基于正弦波逆變電源研究

武漢理’1：人學(xué)碩十學(xué)摘要逆變電源的發(fā)展是和電力電子器件的發(fā)展聯(lián)系在一起的，隨著現(xiàn)代電力武漢理’1：人學(xué)碩十學(xué)摘要逆變電源的發(fā)展是和電力電子器件的發(fā)展聯(lián)系在一起的，隨著現(xiàn)代電力源輸出電壓波形質(zhì)量提出了越來越高的要求。逆變電源輸出波形質(zhì)量主要包三個(gè)方面：一是輸出穩(wěn)定精度高；二是動(dòng)態(tài)性能好；三是帶負(fù)載適應(yīng)性強(qiáng)。此開發(fā)既具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，又具有優(yōu)良動(dòng)、靜念性能和負(fù)載適應(yīng)性的逆變電一直是研究者在逆變電源方面追求的目標(biāo)。本文對(duì)逆變電源三閉環(huán)控制方案靠性的逆變電源論文研究了單相全橋逆變電源與三相橋式逆變電源主電路參數(shù)，包括逆器、吸收電路、驅(qū)動(dòng)電路、變壓器和濾波器，并對(duì)逆變電源變壓器的偏磁產(chǎn)原因進(jìn)行了深入分析，最后給出了有效的抗偏磁措施。針對(duì)三相橋式逆變通常不能保證三相電壓輸出平衡，研究了一種可以帶不平衡負(fù)載的三相逆變?cè)幢疚倪€研究了逆變電源的控制原理，建立了逆變電源系統(tǒng)動(dòng)態(tài)模型，在基礎(chǔ)上對(duì)逆變電源的各種控制方案的性能進(jìn)行了對(duì)比研究，從而確定了一種穎的高性能逆變電源多閉環(huán)控制方案。另外，針對(duì)逆變電源輸出相位存在固滯后問題，采用了一種利用電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)對(duì)逆變電源滯后的相角進(jìn)行補(bǔ)償制的策略，分析表明上述控制策略雖然有效，但無法做到輸出相角穩(wěn)念無差，此，提出一種移相控制方案設(shè)想，相當(dāng)于在原多環(huán)控制方案的基礎(chǔ)上加了一相位控制環(huán)。這樣可以使逆變電源輸出相位誤差得到有效的補(bǔ)償，輸度更高本文還設(shè)計(jì)了逆變電源數(shù)字控制系統(tǒng)，采用TMS320LF2407A控制SPWM波，給出控制系統(tǒng)DSP程序運(yùn)行流程圖，并用DSP對(duì)其進(jìn)字化。多環(huán)反饋控制系統(tǒng)的采用，使系統(tǒng)具有優(yōu)異的穩(wěn)態(tài)特性、動(dòng)態(tài)特性和一ABSTwithisThedeveIopmentofinverterpowerelectronic，inverterelectronic．With inlotmoreoutputqualitywavefo咖ofinverterpowerwavet’oofisthethreesupplvgoodloadthirdisisthegoodlhealsoresearchoninverterpowersupplywhich’sstructureisonlytectonicsfieldisalwaysthelastaiminbetterreliabilityinvertergethighqualityand一ABSTwithisThedeveIopmentofinverterpowerelectronic，inverterelectronic．With inlotmoreoutputqualitywavefo咖ofinverterpowerwavet’oofisthethreesupplvgoodloadthirdisisthegoodlhealsoresearchoninverterpowersupplywhich’sstructureisonlytectonicsfieldisalwaysthelastaiminbetterreliabilityinvertergethighqualityandorderinverterpowerofthere—paperofpowerphasecontrol，thedigitalcontrolthemaincircuisingleincludesinverterfull-ofandfi atma印ma鯽three—researchp0Wimbalancewhichhavethesispowersupply．Theofthenbuildscontrolareasupply-contrastivelmultiple-adoptedthishaveinverterpowerhigh-sine。phase，thismakesuselagthe outputschemetocontroloutputlagging- asteady-output—equaltoaddphasefeedbackoutofinvertersupply’soutputphase-en-moreprecisionthematcouldThisthesissupplyTMS320LF2407toproduceSPWM，givestherealizingofscheme，thebyDSEThanksThisthesissupplyTMS320LF2407toproduceSPWM，givestherealizingofscheme，thebyDSEThanksMultiple-dynamicregulationnonofinverterpowersupply’spowery,Multiple—Di酉獨(dú)創(chuàng)性聲本人聲明，所呈交獨(dú)創(chuàng)性聲本人聲明，所呈交的論文是本人在導(dǎo)師指導(dǎo)下進(jìn)行的研究工作及取得究成果。盡我所知，除了文中特別加以標(biāo)注和致謝的地方外，論文中不他人已經(jīng)發(fā)表或撰寫過的研究成果，也不包含為獲得武漢理工大學(xué)或其它教機(jī)構(gòu)的學(xué)位或證書而使用過的材料。與我一同工作的同志對(duì)本研究所做的任貢獻(xiàn)均已在論文中作了明確的說明并表示了謝簽名：黽扯日期：丑爭(zhēng)關(guān)于論文使用授本人完全了解武漢理工大學(xué)有關(guān)保留、使用學(xué)位論文的規(guī)定，即學(xué)校保留、送交論文的復(fù)印件，允許論文被查閱和借閱；學(xué)?？梢怨颊撐牡娜虿糠謨?nèi)容，可以采用影印、縮印或其他復(fù)制手段保存論文(保密的論文在解密后應(yīng)遵守此規(guī)定新齜弘雅腓簽名：易武漢理‘r=大學(xué)碩十學(xué)伉論第1章緒逆變電源是一種采用電力電子技術(shù)、武漢理‘r=大學(xué)碩十學(xué)伉論第1章緒逆變電源是一種采用電力電子技術(shù)、控制技術(shù)進(jìn)行電能變換的裝置，它入交流或直流，經(jīng)過電能變換，輸出穩(wěn)壓恒頻的交流。逆變電源技術(shù)是一門合性較強(qiáng)的專業(yè)技術(shù)，它貫穿電力、電子、微處理器及自動(dòng)控制等多學(xué)科，目前電力電子產(chǎn)業(yè)研究的熱點(diǎn)之一。逆變電源廣泛應(yīng)用于航空、航海、電力鐵路交通、郵電通信等諸多領(lǐng)域逆變電源的是把輸入的工頻交流電經(jīng)過整流電路整流成為直流電，逆變路把直流電轉(zhuǎn)變?yōu)榻涣麟奡PWM波，其基波頻率是需要的逆變電源該信號(hào)經(jīng)輸出變壓與隔離，再由LC濾波器濾掉SPWM波中的諧波成J下弦波一種裝置。這一能量轉(zhuǎn)換、傳遞的過程可表示為AC．DC．AC。如果不需要輸端的整流電路直流輸入，輸出變壓器隔離型的逆變電源與它基本類似，能量換傳遞的過程可表示為DC．AC。顯然，在逆變電源中，逆變器及其控制是逆電源的核心，對(duì)逆變器及其控制的研究將是我們工作重點(diǎn)我們把將直流電變成交流電的過程叫做逆變，完成逆變功能的電路稱為變電路，而實(shí)現(xiàn)逆變過程的裝置叫做逆變器。若按直流電源的性質(zhì)來分類，變器可分電壓型逆變器和電流型在電壓型逆變器中，直流電源是蓄電池或由交流整流后經(jīng)大電容濾波形的電壓源。電壓源的交流內(nèi)阻抗近似為零，橋臂輸出電壓為幅值等于的方波電壓。為使使電感性負(fù)載的無功能量能回饋到電源，必須在功電流源的交流內(nèi)阻抗近似為無窮大，橋臂輸出電流幅值等于輸入電流的方流。為承受負(fù)載感應(yīng)電勢(shì)加在功率開關(guān)上的反向電壓降，必須在功率開關(guān)上武漢理l：人?！彩懿?、糾?，淪若按武漢理l：人?！彩懿?、糾?，淪若按輸m端豐l{數(shù)分類，逆變器可分為單豐}j逆：豎器如圖1．1(a)(b)和三相逆變(c)。