微波與衛(wèi)星通信（第二版）微波通信系統(tǒng)設計

微波通信系統(tǒng)設計6.1微波通信系統(tǒng)的組成6.2數(shù)字微波通信系統(tǒng)設計6.3大容量微波通信系統(tǒng)本章小結

6.1微波通信系統(tǒng)的組成

數(shù)字微波通信系統(tǒng)是由微波通信站組成的,微波通信站包括了發(fā)信系統(tǒng)、收信系統(tǒng)和天饋線系統(tǒng)。

6.1.1發(fā)信系統(tǒng)

廣泛使用的數(shù)字微波發(fā)信系統(tǒng)包括使用微波調相器的直接調制式發(fā)信機和使用頻率變換器的變頻式發(fā)信機。

如圖61所示為一典型的變頻式發(fā)信機的功能框圖。圖61變頻式發(fā)信機方框圖

隨著發(fā)信系統(tǒng)微波信號的提升,功率放大器采用場效應晶體管;為了減小由于功率級別提升導致的非線性失真噪聲,場效應晶體管放大器往往附加自動電平控制電路(AGC),

動態(tài)地將輸出信號電平維持在一個合理的閾值范圍。

公務信號則是采用復合調制方式傳送,這是目前數(shù)字微波通信中采用的傳遞方式之一。公務信號通過變?nèi)萜鲗Πl(fā)信本振信號進行淺調頻,調制方式易行,設備簡單,特別是在沒有復用設備的中繼站中,可以實現(xiàn)公務信號的上、下傳輸。

介紹發(fā)信系統(tǒng)的主要性能參數(shù)。

1)工作頻段

根據(jù)無線電頻譜的劃分,頻率為0.3~300GHz的電磁波為微波。

2)輸出功率

輸出功率是指發(fā)信機輸出端口處功率的大小。

3)頻率穩(wěn)定度

工作頻率的穩(wěn)定度取決于發(fā)信本振源的頻率穩(wěn)定度,定義為實際工作頻率與標稱工作頻率的最大偏差值與標稱工作頻率之比,為

式中,f0為標稱工作頻率;Δf為實際工作頻率與標稱工作頻率的最大偏差值。

6.1.2收信系統(tǒng)

數(shù)字微波的收信系統(tǒng)由接收機和解調設備組成,這里所述的接收機包括射頻和中頻兩部分。目前,廣泛使用的收信系統(tǒng)采用外差式收信方案。

如圖62所示是一個外差式收信系統(tǒng)的功能框圖,采用了空間分集技術。

圖62所示為最小振幅偏差合成分集接收。圖62外差式收信系統(tǒng)框圖

下面介紹收信系統(tǒng)的性能參數(shù)。

1)工作頻率

收信機是與發(fā)信機配合工作,對于一個中繼段而言,前一個微波站的發(fā)信頻率就是本收信機同一波道的收信頻率,頻段的使用參見前面有關發(fā)信設備主要性能指標參數(shù)中的內(nèi)容。

接收的微波射頻信號的頻率穩(wěn)定度是由發(fā)信機決定的,但是收信機輸出的中頻是收信本振信號與接收到的微波射頻進行混頻的結果,所以若收信本振偏離標稱頻率較大,就會使混頻輸出的中頻偏離標稱值。

2)噪聲系數(shù)

數(shù)字微波收信機的噪聲系數(shù)一般為3.5~7dB,比模擬微波收信機的噪聲系數(shù)小5dB左右。噪聲系數(shù)是衡量收信機熱噪聲性能的一項指針,它的基本定義為:在環(huán)境溫度為標準室溫(17℃)、一個網(wǎng)絡(或收信機)輸入與輸出端在匹配的條件下,噪聲系數(shù)NF等于輸入端的信噪比與輸出端的信噪比的比值,記作

設網(wǎng)絡的增益系數(shù)為G=Pso/Psi,輸出端的噪聲功率是輸入端的噪聲功率(被放大G倍)與網(wǎng)絡本身產(chǎn)生的噪聲功率兩部分組成的,可寫為

用上面的關系式,可把公式(62)改寫為

3)通頻帶

收信機接收的已調波是一個頻帶信號,即已調波頻譜的主要成分要占有一定的帶寬。收信機要使這個頻帶信號無失真地透過,就要具有足夠的工作頻帶寬度,這就是通頻帶。通頻帶過寬,信號的主要頻譜成分當然都會無失真地透過,但也會使收信機收到較多的噪聲;反之,通頻帶過窄,噪聲自然會減小下來,但卻造成了有用信號頻譜成分的損失,所以要合理地選擇收信機的通頻帶和通帶的幅頻衰減特性等。

