序工作，得到可調(diào)的端電壓三相電壓輸出，給BLDCM供電。圖2.18三相電壓逆變模塊2.3.6轉(zhuǎn)矩計算模塊根據(jù)BLDCM控制系統(tǒng)數(shù)學模型中的電磁轉(zhuǎn)矩方程式（見式（2.22）），可以建立圖2.19所示的轉(zhuǎn)矩計算模塊。模塊輸入為三相相電流與三相反電動勢，通過加乘模塊即可求得電磁轉(zhuǎn)矩信號。為了避免仿真開始時,w為零使得電磁轉(zhuǎn)矩方程式無意義,可以將電磁轉(zhuǎn)矩方程式表示為：（2.33）其推導過程為：式中eea為標準反電勢，其幅值為1。圖2.19轉(zhuǎn)矩計算模塊2.3基于Matlab/Simulink建立了BLDCM控制系統(tǒng)的仿真模型，并對該模型進行了雙閉環(huán)串級控制系統(tǒng)的仿真。仿真中，BLDCM電機參數(shù)設置為：定子相繞組電阻R=0.35Ω，定子相繞組電感L-M=0.00463H，轉(zhuǎn)動慣量J=0.002kg·m2，阻尼系數(shù)為零，額定轉(zhuǎn)速n=400r/min，極對數(shù)P=5，直流母線電壓U=36V。為了驗證所設計的BLDCM控制系統(tǒng)在仿真過程中的動、靜態(tài)特性，系統(tǒng)空載起動，得到系統(tǒng)轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩和C相電流仿真曲線如圖2.20、圖20.21和圖2.22圖2.20轉(zhuǎn)速響應曲線圖2.21轉(zhuǎn)矩響應曲線圖2.22相電流曲線由仿真波形可以看出，在ne=400r/min的參考轉(zhuǎn)速下系統(tǒng)能夠快速、平穩(wěn)響應速度的輸入，并且達到參考速度輸入，可以得到較為理想相電流波形，并且從波形可以看出仿真過程中沒有造成較大的轉(zhuǎn)矩和相電流的沖擊，參考電流的限幅作用十分有效。由于轉(zhuǎn)矩與電流具有對應關(guān)系，從轉(zhuǎn)矩曲線可以間接了解電流的變化情況，在起動階段，轉(zhuǎn)矩（電流）出現(xiàn)較大峰值，是由于轉(zhuǎn)速的變化較電流變化要遲緩得多。在反電勢沒建立起來時，電樞電流會出現(xiàn)一個峰值，當轉(zhuǎn)速增加，反電勢建立起來后，可以發(fā)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩（電流）回落。轉(zhuǎn)矩波形中發(fā)現(xiàn)曲線會在一個平衡位置附近脈動，這是由電流換向和電流滯環(huán)控制器的頻繁切換造成的，轉(zhuǎn)矩脈動在一定程度上會受到電流環(huán)的抑制，但是仍很難消除。本文對轉(zhuǎn)矩脈動的抑制暫不做深入討論。2.4本章小結(jié)本章首先介紹了電動自行車無刷直流電機的組成結(jié)構(gòu)和控制原理，基于三相繞組的電壓平衡方程給出了無刷直流電機的等效電路，在等效電路的基礎上建立了無刷直流電機的數(shù)學模型，并在此基礎上分析了無刷直流電機的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)運行特性?；贛ATLAB，提出了一種新型的模塊化的BLDCM控制系統(tǒng)仿真建模的方法，并對各個模塊進行了詳細說明，最后，采用經(jīng)典的速度、電流雙閉環(huán)控制方法對該建模方法進行了仿真測試，結(jié)果表明：波形符合理論分析，系統(tǒng)能平穩(wěn)運行，具有較好的靜、動態(tài)特性。采用該BLDCM仿真模型，不僅可以節(jié)省控制方案的設計周期，而且可以十分便捷地實現(xiàn)、驗證控制算法，更可以充分利用計算機仿真的優(yōu)越性，改換或改進控制策略也十分簡單，只需對部分功能模塊進行替換或修改。因此，這為分析和設計BLDCM控制系統(tǒng)提供有效的手段和工具，也為實際電機控制系統(tǒng)的設計和調(diào)試提供了新的思路。