其中單相逆變器按結(jié)構(gòu)又可分為半橋逆，煲器干¨全橋逆變器。單相半橋逆電路所有復(fù)雜逆變}乜路的基本組成單元。三!)ell逆變器又按輸出有無中線可以為三相三線制逆變器和-‘相四線制逆變器。按照逆變器的額定輸出功率逆變器可分為小容逯逆變器(O．5KVA．10KVA)、t{，等容量逆變器及大容量逆變器(50KVA以上)圖1．1逆變電路結(jié)逆變電源的發(fā)展是和電力電子器件的發(fā)展緊密聯(lián)系在一起，電力電子器的發(fā)展促進(jìn)著逆變電源的發(fā)展。逆變電源出現(xiàn)于電力電子技術(shù)飛速發(fā)展的20紀(jì)60年代，到目前為止，它已經(jīng)歷了三個(gè)發(fā)展階段第一代逆變電源的特點(diǎn)是采用半控型器件晶閘管(SCR)作為逆變器的器件稱為可控硅逆變電源?？煽毓枘孀冸娫吹某霈F(xiàn)雖然可以取代旋轉(zhuǎn)型變流組，有一定的進(jìn)步，但由于SCR是一種沒有自關(guān)斷能力的器件，因此必2武漢理一I：人學(xué)碩{j學(xué)何論換流電路來強(qiáng)迫關(guān)斷，但換流電路武漢理一I：人學(xué)碩{j學(xué)何論換流電路來強(qiáng)迫關(guān)斷，但換流電路復(fù)雜、噪聲大、體積大、效率低等原因卻第二代逆變電源的特點(diǎn)是采用自全控型器件作為逆變器的開關(guān)器件。自力晶體管(GTR)、功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET)、絕緣柵雙極型晶體等。全控型器件在逆變器中的應(yīng)用大大提高了逆變電源的性能，逆變器采用自斷器件的好處有：(1)簡(jiǎn)化了主電路。由于全控型器件不需要換流電路，因而電路得以簡(jiǎn)化、成本降低、可靠性提高。(2)提高了性能。由于全控型器件的因而使輸出濾波器的尺寸得以減小，逆變電源的動(dòng)念特性及對(duì)非線性負(fù)載的適性也得以提高。在全控型器件當(dāng)中，IGBT以其開關(guān)頻率高、通態(tài)壓降小、驅(qū)功率小、模塊的電壓電流等級(jí)高等優(yōu)點(diǎn)己成為中小功率逆變器的首選器件。逆變電源已成為中小型逆變電源第二代逆變電源在控制方法上普遍采用單閉環(huán)控制，即采用帶輸出電壓1．2是第二代逆變電源典型的采用電壓有效值反饋控制方法示意圖圖1．2單一的電壓有效值反饋控制方法第二代逆變電源所采用的控制方法具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、容易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)于它所采用的SPWM控制技術(shù)只注重如何通過設(shè)計(jì)開關(guān)模式來實(shí)現(xiàn)逆變器輸頻譜的優(yōu)化，沒有考慮信號(hào)傳輸過程中開關(guān)點(diǎn)的變化及負(fù)載的影響，存在以(1電流中的低次諧波電流將流過電源的內(nèi)阻，引起輸出電壓武漢理l：人學(xué)碩十學(xué)f節(jié)論壓波形發(fā)塵i畸變，影響輸出電壓質(zhì)(3)動(dòng)態(tài)性能不好。負(fù)載武漢理l：人學(xué)碩十學(xué)f節(jié)論壓波形發(fā)塵i畸變，影響輸出電壓質(zhì)(3)動(dòng)態(tài)性能不好。負(fù)載突變時(shí)輸出電壓需要調(diào)整的時(shí)間長(zhǎng)。之所以這種情況，是因?yàn)橄到y(tǒng)中僅存在電壓平均值或有效值反饋，而沒有瞬來調(diào)(4三相輸出之間的相差不易滿足1200第三代逆變電源采用了實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)的特點(diǎn)，使逆變電源的性能得良好的提高。實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)是針對(duì)第二代逆變電源對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)不強(qiáng)及動(dòng)念特性不好的缺點(diǎn)提出來的，它能較好的克服第二代逆變電源的缺點(diǎn)是近十年來發(fā)展起來的新型電源控制技術(shù)，目前仍在不斷地完善和發(fā)展之中實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)的采用使逆變電源的性能有了質(zhì)的飛躍實(shí)時(shí)反饋控制技術(shù)多種多樣，主要有以下幾種：(1)重復(fù)控制。(2補(bǔ)償控制。(3)無差拍控制。(4)單一的電壓瞬時(shí)值控制。(5)帶電流內(nèi)環(huán)電壓瞬時(shí)值反饋控制。其中以第五種控制方法因?qū)崿F(xiàn)方便，逆變電源動(dòng)態(tài)性優(yōu)越和對(duì)負(fù)載的適應(yīng)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)而被廣泛采用1．3早些時(shí)候人們一直用旋轉(zhuǎn)型變流機(jī)組產(chǎn)生交流電，旋轉(zhuǎn)型變流機(jī)同軸聯(lián)接的原動(dòng)機(jī)和發(fā)電機(jī)組成的，其中原動(dòng)機(jī)可以是油機(jī)，也可以輸出交流電壓是發(fā)電機(jī)發(fā)出的。但旋轉(zhuǎn)型變流機(jī)組存在噪聲大、輸出電壓的態(tài)特性差、機(jī)械損耗和電能損耗較大、效率較低、設(shè)備龐大笨重、操作不夠活等諸多弊病，于是人們一直尋求新型產(chǎn)生交流電的裝置變電源能將市電轉(zhuǎn)換為用戶所需頻率的交流電：其二，變相，逆變電源能將變電源能將直流電轉(zhuǎn)換為交流電；其四，逆變電源能將低質(zhì)量的市電轉(zhuǎn)換為質(zhì)量的穩(wěn)壓穩(wěn)頻的交流電。于是逆變電源將逐漸取代旋轉(zhuǎn)型變流機(jī)組。目前逆變電源技術(shù)的核心部分是逆變器和其控制部分，雖然自關(guān)斷器件的產(chǎn)生簡(jiǎn)了主電路，但它的開關(guān)頻率和功率仍受一定的限制，于是逆變電源輸出波形弦度仍不是很理想。雖然在控制方法己經(jīng)趨于成熟，但有些控制方法實(shí)現(xiàn)4武漢I哩17人了：碩卜’H寺淪仍很淵難l=j、I此，對(duì)逆變電源控制技術(shù)進(jìn)行深入的研究有很人的J址文，0：隨荷I【l／JI乜f技術(shù)、各行各業(yè)自動(dòng)化水、F及控制技術(shù)的發(fā)展f¨jI能要求的提尚，逆變技術(shù)在許多領(lǐng)域的J妙刖也越來越廣泛，對(duì)電源f門嚶求越來越高武漢I哩17人了：碩卜’H寺淪仍很淵難l=j、I此，對(duì)逆變電源控制技術(shù)進(jìn)行深入的研究有很人的J址文，0：隨荷I【l／JI乜f技術(shù)、各行各業(yè)自動(dòng)化水、F及控制技術(shù)的發(fā)展f¨jI能要求的提尚，逆變技術(shù)在許多領(lǐng)域的J妙刖也越來越廣泛，對(duì)電源f門嚶求越來越高。許多ij二業(yè)的用電設(shè)備(如電動(dòng)機(jī)變頻附速器、通信電源、I乜弧4=f11I乜源都不是汽接使朋交流電網(wǎng)所提供的交流}乜(50Hz，220V)作為f乜源，而是各種形式對(duì)】e進(jìn)行變換而得到各自所需的}乜能形式，它們所使川f門I通過整流和逆變組合電路對(duì)原始電能進(jìn)行變換后得到的。在實(shí)際心川一fl，很易直接從，遷流電網(wǎng)中獲得電能，所以從DC／AC式逆變電源基礎(chǔ)}=發(fā)展為了滿足輸出電壓和頻率可變的逆變電源的基本指標(biāo)，調(diào)制方』弋卜各種穎的調(diào)制技術(shù)不斷涌現(xiàn)，控制上各種適合于不同要求的逆變器的控制方案被了出來，’實(shí)現(xiàn)手段上，隨著單片機(jī)、數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)(DSP)的成熟和普遍加速了逆變器的發(fā)展進(jìn)程。所以，開發(fā)IF弦波逆變電源技術(shù)，推出自tL的產(chǎn)品已是當(dāng)務(wù)之急。同時(shí)也為提高電能質(zhì)量，提高工業(yè)控制水平，適應(yīng)了當(dāng)前本課題主要研究以下內(nèi)容·逆變電源主電路研究。其中包括整流平波部分、逆變器部分、變壓器部分和濾波器部分，并對(duì)逆變電源變壓器的偏磁產(chǎn)生原因進(jìn)行深入分以找出有效的抗偏磁措施。