4)選擇性

對某個波道的收信機而言,要求它只接收本波道的信號,對鄰近波道的干擾、鏡像頻率干擾及本波道的收、發(fā)干擾等要有足夠大的抑制能力,這就是收信機的選擇性。

收信機的選擇性是用增益頻率(G－f)特性表示的。一般要求在通頻帶內(nèi)增益足夠大,而且G－f特性平坦;通頻帶外的衰減越大越好;通帶與阻帶之間的過渡區(qū)越窄越好。

收信機的選擇性是靠收信混頻之前的微波濾波器和混頻后中頻放大器的集中濾波器來保證的。

5)最大增益

天線收到的微波信號經(jīng)饋線和分路系統(tǒng)到達收信機。由于受衰落的影響,收信機的輸入電平在隨時變動。

這個增益值要分配到FET低噪聲放大器、前置中放和主中放各級放大器,是它們的增益之和。

6)自動增益控制范圍

以自由空間傳播條件下的收信電平為基準,當收信電平高于基準電平時,稱為上衰落;低于基準電平時,稱為下衰落。

6.1.3天饋線系統(tǒng)

微波通信屬于無線通信,電波的接收和發(fā)射均由天線來完成。從理論上講,微波發(fā)信設備輸出的信號透過饋線系統(tǒng)(同軸電纜或波導)送至天線,由天線向對端發(fā)射電磁波;或反之,由天線接收對端發(fā)射來的電磁波,通過饋線系統(tǒng)送往微波收信設備,天饋線系統(tǒng)是微波通信系統(tǒng)的重要組成部分。

1.天線系統(tǒng)

天線是微波收發(fā)信設備的“出入口”,它既要將發(fā)信機的微波沿著指定的方向發(fā)射出去,同時還要接受對方傳來的電磁波并送到微波收信機。

天線的性能指標主要包括以下幾個參數(shù)。

1)天線的方向系數(shù)

通常一副天線向各個方向輻射電磁波的能力是不同的,它沿各個方向輻射電磁能量的強弱可用天線的方向系數(shù)來表示。所謂天線的方向系數(shù)是指在某點產(chǎn)生相等電場強度的條

件下,無方向性天線總輻射功率PF0與定向天線總輻射功率PF的比值,常用D來表示,即

不難想象,定向天線沿各個方向輻射的電場強度是不相同的,因而定向天線的方向系數(shù)也將隨著觀測點的位置不同而有所不同。其中方向系數(shù)最大的地方,即輻射增強的方向,稱為主射方向。通常人們用天線的方向圖來表示天線在各個方向的方向系數(shù)大小,如圖63所示。由圖可以看出,天線的方向性圖像花朵的花瓣,各花瓣稱為波瓣。處于主射方向的稱為主瓣,處于主瓣反方向位置的波瓣稱為后瓣,其他方向的波瓣統(tǒng)稱為副瓣。顯然,主瓣的寬度越窄,說明天線的方向性越好。圖63天線方向性圖

2)天線增益

所謂天線增益是指天線將發(fā)射功率往某一指定方向發(fā)射的能力。天線增益定義為:取定向天線主射方向上的某一點,在該點場強保持不變的情況下,用無方向性天線發(fā)射時天線所需的輸入功率Pi0,與采用定向天線時所需的輸入功率Pi之比,天線增益常用G表示,即

另外天線具有互易性,即一副同樣的天線既可以作為發(fā)射天線,也可以作為接收天線,因此從天線接收的角度看,天線增益也可以用定向天線的有效接收面積Ae與各向同性(無方向性)天線的有效接收面積A0之比來表示,即

必須指出,天線性能指標中給出的天線增益以及通常人們所說的天線增益都是指輻射場強為最大主射方向時的天線增益。然而當天線的主射方向偏離接收方向時,其實際的增

益將隨偏離程度的不同而變化?？傊炀€的增益反映了定向天線在某一方向輻射電磁波或接收電磁波的能力。因此一副高增益的定向天線可以降低對微波發(fā)信機輸出功率的要求并

提高微波接收機的接收靈敏度。

3)天線效率

天線本身是一種無源器件,就其對傳輸而言存在一定的損耗。這種損耗通常用天線的效率來衡量。所謂天線效率就是指天線的輻射功率PF與輸入功率Pi之比。常用η來表

示,即

將式(67)與式(64)、式(65)比較可以得出天線方向系數(shù)D、天線增益G和天線效率η之間的關系為

理想天線沒有損耗,即Pi0=PF0。因此有

4)天線防衛(wèi)度

天線的防衛(wèi)度分為天線后向防衛(wèi)度和天線正交防衛(wèi)度。天線后向防衛(wèi)度是指天線主射方向的輻射場強E0°與后向輻射場強E180°的比值,用L180°表示,即