第三章無刷直流電機無傳感器轉(zhuǎn)子位置信息檢測作為同步電機家族中的一員，無刷直流電機被稱作“自控同步”電機，它克服了一般同步電機失步、振蕩的缺點。但其運行需要一個基本前提，就是由轉(zhuǎn)子位置的閉環(huán)反饋來提供電機轉(zhuǎn)子位置信息，作為對電機進行控制、施矩的依據(jù)。目前，在電動自行車行業(yè)轉(zhuǎn)子位置檢測主要采用的是霍爾傳感器，位置傳感器的引入使得無刷直流電機換向精準,可以實現(xiàn)電機扭矩大、無抖動、零啟動等一系列優(yōu)良特性但同時也帶來了很多的缺陷：1)電機內(nèi)部結(jié)構(gòu)更復雜，使得維護和制造成本上升，90%的電機故障都是由于位置傳感器的損壞造成的；2)額外增加了5根引出線,使軸的內(nèi)徑增大,降低了電機軸的可靠性以及引線間的抗干擾性等。因而無霍爾位置傳感器的研究成為無刷直流電機研究的熱點之一。要使無刷直流電機在無霍爾位置傳感器的狀態(tài)下運行，首要解決的問題就是轉(zhuǎn)子位置信息的檢測。本章將就轉(zhuǎn)子位置信息檢測的研究現(xiàn)狀、本文方案以及注意事項進行詳盡的介紹。3.1轉(zhuǎn)子位置信息檢測方法比較在常規(guī)的無刷直流電機控制系統(tǒng)中，一般采用120°通電驅(qū)動方式。為了維持無刷直流電機的正常運轉(zhuǎn)，驅(qū)動電路必須按照一定的規(guī)律通過逆變器來對三相繞組進行周期性的通電換相（換流）驅(qū)動。電機要正確換向，必須測量出轉(zhuǎn)子在整個換相周期的具體位置以控制驅(qū)動電路進行換相，對于120°通電方式，每個“電周期”需要六次換向。通常，這六次換向所需的轉(zhuǎn)子位置信息通過三個霍爾效應開關(guān)來實現(xiàn)的。要去除位置傳感器，就必須通過監(jiān)測電機某項反映轉(zhuǎn)子位置的特征量以獲得轉(zhuǎn)子的位置信息。顯然該特征量必須隨著轉(zhuǎn)子磁極的位置變化而發(fā)生改變，且該特征量在一個換向周期中要和轉(zhuǎn)子的位置有唯一對應關(guān)系，這樣才能保證轉(zhuǎn)子位置檢測的準確性和可靠性。無刷直流電機工作時，繞組的磁阻、磁鏈、反電勢（BEMF）、電感等參量都會隨著磁極位置、速度等變化，從中可以檢測出轉(zhuǎn)子位置信息。據(jù)此人們提出了各種轉(zhuǎn)子位置檢測方案，下面對各種方法進行比較分析。3.1.1磁阻法磁阻表示磁通流經(jīng)由鋼、氣隙和磁體組成的磁路的難易程度。磁阻隨著轉(zhuǎn)子磁極位置的變化而變化，因此可以作為無位置傳感器系統(tǒng)轉(zhuǎn)子檢測的依據(jù)。根據(jù)磁阻變化檢測轉(zhuǎn)子位置信息有明顯的優(yōu)點，其優(yōu)點表現(xiàn)在零初始速度下可以檢測到轉(zhuǎn)子位置信息。然而，對于很多無刷直流電機，磁阻隨位置的變化太小，無法可靠地進行測量。3.1本方法是研究較多的方法之一。電機的反電勢波形隨轉(zhuǎn)子位置和速度變化，從中可以檢測到轉(zhuǎn)子位置信息。但是在電機處于零初始速度或低速時是沒有反電勢波形或僅有很微弱的反電勢的，很難利用其進行位置檢測（這是所有反電勢法的共同缺點）。目前研究較多的反電勢法主要有過零點法、反電勢積分與參考電壓比較法、反電勢積分及鎖相環(huán)法等。過零點法[31]：是將檢測到的不通電相的反電動勢的零點作為轉(zhuǎn)子位置的信號。