針對(duì)三相橋式逆變電源輸出難以保證三相電平衡，研究了一種可帶不平衡負(fù)載的三相逆變電源制原理并建立逆變電源·逆變電源控制方法研究。對(duì)逆變電源采用各種控制方法時(shí)的性能及點(diǎn)進(jìn)行對(duì)比分析，從而確定本文逆變電源的控·逆變電源輸出正弦波相位控制研究。針對(duì)電壓瞬時(shí)值相位補(bǔ)償控制方無法做到使逆變電源輸出正弦波相位與標(biāo)準(zhǔn)正弦信號(hào)相位靜態(tài)無差一種移相控制方案設(shè)想，相當(dāng)于在原多環(huán)控制方案的基礎(chǔ)上加了一個(gè)相位控環(huán)，使逆變電源輸出相位誤差得到有效補(bǔ)償，輸出相位精度更高值中間壞及電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)部分實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化，并進(jìn)行數(shù)字化控制武漢理Ij大學(xué)碩十學(xué)位論第2章逆變電源主電路研單相全橋逆變電源主電路電路圖如圖2．1所示，實(shí)際應(yīng)用在采用的武漢理Ij大學(xué)碩十學(xué)位論第2章逆變電源主電路研單相全橋逆變電源主電路電路圖如圖2．1所示，實(shí)際應(yīng)用在采用的以下兒部分構(gòu)成：整流平波部分、逆變器、吸收電路部分、變壓器及分。整流平波部分主要給逆變橋提供無紋波的直流輸入電壓，吸收電路主要于吸收因直流母線分布電感存在導(dǎo)致的開關(guān)管關(guān)斷時(shí)產(chǎn)生的尖峰電壓，變壓主要用于電氣隔離或變壓整流平波部逆變器及吸收電路部變壓濾波：乃：㈦b。?！?。。?！縣-D5虻22嗡)a；苧—斟：]』—Z二P一j．．．．．—一3—畔匕圖2—1單相全橋逆變電源主圖2．2(a)、(b)分別為不帶變壓器、帶變壓器的三相橋式逆變電源主電路這樣變壓器原邊電流中的三次分量可以流通，使變壓器鐵芯中可以建立正弦的主磁通。三相逆變電源主電路也由整流平波部分、逆變器、吸收電路部分似6武漢理l：人’、產(chǎn)碩十學(xué)武漢理l：人’、產(chǎn)碩十學(xué)位論圖2．2三相橋式逆變電源主從能量傳遞的角度看，逆變電源主電路能量傳遞的過程都AC—DC．AC。主電路的好壞決定著輸出波形的好壞，主電路同控制電路一源具有同等重要的地位，于是對(duì)主電路各部分進(jìn)行深入的研究顯得十分必7武漢理l?人’字：頌。l‘。學(xué)2．2逆變電源主電路武漢理l?人’字：頌。l‘。學(xué)2．2逆變電源主電路設(shè)2．2．1對(duì)于IGBT來說，只要驅(qū)動(dòng)電路在柵極和發(fā)射極I’日J(rèn)提供IF偏瓜IGBT通。當(dāng)+VGE增加時(shí)，開通時(shí)間和通念壓降減小，這對(duì)減小通念損耗和開通有利，這并不意味著+VGE越大越好。當(dāng)負(fù)載短路時(shí)，短路電流將隨著+VGE的大而增大，并使IGBT承受短路電流的時(shí)間變短，因此，+VGE常推薦使用+15V。為了保證IGBT在C、E間出現(xiàn)dv／dt噪聲時(shí)一J丁靠關(guān)斷，必在柵極與發(fā)射極關(guān)斷時(shí)施加一個(gè)負(fù)偏壓一VGE，采用負(fù)偏壓還可以減小關(guān)斷損耗。負(fù)偏壓．GE一般?。甐左右為直。故為了使GT的驅(qū)動(dòng)電路顯得尤其重要，驅(qū)動(dòng)電壓過大過小EXB841的原理方框圖如圖2．3所示，其引腳功能見表2．1所列圖2．3EXB841原理方框8武漢理l：人學(xué)碩士學(xué)位論2—EXB841的引腳腳說①連接川『．反向偏置電源的濾波②電源③驅(qū)動(dòng)輸④用于連接武漢理l：人學(xué)碩士學(xué)位論2—EXB841的引腳腳說①連接川『．反向偏置電源的濾波②電源③驅(qū)動(dòng)輸④用于連接外部電容，以防止過流保護(hù)電路誤(絕人部分場(chǎng)合不需要電容。⑤過流保護(hù)輸⑥集電極電樂監(jiān)不電源⑨不驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸入驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸入它有以下幾個(gè)特點(diǎn)采用高絕緣耐壓的光耦實(shí)現(xiàn)電氣隔離，因此，耐壓高達(dá)AC480V。驅(qū)動(dòng)的信號(hào)延遲時(shí)間僅受控于光禍合器的信號(hào)延遲時(shí)間，因此驅(qū)動(dòng)電路對(duì)(1)EXB841僅需DC20V單電源供電，但卻能給IGBT提供+15V的門丌通正電壓和一5V的門極關(guān)斷負(fù)偏壓以EXB841為核心的IGBT驅(qū)動(dòng)電路如圖2．4所示。+20V電壓經(jīng)穩(wěn)壓管穩(wěn)壓后得N+20v電壓，給EXB841供電。驅(qū)動(dòng)電阻R18為20Q低電平時(shí)，IGBT得至tJ+15V的詎柵壓，使IGBT導(dǎo)通；當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高電IGBT得到一5V的負(fù)柵壓，使IGBT關(guān)斷。在圖2．4中，R19為門極保護(hù)電阻降低門極輸入阻抗，防止IGBT誤導(dǎo)通。穩(wěn)壓管DW2、DW6使EXB841為提供穩(wěn)定無波動(dòng)的+15V和．5V的開通和關(guān)斷電壓，同時(shí)防止門極過壓擊穿。文在使用以EXB841為核心的驅(qū)動(dòng)電路時(shí)，為了在輸出得到理想的輸出波形9武；義彈l?人’Z碩十7：何論遜從以l、|JL個(gè)療I自j加以i’E意(1)!搬動(dòng)f乜路武；義彈l?人’Z碩十7：何論遜從以l、|JL個(gè)療I自j加以i’E意(1)!搬動(dòng)f乜路和IGBTf11J的引線盡量短，如果不能做劍盡_弘g_-L短，必須不『lm。，jl(2)征驅(qū)動(dòng)電路與IGBT柵極l’日J(rèn)加驅(qū)動(dòng)電阻以降低集l沖噪聲。如果加驅(qū)動(dòng)電阻以J舌仍發(fā)現(xiàn)尖脈沖噪聲很大則應(yīng)增人駱動(dòng)電線過長(zhǎng)過細(xì)所導(dǎo)致的阻抗而引起的供電電壓的變化和波動(dòng)CGE信圖2．4lGBT驅(qū)動(dòng)電路2．2．2整流逆變部整流逆變部分是逆變電源的核心，以單相全橋逆變電源為例，電路圖如2．5電容濾波，可以得到平直無紋波的直流波形送入逆變器，本文采用的單相全橋逆變電路，當(dāng)輸出交流側(cè)接阻感負(fù)載時(shí)需要提供無功功率個(gè)IGBT集電極與發(fā)射極間并聯(lián)了快恢復(fù)二極管，以給無功功率提短路、輸出負(fù)載端短路或變壓器嚴(yán)重偏磁飽和時(shí)導(dǎo)致的初級(jí)繞組過流等現(xiàn)武漢理Ii人學(xué)碩十學(xué)能論一I驢逆變器出——I¨．—陌——眥Ⅵ’1<車．—蘭當(dāng)武漢理Ii人學(xué)碩十學(xué)能論一I驢逆變器出——I¨．—陌——眥Ⅵ’1<車．—蘭當(dāng)協(xié)一【]n硇_[—枷l逆變器在工作中，開關(guān)器件承受的最大正向電壓是來自于逆變器的輸電壓源的電壓，單相整流橋進(jìn)線電壓有效值為U=220V，設(shè)電源輸出功2KVA，假設(shè)功率因數(shù)為0．9，則流過整流二極管的電流約為lO．1A，給電流留定裕量，可取整流二極管的額定電流為20A，于是本文選擇耐壓為1000V電流為25A的整流模塊作為單相整流橋。整流橋的輸出電壓為ud：萬 I：r河sin緲砌：警(，=198(礦整流橋輸出經(jīng)過濾波后，作為逆變器的輸入，所以逆變器的輸入端電壓大值為198V，考濾到保留一定的裕量，可取IGBT額定電壓為U彳的二倍即400V根據(jù)前面分析，逆變器輸出為SPWM波，其基波幅值為U。l研U。l：T,／-其中口為調(diào)制度，0<口由于逆變器輸出為SPWM波，高次諧波被濾波器衰減，最終輸出基波，基波電流占所有諧波的主要成份，因此逆變器的輸出功率近似為基波功率，即COS由(2．3)得尸≈—,,／2raud，c。s武漢理I：人學(xué)碩十學(xué)何論可推得P7≈。42aUdcos忽略器件上的功率損耗，則可認(rèn)為逆變器的輸入功武漢理I：人學(xué)碩十學(xué)何論可推得P7≈。42aUdcos忽略器件上的功率損耗，則可認(rèn)為逆變器的輸入功率與輸出功率相等，≈——≈11(彳與整流器的輸入功率相等，設(shè)電源輸出功率為2KVA，則逆變器的輸出電流為、一其峰值為J=4ll=15．