天線正交防衛(wèi)度是指天線主射方向的輻射場強E0°與偏離主射方向90°方向上的輻射場強E90°的比值,用L90°表示,即

2.常用的微波天線

目前在微波通信中常用的天線主要有兩種,即拋物面天線和卡塞格倫天線。它們具有天線方向性好、增益高、損耗低的特點。

1)拋物面天線

拋物面天線由旋轉拋物面和輻射源(饋源)兩部分組成,其結構類似于探照燈,它是利用放置在拋物面焦點處的輻射源發(fā)射出的球面波,經(jīng)拋物面反射形成定向的平面波束射向空間。圖64(a)為拋物面天線的結構圖。

根據(jù)幾何學原理,其工作原理如下:

拋物面的方程可由下式表示

式中,f為焦距,即焦點F到拋物面頂點的距離。

由于旋轉拋物面具有對稱性,因此只需研究二維平面內(nèi)的情況,此時式(69)可寫成拋物線方程

它可用圖64(b)表示。假設P為拋物線上的任意一點,過P點作平行z軸的直線,過焦點F作平行于x軸的直線,兩者交于M點。作P點處法線PS,則PS與PM的夾角為θ1,PF與OF的夾角為θ0。只要證明θ0=2θ1,即FP與PS之間的夾角也為θ1,就可以得出PM為FP的反射線這一結論。圖64拋物線天線的結構圖

2)卡塞格倫天線

卡塞格倫天線是另一種在微波通信中常用的天線,它是從拋物面天線演變而來的。卡塞格倫天線由三部分組成,即主反射器、副反射器和輻射源。其中主反射器為旋轉拋物面,副反射器為旋轉雙曲面。在結構上,雙曲面的一個焦點與拋物面的焦點重合,雙曲面焦軸與拋物面的焦軸重合,而輻射源位于雙曲面的另一焦點上,如圖65所示,它是由副反射器對輻射源發(fā)出的電磁波進行的一次反射,將電磁波反射到主反射器上,然后再經(jīng)主反射器反射后獲得高方向性的平面波波束,以實現(xiàn)定向發(fā)射。卡塞格倫天線的工作原理如圖65所示。圖65卡塞格倫天線工作原理

雙曲線反射的幾何關系如圖66所示。圖中點劃線為雙曲面的漸進線,由幾何知識可知,雙曲面有兩個焦點F1和F2,雙曲面上的任何一點到兩焦點的距離之差為常數(shù)。一個旋轉雙曲面的函數(shù)可以用下式表示

其中雙曲面的兩頂點長度為2a,即y=0時,x=±a;對于其漸近線,當x=±a時,y=±b。

根據(jù)雙曲面的幾何關系,雙曲面的兩焦點距離,即焦距Fc滿足

設P(x0,y0)為雙曲面上的任意一點,則該點的切線方程為

只要證明夾角∠F1PF2被切線平分,即α=β,也就驗證了F2P的延長線即為射線F1P的反射線。

圖66雙曲線反射的幾何關系

由圖66不難得出直線F2P的斜率為

直線F1P的斜率為

切線的斜率為

則

3.數(shù)字微波的饋線系統(tǒng)

饋線系統(tǒng)是指連接微波收、發(fā)信設備與天線的微波傳輸線和相關的微波器件。

1)阻抗變換器

阻抗變換器的作用是解決微波傳輸線與微波器件之間的匹配問題的,在通常情況下,同軸傳輸線的阻抗為75Ω,而與饋線相連的極化分離器和波道濾波器的輸入輸出阻抗為50Ω。為使其阻抗匹配,需采用阻抗變換器進行匹配。常用的同軸線阻抗變換器有直線漸變式和階梯式兩種。

直線式漸變式阻抗變換器的結構縱剖面如圖67所示,在兩端不同阻抗的同軸線之間,用外導體的內(nèi)徑直線連續(xù)漸變的方式進行阻抗變換。同軸線的特性阻抗與內(nèi)外導體的幾何尺寸有關,即

式中μ為磁導率,ε為介電常數(shù)。圖67直線漸變式阻抗變換器結構剖視圖

階梯式阻抗變換器的結構縱剖面如圖68所示。在兩端不同阻抗的同軸線之間,使用了兩節(jié)長度分別為1/4波長、外導線內(nèi)徑呈階梯變化、而內(nèi)導體外徑不變的同軸線。圖68階梯式阻抗變換器結構剖面圖