具體實現(xiàn)可以通過提取反電勢的過零點或者檢測續(xù)流二極管的導通狀態(tài)來完成。其中檢測續(xù)流二極管的導通狀態(tài)來確定轉(zhuǎn)子位置信號的方法存在提取信號困難，干擾嚴重等缺點。另外，反電勢信號與實際的轉(zhuǎn)子位置信號相比，仍存在一定的相角，相角補償比較困難。反電勢積分與參考電壓比較法[32-33]：將反電勢波形積分并與參考電壓進行比較，并用于觸發(fā)換向或?qū)Q向脈沖進行鎖相控制。該方法最主要的優(yōu)點是對開關(guān)噪音敏感度降低。缺點是參考電壓的確定需要根據(jù)電機選擇，而且邏輯一旦出錯無法修正。反電勢積分及鎖相環(huán)法[34-36]：反電勢積分及鎖相環(huán)法可以自動調(diào)節(jié)逆變開關(guān)時刻以適應轉(zhuǎn)子速度變化。但使用通過對反電勢波形的積分獲取電機轉(zhuǎn)子位置信息的方法仍存在當電機低速工作時檢測精確度低的問題。3.1.3檢測磁通鏈隨位置的變化可以有效地綜合磁阻法和BEMF法兩者優(yōu)點。此方法對方波或正弦波供電的永磁同步電機提供了從零初始速度起動的無縫運行能力。此方法的實現(xiàn)需要使用閉環(huán)觀測器，以通過對所加電壓和所測相電流的觀測估計來確定轉(zhuǎn)子位置。但這需要預先詳細了解電機的Ψ(i,θ)特性。而且該特性的準確獲取需要建立復雜的數(shù)學模型并進行狀態(tài)觀測，給實際應用帶來較大困難[22]。3.1.4電感法由于永磁體轉(zhuǎn)子對帶鐵心的定子線圈具有增磁或去磁作用，使線圈電感減小或增大;轉(zhuǎn)子的位置不同，線圈電感的大小也不同。當對定子繞組施加固定脈寬的檢測脈沖后，不同的檢測峰值脈沖電流對應不同的鐵心電感，通過成對比較鐵心線圈電感的大小，逆推回去，就可檢測出轉(zhuǎn)子的位置（即電感法[37]）。該方案的優(yōu)點在于，采用主動地方式獲取轉(zhuǎn)子位置信息，可以在磁極靜止時判斷出轉(zhuǎn)子位置信息，但是該方法是建立在理想的工作狀態(tài)下，實際檢測中，很難檢測出穩(wěn)定的不同峰值脈沖電流，因而該檢測方法存在著可靠性低，穩(wěn)定性差等缺點。3.2無位置傳感器轉(zhuǎn)子位置信息檢測方案通過上節(jié)分析可知，通過檢測無刷直流電機的某項物理量如磁阻、反電勢、電感、磁通鏈等均可獲得轉(zhuǎn)子位置信息。按照提取電勢的信號源不同，反電勢法可分為檢測反電勢和檢測三次諧波電勢兩大類，其中三次諧波電勢幅值小、易受干擾且較難以提取。按對電勢信息的利用處理方式不同，反電勢法又包括過零點法、反電勢積分法等，其中過零點法具有易于檢測、靈敏度高等優(yōu)點，適合無刷直流電機轉(zhuǎn)子位置的檢測。過零點法在具體實現(xiàn)時可使用電壓比較器和檢測續(xù)流二極管導通狀態(tài)兩種方法，其中續(xù)流二級管導通狀態(tài)的檢測判斷較為困難。上述各種轉(zhuǎn)子位置信息檢測方法均有各自的優(yōu)勢及缺點，使用需要根據(jù)具體情況綜合其優(yōu)點提出合理的方案。針對電動車對其所使用的無刷直流電機要求可靠性、穩(wěn)定性較高，對精確性的要求較低的特點，在本系統(tǒng)中使用反電勢法過零點方案進行轉(zhuǎn)子位置信息檢測。3.2.1“反電勢過零點法”控制換相的工作原理本文以反電勢波形為梯形波的三相無刷直流電機作為研究對象，分析了反電勢過零點法檢測無刷直流電機轉(zhuǎn)子位置信息的工作原理。三相無刷直流電機的定子繞組采用星型連接方式，驅(qū)動方式采用兩兩導通、三相六拍的驅(qū)動模式，通過對逆變橋功率管施加PWM調(diào)制來控制電機調(diào)速。