55(爿的IGBT作為丌關(guān)器件2．2．3吸收電路部由于IGBT工作在30lmz左右的開關(guān)頻率下，主回路母線有分布電感的在，逆變橋如不加吸收電路，交流側(cè)輸出會(huì)出現(xiàn)過大的尖峰電壓加在開關(guān)上，必然會(huì)使開關(guān)器件損壞，因此需在IGBT的集電極與發(fā)射極之間加吸收電路，吸收IGBT通斷過程中出現(xiàn)的尖峰電壓。本文所選用的吸收電路為放電阻止型吸收電路，如圖2—5所示。其吸收電路的工作原理D8一l：的電壓也為逆變器輸入端電壓U，，，但方向?yàn)樯县?fù)下正。V2、V3上電壓逆變器輸入端電壓UJ，方向?yàn)樯险仑?fù)，二極管D6、D7上的電壓為程中產(chǎn)生很大的尖峰電壓，當(dāng)V1、V4上的電壓超過c，J時(shí)，尖峰電壓會(huì)分別過C3、R3和C6、R2放電，尖峰電壓全部耗在電阻上，待吸收電路放電Vl、V4完全關(guān)斷，此時(shí)V2、V3還沒開通，Vl、V2、V3、V4上電壓為uJ／2，C3C4、C5、C6上電壓為u矗，方向?yàn)樯螶下下負(fù)。二極管D5、D6、D7、D8上電壓為u矗方向?yàn)樯县?fù)下正j：的電lE為零。C3發(fā)射極I’日j并聯(lián)的二極管續(xù)流，Vl、I：I乜垠為U，，，V2、C4、C5、C6上電壓為U矗，方向?yàn)镮：}}：F負(fù)，j：的電lE為零。C3發(fā)射極I’日j并聯(lián)的二極管續(xù)流，Vl、I：I乜垠為U，，，V2、C4、C5、C6上電壓為U矗，方向?yàn)镮：}}：F負(fù)，二極管D5、D6，一l：的電壓為零二極管D6、D7上的電壓為UJ，方向?yàn)樯县?fù)下正(4)二極管續(xù)流直到電流減小為零的過程，可丌通V2、V3處電由上述分析可知，在吸收尖峰fUJK的過程中，C3、C4、C5、C6上的電電路能良好的抑制關(guān)斷浪涌電壓。此吸收電路在吸收電阻上產(chǎn)生的)式中上為主電路直流母線分布電感，，為IGBT關(guān)斷時(shí)的集電極電流，廠IGBT工作狀態(tài)下的開關(guān)頻率如果在不吸收電路中接入吸收電阻，則吸收電路中電容電J蔓會(huì)上升，設(shè)U耗在電阻上，根據(jù)能量守恒定律，結(jié)合(2．9)式有C(虬印-丁一———r取L=IuH，IGBT關(guān)斷時(shí)的集電極電流為跗，認(rèn)U。=198V得oC=16．6nF，取C=20nF的高頻無感電容作為吸收電路吸收電阻尺可按下式計(jì)算1R≤(2·1本論文IGBT工作頻率取戶25．6kHZ，得R<325．5Q，實(shí)際墩R=68的無感電阻作為吸收電阻極管武漢理lj人學(xué)碩十學(xué)位論2．2．4變壓器部變壓器在逆變電源中主要有以下作用武漢理lj人學(xué)碩十學(xué)位論2．2．4變壓器部變壓器在逆變電源中主要有以下作用：(1)變壓，包括升壓或降壓電氣隔離。逆電源變壓器與普通電源變壓器的工作狀況不一樣，逆變電源變器存在一些特殊問題。首先，逆變電源變壓器傳遞的是SPWM電源變壓器容易出現(xiàn)偏磁飽和問題，而普通電源變壓器出現(xiàn)偏磁飽和的可能很小。普通電源變壓器的設(shè)計(jì)方法已經(jīng)比較成熟，普通電源變壓器直接用在變電源當(dāng)中容易出現(xiàn)偏磁飽和問題，目前有關(guān)逆變電壓器設(shè)計(jì)的資料很少，此有必要探討一下逆變電源變壓器的設(shè)計(jì)問題1)變電源變壓器鐵心內(nèi)的磁感應(yīng)強(qiáng)度分峰值為U枷。變壓器的初級(jí)電壓表示為卟‰cos(COot+ctI)+薈吣的磁感應(yīng)電勢(shì)e．就可近似相等即設(shè)J7v1表示原邊繞組匝數(shù)，磁感應(yīng)電勢(shì)e1與鐵心內(nèi)的主磁通痧的關(guān)系可表為d5ⅣI’設(shè)S表示鐵心的截面積，鐵心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度曰與≯又有如下關(guān)系西jB如下lB=—4．44N—由(2．16)式知：變壓器鐵心中磁感應(yīng)強(qiáng)度與SPWM波中各次諧波電幅值成正比，與諧波次數(shù)成反比。當(dāng)載波比N≥40，調(diào)制度口≥0．4Ⅱ弋漢理{：人’7：碩’}j學(xué)位論波 WJ￡．}。i。挺f戍份，其它各次諧波L11^很少一部分，故此時(shí)基波幅值U·。Ⅱ弋漢理{：人’7：碩’}j學(xué)位論波 WJ￡．}。i。挺f戍份，其它各次諧波L11^很少一部分，故此時(shí)基波幅值U·?？诟鱩jSPM中niJI父：壩率m近，所以諧波次數(shù)K將是一個(gè)很大的值。一般情況下，為了使輸?f!jj’』J較燈波形，逆變電源都1：作希：載波比和調(diào)制度較大情況，故(2．16)r-f一筇川!足。個(gè)遠(yuǎn)小于l的數(shù)，也就是浼逆變電源變壓器鐵心中的磁感應(yīng)度一}-塑?輸入f乜壓中的基波決定，-_J：是逆變電源變壓器應(yīng)按輸出頻率設(shè)計(jì)。肛諦5二變幾i器衫J級(jí)fU眶是SPWM波時(shí)，變壓器鐵心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度峰值為(／。返址改汁逆變電源變壓器時(shí)，確定繞組匝數(shù)及鐵心截面積的基本公式。通電源變胍器設(shè)計(jì)時(shí)，所用的基本公式為B=—4．44N—可見，逆變電源變壓器設(shè)計(jì)時(shí)所用的基本公式和普通電源變壓器設(shè)用的基本公式是很相似的，因此可以把逆變電源變壓器的設(shè)計(jì)轉(zhuǎn)化為一個(gè)普電源變瓜器的設(shè)計(jì)，這個(gè)普通電源變壓器初級(jí)所承受電壓的頻率等于的輸出頻率，由此可見，逆變電源變壓器不是按開關(guān)頻率設(shè)計(jì)的，而是按輸2)逆變電源變壓器偏磁原因分析及抗偏磁措與醬通變壓器的工作狀況不同，逆變電源變壓器容易出現(xiàn)偏磁問題，偏是逆變電源變壓器的特有現(xiàn)象。這是由于當(dāng)變壓器鐵心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度存在流分量時(shí)，磁感應(yīng)強(qiáng)度的波形正負(fù)半波不對(duì)稱，或向上偏或向下偏，這種現(xiàn)稱為變J‘&器的偏磁現(xiàn)象。偏磁嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致變壓器鐵心出現(xiàn)磁飽和。變壓器飽和對(duì)整個(gè)電源系統(tǒng)的正常運(yùn)行將產(chǎn)生極其不利的影響，表現(xiàn)在以下幾個(gè)方面(1)變壓器飽和時(shí)，由于勵(lì)磁電流很大，將導(dǎo)致逆變器開關(guān)器件的電流大，可能使過流保護(hù)動(dòng)作或開關(guān)器件損壞(2)壓器漏感上的諧波壓降將導(dǎo)致輸出電壓波形出現(xiàn)嚴(yán)重畸變(3于是對(duì)逆變電源變壓器偏磁產(chǎn)生原因進(jìn)行深入研究，并提出有效的抗偏武漢理l：人孑：碩十學(xué)措施顯得尤其必要，本文將在下面進(jìn)行探討設(shè)f，，i，分武漢理l：人孑：碩十學(xué)措施顯得尤其必要，本文將在下面進(jìn)行探討設(shè)f，，i，分別表示逆變電源變壓器原邊、副邊的電流，日表示鐵心-}-的磁強(qiáng)度。Ⅳ，、Ⅳ，分別表示變壓器原邊、副邊繞組匝數(shù)。，為變壓器鐵心的磁路度。由安培環(huán)路定律得Hl=iI設(shè)Ul如、，l出分別表示“l(fā)、fl中的直流分量。H出、12出分別表示Ⅳ、f2的直流分量。足表示變壓器原邊繞組的電阻。由(2．19)式知，變壓器量產(chǎn)生的磁H2N12aN2由(2．20)式知，造成逆變電源變壓器出現(xiàn)偏磁的原因有兩個(gè)：(1)變器原邊電壓中存直流分量；(2)變壓器副邊電流存在直流分量。在逆變電源統(tǒng)中，如果給定的正弦波或者三角載波中存在直流分量，或反饋所用件存在零點(diǎn)漂移，或開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的死區(qū)時(shí)間不一致等都會(huì)導(dǎo)致變壓器初電壓中存在直流分量；當(dāng)逆變電源的負(fù)載是單相半整流負(fù)載時(shí)，變壓器次流中也將出現(xiàn)直流分量抗偏磁措施有以下幾種(1)盡量選用飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度高的鐵磁材料作鐵芯，如0．