已知,傳輸線的輸入阻抗與其長度有關。假設傳輸線的長度為l,相位常數(shù)為α,特性阻抗為Zc,負載為Zo,則該傳輸線的輸入阻抗為

假設圖68中的階梯式阻抗變換器其兩節(jié)1/4波長同軸線外導體內(nèi)徑分別為D1和D2,相應的特性阻抗分別為Zc1和Zc2,且左端第一節(jié)1/4同軸線的輸入阻抗與輸入端所接同軸電纜的阻抗相匹配,即Zi1=Z1=75Ω。而第二節(jié)1/4波長同軸線的輸出阻抗與輸出端所接同軸電纜的阻抗相匹配,即Zo2=Z2=50Ω。同時為使兩節(jié)1/4同軸線之間匹配,應有第一節(jié)1/4波長同軸線的輸出阻抗等于第二節(jié)的特性阻抗,而第二節(jié)1/4波長同軸線的輸入阻抗等于第一節(jié)的特性阻抗,即Zo1=Zc2、Zi1=Zc1。

因此可建立以下聯(lián)立式

解此方程可得

2)收發(fā)共享器

每一個微波站的設備都有接收和發(fā)送兩套系統(tǒng),為了節(jié)省設備,常使收發(fā)系統(tǒng)共享一副天線,這就需要用收發(fā)共享器來實現(xiàn)。通常的收發(fā)共享器有環(huán)行器和極化分離器兩種類型。

(1)采用環(huán)行器的收發(fā)共享器。

如圖69所示為采用環(huán)行器的收發(fā)共享器的基本結構圖。圖69采用環(huán)行器構成的收發(fā)共享器基本結構圖

(2)采用極化分離器的收發(fā)共享器。

圖610給出了采用極化分離器收發(fā)共享器的結構圖。圖610

極化分離器的基本結構如圖611所示。圖611極化分離器

極化分離器中的去耦板是為了進一步減小兩不同極化信號之間的相互串擾。極化分離器中去耦板為水準放置。根據(jù)金屬的邊界條件,由于水準極化波的電場方向與去耦板相平

行,因此不能透過去耦板,而垂直極化波則可以透過去耦板。因此發(fā)信端口1輸出的水準極化信號將被去耦板隔離而不會傳到接收端口2,從而進一步提高了收發(fā)信號之間的隔離度。

(3)多波道共享器。

一條微波線路通常允許多個波道同時工作,為了使同一方向上的多個波道實現(xiàn)共用一副天線,就得在各波道收發(fā)信機與饋線之間接入多波道共享器。目前的多波道共享器大多

采用分、并波道濾波器,如圖612所示,分波道濾波器用于收信,其作用是將天線接收到的多波道信號分離,送往各波道相應的接收設備;并波道濾波器則用于將各波道發(fā)信設備輸出的信號進行合并再送往天線。圖612用分、并波道濾波器構成的多波道共享器

在分波道濾波器的使用上,要求在通帶內(nèi)插入的損耗盡可能小,群時延要平坦,而帶外的截止特性要較陡。常用的分波道濾波器有契比雪夫型濾波器和線性相位濾波器。契比

雪夫型濾波器的濾波性能較好,但群時延特性起伏比較大,常用于對時延無嚴格限制的場合。而線性相位濾波器利用了契比雪夫多項式的函數(shù)組合,其幅頻特性既具有原契比雪夫型濾波器的特點,還具有相位特性線性化的特點。

6.2.1系統(tǒng)的主要性能指標

為進行系統(tǒng)性能研究,ITU－T建議中提出了一個數(shù)字傳輸參考模型,稱為假設參考連接(HRX),見圖613(a)。

建議的HRDL長度為2500km,但由于各國國土面積不同,采用的HRDL長度也不同。HRDL由許多假設參考數(shù)字段(HRDS)組成,如圖613(b)所示。

6.2數(shù)字微波通信系統(tǒng)設計圖613標準數(shù)字假設參考連接HRX與假設參考數(shù)字段HRDS

6.2.2信道設計

1.誤碼率(BER)

誤碼率是衡量數(shù)字微波通信系統(tǒng)傳輸質量優(yōu)劣的非常重要的指標,它反映了在數(shù)字傳輸過程中信息受到損害的程度。BER是在一個較長時間內(nèi)的傳輸碼流中出現(xiàn)誤碼的概率,它對話音影響的程度取決于編碼方法。對于PCM而言,誤碼率對話音的影響程度如表61所示。