若忽略電樞反應、開關(guān)管以及續(xù)流二極管的導通壓降，并假設無刷直流電機的反電勢波形為理想的梯形波，則電樞繞組的反電勢與相電流波形如圖3-1所示，三相電流每隔60°電角度變化一次，若檢測出反電勢的過零點，將反電勢信號的過零點延遲30°電角度即是相電流的正常換向點。因此測量轉(zhuǎn)子位置的關(guān)鍵就是測量反電勢的過零點信息。圖3.1電樞繞組的反電勢與相電流波形反電動勢過零檢測法基本原理為：每相繞組的導通時間對應于轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)120°電角度，測量三相繞組端子及中性點的電位，當未導通相端點電位與中性點電位相等時，即為該未導通相的反電動勢過零點，再過30°電角度時延即可進行電子換相，無刷直流電機任意一相繞組等效電路如圖3.2所示。圖3.2相繞組等效電路圖圖3.2中，x可代表任意一相，L為相電感，rx為相電阻，ex為相反電動勢，ix為相電流，ux為相電壓。以A相為例，其數(shù)學表達式為：（3.1）式中：ra為繞組相電阻，ua為繞組相電壓，L為繞組相電感，ia、ib、ic分別為A、B、C三相相電流，M為繞組間互感，ea為繞組反電動勢，假設A相懸空，則ia=0，則式（1）中第一項，第二項都為零，此時ib=-ic，則式（1）可化簡為：（3.2）即相電壓等于反電動勢，因此可用相電壓近似替代反電動勢。對大部分無刷直流電機而言，相電壓無法直接測量得出，在實際操作中，采用測量端電壓的方法，即相電壓加上中性點對地電壓得到間接端電壓。由上述分析，可得懸空相端電壓為：（3.3）式中uaG為A相端電壓，un表示中性點對地電壓。而此時ubG、ucG分別為：由于ia=0、ib=-ic、eb+ec=0，則上兩式相加可得：（3.4）所以有：（3.5）上式帶入式（3.4）可得A相反電勢過零點方程為：（3.6）基于上述原理，將懸空相繞組端電壓與中性點電壓進行比較就可以獲取繞組的反電動勢過零點時刻了。3.2.2轉(zhuǎn)子位置檢測電路設計和分析綜合各項考慮，反電勢過零點檢測硬件電路如圖3.3和圖3.4所示。該電路的主要結(jié)構(gòu)由兩個回路構(gòu)成：回路1，測量無刷直流電機的端電壓uA、uB、uC，然后端電壓經(jīng)過分壓，濾波處理后，送入反電勢過零點比較電路的端電壓輸入端；回路2，通過三個對稱電阻重構(gòu)出無刷直流電機內(nèi)部星型三相繞組的中性點電壓un；而后經(jīng)過分壓、濾波處理，送入反電勢過零點比較電路的中性點電壓端。端電壓與中性點電壓通過比較器比較，得到反映轉(zhuǎn)子位置信息的反電勢過零點信號。如圖3.3所示，將采集到的3路端電壓信號經(jīng)過深度RC濾波進行30°時延，通過低通濾波濾除高頻畸變信號等干擾信號后，與虛擬中性點電位比較得到方波信號作為模擬電機換相信號，單片機CY8C24533根據(jù)輸入的模擬換相信號適時地控制相應相的導通與關(guān)斷。整個硬件系統(tǒng)的核心就是對3路端電壓進行檢測和比較，從而獲得準確的6拍邏輯換相信號，其硬件電路如圖3.4所示。本文中選取LM339比較器，其響應時間僅為1.3us，能捕獲瞬間的反電勢過零點。電路中將A、B、C三相端電壓作為輸入信號，通過濾波30°時延得到3路輸出信號A′、B′、C′，然后接入端口電壓檢測口與中性點電壓進行比較，最后輸出Sa、Sb、Sc3路邏輯換相信號。經(jīng)理論分析和示波器實測波形可得如圖3.5，圖中wt為電機轉(zhuǎn)子電角度，從中可讀出Sa、Sb、Sc所構(gòu)成的周期換相邏輯，即110→010→011→001→101→100→110，這與霍爾傳感器出來的3路傳感信號一致，因此Sa、Sb、Sc這3路信號能在不改變系統(tǒng)軟件的前提下替代霍爾傳感器。圖3.3反電勢過零檢測法電路原理圖圖3.4