1mm壓制而成的鐵心，以提高變壓器對(duì)偏磁的承受(2區(qū)時(shí)間(3)盡量避免使用半波整流負(fù)載，即使電源帶半波整流負(fù)載，功率也很大(4(5分(6)采用對(duì)變壓器原邊電壓中的直流分量進(jìn)行補(bǔ)償控制來改善變壓器飽和武漢理l：人學(xué)碩1{：學(xué)位論3)逆變電源變壓器設(shè)計(jì)實(shí)例分單相2KVA逆變電源，武漢理l：人學(xué)碩1{：學(xué)位論3)逆變電源變壓器設(shè)計(jì)實(shí)例分單相2KVA逆變電源，輸出正弦波頻率為400Hz，交流輸入220V(+10％，-額定輸?電壓為115V，試設(shè)計(jì)逆變電源變壓器的參(1變壓器輸入有效值‰lIli。=220x0．8=176V，輸出有效值U。l5y，以實(shí)際可以K=1．5考慮劍使變壓器對(duì)偏磁有足夠的承受能力，鼠按下式選?。築o<0．6B,，0．1mm的硅鋼片壓制而成CD25X50x100型鐵心功率可以做到 I=35．5cm，鐵心飽和磁感應(yīng)強(qiáng)度最=1．7r4．44厶取Ni=120副邊繞組匝數(shù)：N2：尊?、簟?802．2．5濾波器部1)逆變電源濾波器工作原理及與上，和C，的確在逆變電源技術(shù)的研究中，人們往往注重控制方法的研究，而不太重視濾波器的參數(shù)選擇。深入研究逆變電源輸出LC濾波器設(shè)計(jì)方法的文獻(xiàn)很少。前，人們～直沿用e和Cmpbll提出的C濾波器設(shè)計(jì)方法，這種傳統(tǒng)的們J羽九逆變電源上。在該方法推導(dǎo)過Ⅳ·II．通過影f究負(fù)們J羽九逆變電源上。在該方法推導(dǎo)過Ⅳ·II．通過影f究負(fù)載側(cè)影像也‘眥狀況下波器對(duì)功率的衰減，得出了濾波器的通俯、附帶及截i}：頻率的概念。在用該法設(shè)汁逆變電源濾波器時(shí)，使基波頻牢處n：通，特之內(nèi)，而使i之內(nèi)，從而使高頻各次諧波得以衰減，Jl{；波能順利通過，達(dá)劍濾波的H的。r濾波器出于元件少，又具有低通濾波特’rp，所以它不僅適用J：lfI電源，而同．特別適合在大功率逆變}乜源一l-J屹用。于是，本文選r扛!濾波器作為變電源的輸出濾波器。常K型兩冗件rJ≯濾波器的結(jié)構(gòu)如圖2-6所串臂阻抗ZI與并臂阻抗Z2的乘積ZZ2=／緲￡r1／cCr)=L，／C，=K，一旦0、C，值確定后，K為常數(shù)，不隨頻率變化，故稱為常K型兩／C件F型低通濾山于0／q具有阻抗平方量綱，故也可用濾波器的另一重要參數(shù)R表示數(shù)K，即得到r型低通濾波器的傳通條件為-1≤Zl／Z2≤0，結(jié)合(2．22)式可得一1≤(jcoL,／R)2≤0，山(2．23)式知，當(dāng)時(shí)lZlI=roL，=o，則緲必定為零，此為通頻帶的最波器的截止頻率。因此％=R／Ls=1／√￡，／q，可得濾波器的截止頻率左為由(2．24)得：Ls=Rl(2xf結(jié)合式(2．21)和式(2．24)得q=0R2=t／(2zrf,．0R)=l／(2武漢理+T：人學(xué)碩十學(xué)位論式(2．25)和式(2．26)便是確定常K型兩元件r型武漢理+T：人學(xué)碩十學(xué)位論式(2．25)和式(2．26)便是確定常K型兩元件r型低通濾波器中參數(shù)三，C，值的計(jì)算r型低通濾波器也是根據(jù)通帶和阻帶來工作的，如圖2．7所示，當(dāng)0≤廠≤入端吸收能量，而當(dāng)濾波器元件沒有損耗時(shí)，能量才能完全送入負(fù)載；當(dāng)7r時(shí)，r型低通濾波器處在阻帶中，r型低通濾波器開始有衰耗，其衰耗頻率特如圖2．7所示，在阻帶中，特性阻抗具有電抗性質(zhì)，濾波器從電源吸收的能量部分返回電源，負(fù)載只能得到電源供給的部分能量，呈現(xiàn)很大衰耗。實(shí)型低通濾波器處在通帶中，只有當(dāng)負(fù)載電阻R，等于特性阻抗(電阻性)時(shí)才能使給逆變器的無功功率較少，通常尺取R=(0．5一O．8)2)逆變電源濾波器0、C，參數(shù)設(shè)計(jì)實(shí)單相逆變電源的額定容量為2KVA，輸出正弦波15V／400Hz，輸出采用常型兩元件r型低通濾波器。要求任意次諧波不超過基波的3％，試確定濾波器￡，e，值確定特性阻抗確定截止頻率逆變電源輸出基波頻率為400Hz，其它各次諧波的頻率為基波的整數(shù)倍最低次諧波的頻率為800Hz，要求任意次諧波不超過基波的3％，為了更好的減各次諧波，本文取截止頻率Hz武漢理l：人?！鄞T十學(xué)位論(3)確定￡，的lI公式(2．25)知0=R／(2zfc)=6．6125／(2×x(4)確定0的II武漢理l：人?！鄞T十學(xué)位論(3)確定￡，的lI公式(2．25)知0=R／(2zfc)=6．6125／(2×x(4)確定0的II公式(2．26)知q=Ls／R2=I／(2xLR)=l／(2xx2．3一種可帶不平衡負(fù)載的三相逆變電rt相逆變電源的主電路多采用三相橋式結(jié)構(gòu)如圖2．2，輸出帶LC濾波這種I乜路結(jié)構(gòu)通常不能保證三相電J匪輸出平衡，其原因是(1)三相電路參數(shù)不一致，即使在三相平衡負(fù)載下，輸出三相電壓波(2)在線性負(fù)載下，即使逆變器輸出的三相電壓是平衡的，但由于負(fù)平衡導(dǎo)致濾波電感壓降不一致，也會(huì)引起三相輸出電壓的不平衡大容量三相逆變電源通常都帶混合型負(fù)載，其負(fù)載無法保持平衡出電壓也就很難保證平衡。隨著工業(yè)技術(shù)的發(fā)展，對(duì)逆變電源的性高的要求，維持三相電壓的平衡輸出是最基本的一個(gè)要求通過對(duì)三相橋式結(jié)構(gòu)逆變電源系統(tǒng)分析可知，在三相負(fù)載不平衡的情況下要想維持三相電壓的平衡輸出，必須實(shí)現(xiàn)三相電壓的獨(dú)立控制。但是，由于相輸出電壓之間存在耦合關(guān)系，調(diào)節(jié)任何一相，必然會(huì)影響到其它兩相的輸出針對(duì)上述問題，本文研究一種主電路拓樸結(jié)構(gòu)，并結(jié)合多環(huán)反饋控制方案使三相電源的每一相均可獨(dú)立控制，從而使電源具備了帶不平衡負(fù)載的能力在前面討論的單相逆變電源的基礎(chǔ)上，可以設(shè)計(jì)如圖2．8一種可帶不平衡負(fù)載三相逆變電源主電路結(jié)構(gòu)圖該電源與3臺(tái)單相電源極為相似，這3個(gè)獨(dú)立單相逆變電源共用一條母線，有各自的單相全橋逆變器、變壓器和濾波器，其變壓器次級(jí)星形聯(lián)結(jié)從而耦合成三相逆變電源。這種接線方式的最大優(yōu)點(diǎn)是三相電源的每一相均獨(dú)立控制，從而具備了帶不平衡負(fù)載的能力。由于三相采用統(tǒng)一的控制器，而使3個(gè)獨(dú)立單相逆變電源相互之間的相位滿足了120相的輸出，調(diào)節(jié)任何一相，都不會(huì)影響其它兩相的輸出，故該相逆變電源制可等效3個(gè)獨(dú)立的單相逆變電源的控制武漢理l：人學(xué)碩十學(xué)位論由于武漢理l：人學(xué)碩十學(xué)位論由于它的各相主電路邪與自訂面單相全橋逆變電源主電路極為十¨似，所三相逆變電源主電路也可以做同樣的分析，不再贅序。下lflii-f論的第二三章tI制方案既適應(yīng)單相全橋逆變電源也適應(yīng)于此三相逆變電源調(diào)制電輸信號(hào)波載波Il：弦調(diào)制電武漢理l：人學(xué)碩士學(xué)位論第3章逆變電源控制系本文所研究的電源是為了在輸出得到穩(wěn)壓恒頻的交流電壓信號(hào)，故采用壓型逆變電路。在武漢理l：人學(xué)碩士學(xué)位論第3章逆變電源控制系本文所研究的電源是為了在輸出得到穩(wěn)壓恒頻的交流電壓信號(hào)，故采用壓型逆變電路。在同一直流電壓輸入情況下，全橋逆變電路輸出電壓是半橋變電路輸出電壓的二倍，故文中逆變電源逆變器部分采用全橋逆變電路下面介紹全橋逆變電路電路原理圖見圖3．1，它共有四個(gè)橋臂，可以看成由兩個(gè)半橋電路組合而成把橋臂1和4作為一對(duì)，橋臂2和3作為另一對(duì)，成對(duì)的兩個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通兩對(duì)交替各導(dǎo)通1800，即1，4導(dǎo)通時(shí)關(guān)斷2，3；2，3導(dǎo)通時(shí)，關(guān)斷1，4載為阻感負(fù)載時(shí)，其輸出波形如圖3—2所示。