由于誤碼率隨時間變化,用長時間內(nèi)的平均誤碼率來衡量系統(tǒng)性能的優(yōu)劣,顯然不夠準確。在實際監(jiān)測和評定中,應采用誤碼時間百分數(shù)和誤碼秒百分數(shù)的方法。如圖614所示。圖614誤碼率隨時間的變化

對于目前的電話業(yè)務,傳輸一路PCM電話的速率為64kb/s。研究分析表明,合適的誤碼率參數(shù)和假設參考連接HRX的誤碼率指標如表62所示。

對三種誤碼率參數(shù)和指標說明如下:

(1)劣化分(DM):誤碼率為1×10-6時,感覺不到干擾的影響,選為BERth。

(2)嚴重誤碼秒(SES):由于某些系統(tǒng)會出現(xiàn)短時間內(nèi)大誤碼率的情況,嚴重影響通話質量,因此引入嚴重誤碼秒這個參數(shù)。

(3)誤碼秒(ES):選擇監(jiān)測時間TL為1個月,取樣時間T0為1s,誤碼率門限值BERth=0。定義凡是出現(xiàn)誤碼(即使只有1bit)的秒數(shù)為誤碼秒(ES)。

表63所列出的是標準數(shù)字假設參考連接HRX(27500km)的誤碼率總指標。為了設計需要,必須把總指標按不同等級的電路質量分配到各部分。

圖615示出最長HRX的電路質量等級劃分,圖中高級和中級之間沒有明顯的界限。我國長途一級干線和長途二級干線都應視為高級電路,長途二級以下和本地級合并考慮。圖615最長HRX的電路質量等級劃分

表64的三項誤碼率指標監(jiān)測時間為1個月,在工程驗收時執(zhí)行存在一定困難,通常采用長期平均誤碼率來衡量,監(jiān)測時間為24h。假設誤碼為泊松分布,三項誤碼率指標都可以換算為長期平均誤碼率。

2.可用性

可用性是數(shù)字微波通信系統(tǒng)信道設計時所要考慮的一個重要指標,它直接影響數(shù)字微波通信系統(tǒng)的使用、維護和經(jīng)濟效益。

可用性的表達式為

3.數(shù)字微波的信道噪聲與噪聲指標分配

1)數(shù)字微波的信道噪聲

數(shù)字微波的信道噪聲可分為4類:熱噪聲(包括本振噪聲)、各種干擾噪聲、波形失真噪聲和其他噪聲。

(1)熱噪聲是指收信機的固有熱噪聲和收發(fā)本振熱噪聲。收信機的固有熱噪聲N=NFKT0B。對收發(fā)本振源而言,熱噪聲主要由寄生調相噪聲和寄生調幅噪聲組成。

(2)各種干擾噪聲基本上可分為兩大類:一類是設備及饋線系統(tǒng)造成的,例如回波干擾、交叉極化干擾等就屬于這一類;另一類屬于其他干擾,可認為是外來干擾。

①回波干擾:在饋線及分路系統(tǒng)中,有很多導波元件,當導波元件之間連接處的連接不理想時,會形成對電波的反射。

②交叉極化干擾:為了提高高頻信道的頻譜利用率,在數(shù)字微波通信中用同一個射頻的兩種正交極化波(即利用水平極化波和垂直極化波的相互正交性)來攜帶不同波道的信息,這就是同頻再用方案。在這種方案中,如果兩種正交極化波的正交性不足,則存在交叉極化干擾。

③收發(fā)干擾:在同一個微波站中,對某個通信方向的收信和發(fā)信通常是共用一副天線的,這樣發(fā)支路的電波就可以通過饋線系統(tǒng)的收發(fā)公用器件(也可能通過天線端的反射)而

進入收信機,從而形成收發(fā)支路間的干擾。

④鄰近波道干擾:當多波道工作時,發(fā)端或收端各波道的射頻頻率之間應有一定的間隔,否則就會造成對鄰近波道的干擾。

⑤天線系統(tǒng)的同頻干擾:天線間的耦合會使二頻制系統(tǒng)通過多種途徑產(chǎn)生同頻干擾,如圖616所示。圖616天線間耦合產(chǎn)生的同頻干擾

2)噪聲指標的分配

(1)載噪比的概念。

載噪比是指載波功率與噪聲功率之比,通常用符號C/N表示。載噪比越低,誤碼率就越高,信道的傳輸質量也就越差。

(2)噪聲性質評價。

按噪聲性質可將干擾分為固定惡化干擾、恒定惡化干擾和變化惡化干擾,對噪聲干擾的這種分類法是與數(shù)字微波信道傳播特點相適應的。

恒定惡化干擾是指與電波衰落無關的各種噪聲,例如回波干擾、越站干擾、鄰近波道干擾和本振噪聲等。

4.路由選擇的基本要求

1)斷面選擇

微波通信線路接力段的斷面根據(jù)地形、氣候等電波傳播條件,可分為以下四種類型。

(1)A型,其斷面由山地、城市建筑物或兩者混合組成,中間無寬敞的河谷和湖泊。

(2)B型,其斷面由起伏不大的丘陵地帶組成,中間無寬敞的河谷和湖泊。

(3)C型,其斷面由平地、水網(wǎng)較多的區(qū)域組成。

(4)D型,其斷面大部分跨越水面或海面。

2)站距的選擇

(1)微波通信線路的站距應根據(jù)所用設備的各項參數(shù)、所經(jīng)地區(qū)的地形、氣候條件、天線高度、電波傳播及所采取的技術措施等因素來確定。

(2)各接力段原則上都應滿足質量指標要求,個別特殊段允許比質量指標稍差一些,但全線路的質量指標應滿足相關條款的規(guī)定,否則應考慮調整相應接力段的站距或采取其他技術措施。

5.余隙標準

(1)微波通信線路的每一個接力段,在所考慮的等效地球半徑系數(shù)K值變化范圍內(nèi),電波直射線與下方障礙物之間應有一定的余隙值。對單一障礙物,接力段的余隙值宜滿足表65的要求。

(2)點對多點微波接力通信線路接力段電波射線除滿足下方余隙要求外,其余各側在天線遠區(qū)的余隙值必須不小于3.5Ho;拋物面天線在d<17.1D2/λ范圍內(nèi)的余隙值必須滿足天線近區(qū)的凈空要求(d為距天線的距離,D為天線的直徑,λ為工作波長,Ho為自由空間余隙);全向天線必須滿足天線近區(qū)的凈空要求。其余各類天線的天線近區(qū)凈空要求以盡可能減小天線近軸的副瓣電平反射為原則。

6.天線高度

(1)天線高度的確定應滿足接力段余隙標準的要求。當需要建立天線塔,尤其是需要建立較高的天線塔時,還應綜合考慮饋線衰耗、天線塔的經(jīng)濟合理性及施工維護的方便。

(2)拋物面天線高度的確定應能滿足天線近區(qū)的凈空要求,如圖617所示。圖617拋物面天線近區(qū)凈空要求示意圖

(3)全向天線高度的確定應能滿足天線近區(qū)的凈空要求,如圖618所示。圖618全向天線近區(qū)凈空要求示意圖

(4)確定天線高度時應盡可能控制電波射束反射點不要落入水面及反射系數(shù)較大的區(qū)域。

(5)距全向天線或寬射束天線較近的中繼站或用戶站有可能落入全向天線或寬射束天線覆蓋的盲區(qū)之內(nèi),如圖619所示。全向天線或寬射束天線高度的確定應兼顧相關各站的要求,否則應采取其他措施予以克服。圖619全向天線盲區(qū)的示意圖

6.2.3微波信道線路參數(shù)計算

1.一定誤碼率要求下的實際門限電平值

理論載噪比表示的是一定誤碼率指標下信號與高斯白噪聲的比值,這些噪聲包括熱噪聲和各種干擾噪聲,但沒有考慮設備性能不完善的影響(指N固)。

【例61】已知某數(shù)字微波通信系統(tǒng)的技術指標如下:門限載噪比為23.1dB(沒有考慮固定惡化成分),接收機噪聲系數(shù)為1.62,接收機的等效帶寬為25.833MHz,試計算出該系統(tǒng)的實際門限電平值。

解取T0=290,則固有熱噪聲為

2.衰落儲備

衰落儲備包括平衰落儲備、多徑衰落儲備和復合平衰落儲備,下面分別進行介紹。

(1)平衰落儲備是指頻帶內(nèi)的各種頻率分量所受到的衰減近似相等的衰落。

(2)多徑衰落儲備指當寬帶信號經(jīng)多徑傳播時,由于所傳輸?shù)穆窂讲煌?因此信號到達接收端的時延不同,從而造成相互干擾,使得帶內(nèi)各頻率分量受到的衰減程度不同,這就是多徑衰落儲備。

(3)復合平衰落儲備指在采用空間分集技術的系統(tǒng)中,由于接收信號分別經(jīng)過主接收系統(tǒng)和分接收系統(tǒng),然后被送入中頻合成器進行同相合成,此時系統(tǒng)的衰落特性就得到了改善,我們稱通過空間分集而改善的特性為復合平衰落儲備Mfc,可用下式計算:

其中Mf1、Mf2分別表示兩個分集接收系統(tǒng)的平衰落儲備,而Max(Mf1,Mf2)則代表取兩者中間最大的數(shù)值,d12表示兩個分集系統(tǒng)的天線收信電平差。

3.衰落概率指標分配

數(shù)字微波傳輸信道是以高誤碼率作為設計指標的,所以這里所指的分配當然是指高誤碼率時對應的衰落概率指標分配。

1)不同信道的衰落概率分配

(1)電話傳輸信道。

當一條實際微波電路的總長為d公里時,則該電路分配允許的衰落概率指標不得超過:

(2)數(shù)據(jù)傳輸信道。

當實際電路長度為d公里時,其允許的衰落概率指標不得超過:

2)衰落概率的估算

在大容量的數(shù)字微波通信系統(tǒng)中,影響衰落概率指標的因素有平衰落和頻率選擇性衰落,因此系統(tǒng)的衰落概率Pm可以用平衰落引起的衰落概率Pmf和頻率選擇性衰落引起的衰落概率Pms來表示,即

(1)平衰落所引起的衰落概率Pmf。

我國在確定衰落概率時是根據(jù)ITU的規(guī)定所制定的,以以下經(jīng)驗公式進行計算

式中,常數(shù)K、Q、B、C是與當時的氣象、季節(jié)、地理環(huán)境相關的因素。

(2)頻率選擇性衰落引起的衰落概率Pms。

當存在多徑衰落時,由于不同路徑的信號,其傳輸時延不同,會對主信號構成干擾,而且Mf越小,造成系統(tǒng)瞬間中斷的概率(即衰落概率)越高。

6.2.4微波通信站的防雷、接地

1)雷電入侵的主要途徑

對于微波通信站,需要充分考慮雷電的入侵方式,只有這樣才能有針對性地進行雷電防護,而雷電入侵的主要途徑有:雷電直擊微波塔上的避雷針(或者消雷器等其他受雷裝置),雷電電流經(jīng)鐵塔、地網(wǎng)入大地,地電位升高,對設備反擊,損壞通信設備;雷電經(jīng)天饋線引入機房,經(jīng)機架入地,同軸電纜上產(chǎn)生感應電壓,侵入并損壞微波機;通信機房外接的音頻電纜遭雷擊,雷電電流通過音頻電纜入侵損壞通信設備;室外交流電源線遭雷擊,過電壓入侵電源室,通過電源室進一步侵入通信設備。

在避雷針、音頻電纜、交流電源線遭雷擊后,一般要通過防雷裝置向地泄放電流,在這個過程中,會在周圍形成強大的磁場,這一磁場會感應出過電壓侵入并損壞通信設備。

雷擊情況是多樣化的,以上幾個方面只是雷擊的主要形式,并未代表全部。所以需要依據(jù)通信站實際,認真分析雷擊途徑的多種可能,主動防雷。

2)雷擊的一般特點

通過對以往一些通信站雷擊情況的資料分析,可以得出以下一些比較普遍的雷擊特點。

①電源側雷擊率要高。

②高山微波站雷擊率高。

③地質條件差的微波站防雷難度大,防雷最有效的辦法就是降低接地電阻,接地電阻越小越好。

④遭雷擊的通信站,防雷措施一般都不完善。

3)防雷方案

通常來說,通信站防雷的基本思路是建成并完善均壓接地網(wǎng),最大限度降低站內(nèi)設備的電壓差。

對微波站進行不同程度的完善和改造,主要可從以下幾

個方面入手。

(1)天饋線防雷。

①完善微波天線防雷擊的保護措施。

②天線鐵塔和機房之間裝設支撐電纜的金屬過橋或懸掛電纜的鋼絞線。

③塔燈電源鎧裝鋼帶屏蔽層采用多點接地,并在機房入口處對地加裝氧化鋅無間歇避雷器,并將零線接地。

(2)機房防雷。

首先,設置防直擊雷的保護措施,如在房頂設置避雷帶;其次,在機房設置防雷擊的保護措施,在機房內(nèi)設接地匯流排并使機房接地網(wǎng)和微波塔接地網(wǎng)互聯(lián)。

(3)電源引入線防雷。

在配電變壓器的高低壓側都安裝避雷器,在低壓架空線路和終端桿上安裝避雷器。

(4)交直流電源防雷。

交流零線與機房接地母線連接,電源室電源屏的交流輸入前裝設防雷柜等,在交流輸入端裝設避雷器。

6.3大容量微波通信系統(tǒng)