圖中VDl，Vl，VD2，V2通的區(qū)間，分別對(duì)應(yīng)與圖3—2中的VDl和VD4，Vl和V4，VD2和VD3，V2V3相繼導(dǎo)通的區(qū)間+_一I卜【V．—2一／／弋N2{Nt5Vltj兮一【V一】-一rVn‘vn 圖3．2全橋逆變電路輸出波圖3．1全橋逆變電對(duì)其電壓波形進(jìn)行定量分析，把幅值為％的矩形波‰展開成傅立葉級(jí)得1l2子O)l+sin糾+sin緲其中基波的幅值Uo，，和基波有效值to,分別‰歷：竽武；義胛I，、’‘舢卯||。7：f?i論尢r是LII逆變?cè)砜芍缂g擰：訓(xùn)IGBT的Jr通與關(guān)斷的頻武；義胛I，、’‘舢卯||。7：f?i論尢r是LII逆變?cè)砜芍缂g擰：訓(xùn)IGBT的Jr通與關(guān)斷的頻率，那么的頻率和IGBT的開關(guān)頻率便丫f在‘‘定的對(duì)應(yīng)關(guān)系；控制IGBT的丌通與占空比，那么輸出電壓的有效值也和IGBT系，剛此產(chǎn)生精確控制IGBTJf：關(guān)驅(qū)z力信號(hào)SPWM便成為了本文研究的重點(diǎn)SPWM波的生成原理比較普遍的二種方法3．2．1自然法生成SPWM㈨锨??VVN曠州L／／＼o／＼＼／—圖3．3自然生成SPWM波原理自然法生成SPWM波又稱模擬電路法生成SPWM波，通常用模擬比較生成SPWM作為比較器的反相端輸入信號(hào)，便實(shí)現(xiàn)了自然法生成SPWM波，如圖3．3比較器輸出經(jīng)死區(qū)形成電路即可生成帶死區(qū)的SPWMSPWM波中方法最精確的一種，其它方法都是與它近似等效，存在一定武漢理]：人學(xué)碩士學(xué)位論誤差。不過模擬電路存在一定的溫漂3．2．2規(guī)則采樣法生成SPWM規(guī)則采樣法是從自然采樣法演變而來的，它武漢理]：人學(xué)碩士學(xué)位論誤差。不過模擬電路存在一定的溫漂3．2．2規(guī)則采樣法生成SPWM規(guī)則采樣法是從自然采樣法演變而來的，它由經(jīng)過采樣的J下弦波(實(shí)際上階梯波)與三角波相交，由交點(diǎn)得出脈沖寬度。這種方法只在三角波的點(diǎn)位置對(duì)正弦波采樣而形成階梯波，其原理如圖3-髖甜一1．一／：f一D一一IL“0～—一一，D圖3．4規(guī)則采樣法生成SPWM波原理設(shè)三角波幅值為1，由AABC—AEDA，相似三角形對(duì)應(yīng)邊成比例篙=器，代入數(shù)l+Msin攻222竺2所以矩形波開通時(shí)間l，，=百(1+Msin硝肘——調(diào)制度(正弦波與三角波幅值比Z在生成SPWM波形時(shí)，通常有查表和實(shí)時(shí)計(jì)算兩種方法，實(shí)際使用時(shí)往武漢理]：人學(xué)碩七學(xué)位論址I塒種方法的結(jié)合，即先離線進(jìn)行必要武漢理]：人學(xué)碩七學(xué)位論址I塒種方法的結(jié)合，即先離線進(jìn)行必要的計(jì)算存入內(nèi)存，運(yùn)行時(shí)再進(jìn)行較為卿的1[F線計(jì)算，這樣既可保證快速性，又不會(huì)占用大量的內(nèi)存。規(guī)則采樣法?！赶却嫒胝液瘮?shù)表，運(yùn)行時(shí)根據(jù)要求頻率即可算出丌關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)見公式(3．5))。這種方法的計(jì)算量很小且波形的幅值和頻率都是可以連續(xù)由規(guī)則采樣法的原理可知它是用近似的階梯波束代替正弦波與三角波比較，因此它與自然法生成SPWM相比精度有所降低，但由于其計(jì)算公式簡(jiǎn)計(jì)算量較小，可大大提高CPU運(yùn)行速度，提高程序效率，因此本文在用DSP將公式(3．5)離散化得lsin(2Jr萬)+1)乏Z——載波由(3．6)可知，當(dāng)確立了7=，I，N之后，每一個(gè)SPWM脈沖的開通時(shí)都可以由公式計(jì)算出，例如如果要求實(shí)現(xiàn)的SPWM波為400Hz，若產(chǎn)生的三角載波，那么在一個(gè)『F弦周期內(nèi)只需要對(duì)正弦波采樣64次，就能得到頻為400Hz的SPWM波。也就是說：標(biāo)準(zhǔn)正弦波一個(gè)周期最低只需離散成64個(gè)點(diǎn)當(dāng)DSP內(nèi)部25．6KHz三角載波中斷產(chǎn)生時(shí)把這64個(gè)點(diǎn)的值代入(3．6)式計(jì)出脈沖寬度，然后用所得的脈沖寬度值在三角波中斷中更新比較寄存器的值可得到400Hz的SPWM波武漢理I：人學(xué)碩士學(xué)位論<簿U<圖3．5逆變電源系統(tǒng)結(jié)武漢理I：人學(xué)碩士學(xué)位論<簿U<圖3．5逆變電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖3．5可以看作為單相全橋逆變電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖也可以看作負(fù)載的三相逆變電源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖中的一相，當(dāng)逆變器的丌關(guān)頻率f遠(yuǎn)大于信波q的基波頻率五，信號(hào)波q中的基波以及低次諧波與逆變器輸出電壓中的對(duì)分量存在固定的比例關(guān)系。因此對(duì)基波以及低次諧波而言，PWM逆變作比例環(huán)節(jié)，其增益為KPWM=E。／U。，其中Ed為直流側(cè)電壓，U。為三角器和變壓器一起可寫成A=K，wM瓜，在LC濾波器中各電量間的關(guān)系可表示為U—2f。一=結(jié)合式(3．7)(3．8)(3．9)可以得出逆變電源主電路的動(dòng)態(tài)模型如圖3-所示，其中△甜是擾動(dòng)輸入，它表示系統(tǒng)中的非理想因素的影響，這些因素包死區(qū)時(shí)間效應(yīng)、變壓器鐵心勵(lì)磁特性非線性等圖3-6逆變電源主電路動(dòng)態(tài)模武漢理‘J：入學(xué)碩士學(xué)位論3．4逆變電源控制方法研3．4．1逆變電源控制方法概武漢理‘J：入學(xué)碩士學(xué)位論3．4逆變電源控制方法研3．4．1逆變電源控制方法概隨著逆變電源技術(shù)不斷地完善和發(fā)展，逆變電源的控制技術(shù)也出現(xiàn)了多多樣，主要有以下幾種無差拍控制是一種基于微機(jī)實(shí)現(xiàn)的控制方法。這種控制方法根據(jù)逆變電系統(tǒng)的狀態(tài)方程和輸出反饋信號(hào)來推算下一個(gè)采樣周期的開關(guān)時(shí)間，使壓在每個(gè)采樣點(diǎn)上與給定信號(hào)相等。無差拍控制有非?？斓臅耗铐憫?yīng)著明顯的自身缺點(diǎn)：(1)無差拍控制系統(tǒng)的魯棒性不強(qiáng)，當(dāng)負(fù)載變化，非線負(fù)載或者溫度、運(yùn)行條件等原因出現(xiàn)參數(shù)波動(dòng)，都容易造成系統(tǒng)的不系統(tǒng)的誤差與調(diào)制比、輸出的LC濾波器參數(shù)等有關(guān)；(3)瞬態(tài)超調(diào)量2)重復(fù)重復(fù)控制它是將一個(gè)基波周期的偏差存儲(chǔ)起來，用于下一個(gè)基波制，經(jīng)過幾個(gè)基波周期的重復(fù)可達(dá)到很高的控制精度。在這種控制方到控制對(duì)象的輸入信號(hào)除偏差信號(hào)外，還迭加了一個(gè)“過去的控制偏差"，這“過去的控制偏差’’是上一個(gè)基波周期中的控制偏差，把上一個(gè)基波周期的差反映到現(xiàn)在并且和“現(xiàn)在的偏差”一起加到控制對(duì)象進(jìn)行控制，這種控制式，偏差好像在被重復(fù)使用，所以稱為重復(fù)控制。目前，重復(fù)控制技變電源控制系統(tǒng)當(dāng)中，用來克服整流負(fù)載引起的輸出電壓波形的周期性畸變改善輸出電壓波形。但是重復(fù)控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能較差3)帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法是在單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制法的基礎(chǔ)上提出來的，在這種方法中，不但引入了輸出電壓的瞬時(shí)值反饋，引入濾波電容電流或?yàn)V波電感電流的瞬時(shí)值反饋，電壓環(huán)是外環(huán)，電流環(huán)是環(huán)。