6.3.1SDH技術的應用特點SDH技術在應用中呈現(xiàn)出如下的特點:(1)傳輸容量大。(2)通信性能穩(wěn)定。(3)投資小、建設周期短。(4)便于進行運行、維護、管理操作。

6.3.2主要應用技術

1.多級編碼調制技術

根據(jù)ITUR建議,我國在4~11GHz頻段采用的波道間隔大都在28~30MHz及40MHz。由于SDH的傳輸容量很大,因而,要在有限的頻帶內(nèi)傳輸SDH信號,必須采用高狀態(tài)(多級)調制技術。SDH微波和PDH微波在相同的波道間隔下,所需調制狀態(tài)數(shù)的區(qū)別如表66所示。

2.微波幀復用技術

在不同的微波通信系統(tǒng)中,可以使用不同的微波幀結構,而具體到微波幀結構的選擇又與SDH同步傳輸模塊的速率、所插入的微波幀開銷比特速率以及調制方式等因素有關。

1)STM1微波幀結構

根據(jù)微波信道的帶寬,STM－1同步傳輸模塊可以采用多級編碼的64QAM或者128QAM調制(MLCM),或者采用128QAM的四維網(wǎng)格編碼調制(4DTCM),但它們的

幀結構存在較大的不同。

(1)MLCM的幀結構。

用于多級編碼64QAM和128QAM的STM1的微波幀附加開銷如圖620所示。從圖中可以看出,MLCM微波幀結構是在原STM1幀結構的基礎上,增加了用于糾錯編碼、微波公務、旁路業(yè)務和系統(tǒng)控制的微波附加開銷(RFCOH),具體內(nèi)容如下:圖620MLCM微波幀附加開銷示意圖

①MLCM(多級糾錯編碼監(jiān)督位):用于多級編碼而增加的監(jiān)督碼位,其速率為11.84Mb/s。

②WS(旁路業(yè)務):在微波幀結構中共包括用于旁路業(yè)務的30路的PCM信號,其標準速率為2.048Mb/s。為了能夠與主數(shù)據(jù)系統(tǒng)使用同一時鐘,可采用正碼速調整,將

2.048Mb/s速率變換為2.24Mb/s,并送入微波復接電路。

③RSC(微波公務控制信號):在微波幀結構中共包括13路用于微波業(yè)務和控制的信號,因每路傳輸速率為64kb/s,那么13路的總速率應為832kb/s。當經(jīng)碼速調制后,則速率變換為864kb/s。

④ID(路徑識別):用于區(qū)別不同微波波道,速率為32kb/s。

⑤XPIC(正交極化干擾抵消器遠端復位):在SDH微波傳輸條件下,為了提高天線信道的頻譜利用率,在同波道上采用了交叉極化頻率再用技術,這會增加交叉極化波間的干擾。為減少這種干擾,在系統(tǒng)的遠端引入了交叉極化干擾抵消器,XPIC比特正是用于完成交叉極化干擾抵消器遠端復位功能,其速率為16kb/s。

在SDH幀結構中,使用了以字節(jié)為基礎的塊狀結構,具有確定的排列次序,而在微波幀結構中卻是以比特位為基礎。如圖621所示,它是將每一幀的微波附加開銷和原有STM－1幀數(shù)據(jù)排列組合成一個共6行的方陣復幀,每行包含3.564kb圖621微波幀結構

(2)四維網(wǎng)格編碼調制(4DTCM)微波幀結構。

四維網(wǎng)格編碼調制微波幀結構如圖622所示。圖6224DTCM微波幀結構

如圖623所示,在第1行和第6行所對應的每個碼字(微波附加開銷)中,都標示出所插入的微波開銷的用途,未加以標示的開銷可做其他用途,而中間的四行則全部用于插入旁路業(yè)務。圖623微波開銷的用途及插入位置

2)STM4微波幀結構

STM4微波幀結構如圖624所示。通常在使用此種結構的微波設備中,采用512梯形QAM作為其數(shù)字調制方式。

(1)STM4幀結構。

SDH微波傳輸中的一個STM4幀是由兩個2×STM1的幀結構構成,并且是通過兩個不同的微波信道傳輸?shù)?如圖624(a)所示。因而人們通常將兩個STM1幀排列在一個微波復幀中。

(2)復幀結構。

在一個微波復幀中,包含了兩個STM1幀結構,即每行包含540個字節(jié),共4320bit,為了便于管理,通常又將其分為四個子幀。

子幀結構如圖624(b)所示,每個子幀的每一行包含1120bit,這樣一個復幀的每一行共包含4480bit,這將比圖624(a)中所示的每一行比特數(shù)