電流環(huán)具有將濾波電容電流或?yàn)V波電感電流改造為可控的電流源的作用因而系統(tǒng)的穩(wěn)定性大大提高，克服了單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制系統(tǒng)空載容振蕩的缺點(diǎn)。由于穩(wěn)定性的提高使得電壓調(diào)節(jié)器增益可取比較大的值，所u弋i迂紳1人學(xué)頌’卜學(xué)f{，_淪jjll、‘楚卸負(fù)載時(shí)輸出u弋i迂紳1人學(xué)頌’卜學(xué)f{，_淪jjll、‘楚卸負(fù)載時(shí)輸出電){i的動(dòng)念幸l性能大大提高，抗干擾性大大提高，對(duì)rl：負(fù)載的適應(yīng)性也大入的提t(yī)：’矗3．4．2各種瞬時(shí)值反饋控制方法性能1)單一的電壓瞬時(shí)值反饋控單一一的電壓瞬時(shí)值反饋托滯0方法示意圖如圖3．7所示。電壓瞬時(shí)值反饋的入飲系統(tǒng)性能得以提高，但“{r空載時(shí)受控對(duì)象(LC濾波器)具有接近無的：階傳遞函數(shù)，導(dǎo)致空載lI’f系統(tǒng)的穩(wěn)定性并不很理想，同時(shí)沒有對(duì)輸出電進(jìn)iJ：控制，所以帶非線性負(fù)載時(shí)輸出波形特別差，故該方法的控制性能不是圖3．7單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法示意2)帶濾波電感電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控帶濾波電感電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法示意圖如圖3．8所示。濾電感電流內(nèi)環(huán)的引入，使濾波電感電流成為可控的電流源，這樣從電輸出到電感電流f，之間的部分可以看成一個(gè)近似的比例環(huán)節(jié)，使得系統(tǒng)的穩(wěn)死區(qū)時(shí)I’日J(rèn)的影響、變壓器鐵心勵(lì)磁特性非線性的影響、電感參數(shù)的變化等都起到及時(shí)的調(diào)節(jié)作用。和單一的電壓瞬時(shí)值反饋控制方式相比，系統(tǒng)的穩(wěn)能和動(dòng)態(tài)性能都大大提高，特別是由于負(fù)載電流控制的引入，使系統(tǒng)帶非負(fù)載時(shí)輸出電壓的正弦度有了很大程度的改善，但需要增加一個(gè)檢測(cè)大電流武漢理l：人學(xué)碩十學(xué)位論圖3．8帶濾波電感電流內(nèi)環(huán)的武漢理l：人學(xué)碩十學(xué)位論圖3．8帶濾波電感電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制h法示3)帶濾波電容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控帶濾波電容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法示意圖如圖3-9所示，濾電容電流內(nèi)環(huán)的引入，使濾波電容電流成為可控的電流源，這樣從電壓調(diào)節(jié)的輸出到電容電流‘之間的部分可以看成一個(gè)近似的比例環(huán)節(jié)，從而使得系的穩(wěn)定性大大提高；同時(shí)，濾波電容電流內(nèi)環(huán)對(duì)于包含在環(huán)內(nèi)的擾動(dòng)，如輸?shù)淖兓⒇?fù)載電流的變化等都能起到及時(shí)的調(diào)節(jié)作用，使得系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)特性動(dòng)態(tài)特性和對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)性等都大大提高。濾波電容電流內(nèi)環(huán)的引入濾波電感電流內(nèi)環(huán)的引入更具優(yōu)越性，因?yàn)闉V波電容電流內(nèi)壞對(duì)負(fù)載電流的化起到及時(shí)的調(diào)節(jié)作用，但卻不需要增加一個(gè)檢測(cè)大電流的電流傳感器，而波電感電流內(nèi)環(huán)要正常工作則必須增加一個(gè)檢測(cè)大電流的電流傳感器，并且波電感電流隨負(fù)載電流變化而變化，濾波電容的電流在輸出電壓穩(wěn)定時(shí)是不的，不會(huì)像濾波電感電流那樣隨負(fù)載電流變化而變化，因此只需一個(gè)流的電流傳感器。帶濾波電感電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值控制要達(dá)到帶濾波電LC濾波圖3-9帶濾波電容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法示意武漢理『：人學(xué)碩士學(xué)位3．4．3本文采用的控制武漢理『：人學(xué)碩士學(xué)位3．4．3本文采用的控制方山于帶電容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制方法，既能使逆變電源較好的動(dòng)態(tài)性能，叉能使逆變電源能獲得比較好的穩(wěn)態(tài)性能，并且在應(yīng)忭很強(qiáng)的條件下不需要檢測(cè)大電流的電流傳感器。于是本文便采用容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值反饋控制作為本文逆變電源的控制方案，為網(wǎng)電壓波動(dòng)或負(fù)載變化引起的輸出電壓波動(dòng)，本文在電容電流內(nèi)環(huán)、輸出電瞬時(shí)值外環(huán)的基礎(chǔ)上增加一個(gè)最外環(huán)即電壓有效值最外環(huán)的三環(huán)控制示意圖如圖3．10所示圖3．10帶濾波電容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值、電壓有效值反饋控制方法上推理過程，針對(duì)圖3-6所示的逆變電源主電路結(jié)構(gòu)圖以及圖3．10所的三壞控制示意圖，本文的控制系統(tǒng)采用三環(huán)控制系統(tǒng)，即電壓有效值控環(huán)、電壓瞬時(shí)值中間環(huán)和電容電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)。用U表示有效值外環(huán)的給定流信號(hào)，疋為有效值外環(huán)的反饋系數(shù)。用給定與電壓反饋信號(hào)的差值作為PI節(jié)器的輸入，調(diào)節(jié)器的輸出用來調(diào)節(jié)標(biāo)準(zhǔn)正弦波的幅值，其電壓有效值外動(dòng)態(tài)模型如圖3．11最外環(huán)所示。甜’即是電壓有效值外環(huán)的輸出又是電內(nèi)環(huán)的給定，實(shí)際它表示標(biāo)準(zhǔn)正弦信號(hào)，尺，為電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的反饋調(diào)節(jié)系數(shù)Z反饋通道上加入低通濾波器，是因?yàn)殡妷簜鞲衅魅菀滓敫郊拥母叽沃C響輸出電壓的波形質(zhì)量，故必須用低通濾波器將其濾掉。K。為瞬時(shí)值電壓調(diào)器，用瞬時(shí)值電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為電容電流內(nèi)環(huán)的給定信號(hào)。K．為電流內(nèi)業(yè)℃文胛f人‘‘7’順十圖3一ll三環(huán)控制的業(yè)℃文胛f人‘‘7’順十圖3一ll三環(huán)控制的逆變電源系統(tǒng)動(dòng)念3．4．4多環(huán)控制系統(tǒng)特性分1)帶非線性負(fù)載時(shí)輸出電壓波形正弦度分逆變電源所帶最惡劣的負(fù)載便是非線性負(fù)載，例如整流性負(fù)載在帶非線性負(fù)載前逆變電源輸出為純正弦波形，帶非線性負(fù)載后負(fù)載電流并非正弦波而是發(fā)生了畸變的類正弦，這個(gè)發(fā)生了畸變的電流會(huì)影響電壓的J下弦度，使輸出電壓波形發(fā)生畸變。本文利用電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)和電容流瞬時(shí)值最內(nèi)環(huán)對(duì)逆變電源進(jìn)行控制，使逆變電源在帶非線性負(fù)載時(shí)輸出仍持很好的正弦度。下面就從控制前后，逆變電源工作在非線性負(fù)載條件下諧波大小進(jìn)行在圖1逆變電源系統(tǒng)動(dòng)念模型中，令U=0，Au=0，忽略石，、疋，。表示非線性負(fù)載產(chǎn)生的第n次諧波電流的幅值，‰為基波角頻率，則根據(jù)3．1l可得開環(huán)時(shí)該諧波電流引起的輸出電壓中第次諧波電壓幅值為次諧波電壓幅值為武漢理jl：人學(xué)碩十學(xué)位論(3．1一．，?！?、／(i-甩2‰2LC+AKU。的大小反映武漢理jl：人學(xué)碩十學(xué)位論(3．1一．，。”、／(i-甩2‰2LC+AKU。的大小反映了系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)性的強(qiáng)弱，對(duì)于一定的L，乩小，說明系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)性越強(qiáng)。比較(3．10)式和(3．11U。>U：，故電容電流和電壓瞬時(shí)值雙閉環(huán)控制提高了系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載的性，改善了逆變電源帶非線性負(fù)載時(shí)輸出電壓的正弦度。從(3．11)式還可看出在提高系統(tǒng)對(duì)非線性負(fù)載的適應(yīng)性，改善輸出電壓正弦度方面，電容電瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的作用優(yōu)于電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的作用2)死區(qū)時(shí)間及變壓器的非線性勵(lì)磁特性引起的輸出波形死區(qū)時(shí)間及變壓器的非線性勵(lì)磁特性的存在，將使LC濾波器的輸入端出不易濾除的低次諧波電壓△“，設(shè)AU。表示血中第n次諧波電壓的幅值，在3．11逆變電源系統(tǒng)動(dòng)態(tài)模型中，令U=0，io=0，忽略正，、見，則根據(jù)圖可得開環(huán)時(shí)由死區(qū)時(shí)間及變壓器的非線性勵(lì)磁特性引起的輸出電壓中第次11AU．：1——縣√(1一加電容電流和電壓瞬時(shí)值雙閉壞控制后，死區(qū)時(shí)間及變壓器的非線性勵(lì)特性引起的輸出電壓中第n次諧波電壓幅值△u：．———(3．1,SU。的大小反映了系統(tǒng)對(duì)死區(qū)時(shí)間等非理想因素的抑制能力，對(duì)于一定2)和(3．13)可△￡f，△【，。越小，說明系統(tǒng)的抑制能力越強(qiáng)。比較(AU。>AU?！?，故電容電流和電壓瞬時(shí)值雙閉環(huán)控制提高了系統(tǒng)因死區(qū)時(shí)間及壓器非線性勵(lì)磁特性引起的輸出波形畸變的抑制能力。并從(3．13)式還可看出在抑制因死區(qū)時(shí)間及變壓器非線性勵(lì)磁特性引起的輸出波形畸變，改果表明，在不發(fā)生多次相交現(xiàn)象時(shí)，雖然信號(hào)波島中含有大量的高次諧波變器輸出電壓中的高次諧波大小主要由信號(hào)波的基波大小決定，所以武漢理I。人學(xué)碩斗：學(xué)何論7墜搽輸?IUjj三中的高次武漢理I。人學(xué)碩斗：學(xué)何論7墜搽輸?IUjj三中的高次諧波大小時(shí)，信號(hào)波可用其基波代替，如圖3．12所示I冬Jn0，=f，sin(600t+妒)，吼為基波角頻率，定義調(diào)制度12"=E，／u,，則當(dāng)織口讎≤l，逆變器的輸出電壓U。。可表示為∥礦甜L。sin(i4Edn、丁CgFllI")cos(+芝Jx(半)【cos((K‰+肋、)t+Kfp)+c。s((Krao一他)，+K伊)】+。蠹(_I)；4仃E巧a{一芝，?厶(警)【S．n((K‰+他)t+Kq，)+s．n((K鐋一他”卻式t}，：歹，表示七階貝塞爾函llj(3．14)式知，逆變器輸出電壓中的高次諧波分布在整數(shù)倍的載波頻附近，在所有高次諧波中，載波頻率諧波是幅值最大的諧波，它對(duì)逆變電出l乜瓜波形的影響最大，載波頻率諧波很容易被濾波器濾除，故在逆變電源1Vi{V{iV；{＼／V5圖3．12雙極性SPWM控制下的信號(hào)波、載波和逆變器輸出波4)逆變電源的穩(wěn)態(tài)相角誤差分設(shè)0‘、oo分別表示給定電壓與輸出電壓的相角，‰為基波角頻武漢理1：入學(xué)碩十學(xué)何論時(shí)fnJ常數(shù)乃，設(shè)負(fù)載等效電阻為R，根據(jù)圖3—11可得武漢理1：入學(xué)碩十學(xué)何論時(shí)fnJ常數(shù)乃，設(shè)負(fù)載等效電阻為R，根據(jù)圖3—11可得丌環(huán)u、『系統(tǒng)的十¨角誤差為2礦一，g—=CO—o(——,A_-一-i)設(shè)逆變電路的輸出頻率為fo，濾波電路的截止頻率為f，要保汪基波無減傳輸，則必須有厶2嘗口z2％廳面由(3．16)式可得：1一霹￡c>0，結(jié)合(3．15)式知占：拶。>0，可以看開環(huán)時(shí)系統(tǒng)輸出正弦波的相位總是滯后于該相給定標(biāo)準(zhǔn)正弦波的相位3．4。5逆變電源相位補(bǔ)償控制方如圖3—11所不，利用電址瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)對(duì)輸出正弦電壓的相{訌進(jìn)行補(bǔ)償控制弦波相位為0，角頻率為緲，于是標(biāo)準(zhǔn)正弦波可寫成tat，反饋正sin(cot—目)。標(biāo)準(zhǔn)正弦波與電壓反饋正弦波的差值為波可寫成U==U——=Asincot-Asin(cot-圳啷c糾一圳s．n由上推導(dǎo)結(jié)果知：標(biāo)準(zhǔn)正弦波與電壓反饋正弦波的差值為一相位超前幅值為2彳sin育0的正弦波。電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)正是利用這個(gè)超前相位角來對(duì)輸出弦波的相位越接近該相給的定標(biāo)準(zhǔn)J下弦波的相位，但系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題限制電壓調(diào)節(jié)器增益K砧的上限武漢理iI：人學(xué)碩十學(xué)位論根據(jù)圖3．11可得迸行相位補(bǔ)償控武漢理iI：人學(xué)碩十學(xué)位論根據(jù)圖3．11可得迸行相位補(bǔ)償控制后系統(tǒng)的相角誤差萬p萬二=嘴icoo(互CKIA瓦Ki+麗比較(3．15)式和(3．18)式可艿p<萬出(3．19)式知，加電壓瞬時(shí)值控制后輸出正弦波滯后給定標(biāo)準(zhǔn)正弦波相角與丌環(huán)不進(jìn)行相位控制時(shí)滯后的相角相比明顯減少3．4．6一種基于的逆變電源數(shù)字化移相控制方案設(shè)上述逆變電源相位補(bǔ)償控制方案中利用電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)對(duì)輸出正弦相位進(jìn)行補(bǔ)償控制，雖然加閉環(huán)控制后輸出正弦波的相位相對(duì)標(biāo)準(zhǔn)的相位有了明顯的改善，但電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的調(diào)節(jié)器為比例調(diào)節(jié)器靜態(tài)無差。因?yàn)殡妷核矔r(shí)值內(nèi)環(huán)其中的控制目的之一就是對(duì)逆變電波滯后的相位進(jìn)行控制，故電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的調(diào)節(jié)器不宜含有積分環(huán)節(jié)上述逆變電源相位補(bǔ)償控制方案無法做到使逆變電源輸出正弦波相弦信號(hào)相位靜態(tài)無差捕獲單元模塊，我們可以把標(biāo)準(zhǔn)正弦信號(hào)與主電路輸出正弦的相位差利用單元檢測(cè)出來，設(shè)此相位差為0。DSP具有工作頻率高，處理數(shù)據(jù)快的特點(diǎn)，以讓DSP來計(jì)算標(biāo)準(zhǔn)正弦COt，當(dāng)檢測(cè)出輸出相位差0后利用此相位差把準(zhǔn)『F弦波形的相位前移，即DSP讓計(jì)算此時(shí)的標(biāo)準(zhǔn)正弦Asin(cot+kO)就可(k為調(diào)節(jié)系數(shù))標(biāo)準(zhǔn)正弦波形相位的前移，從而補(bǔ)償輸出波形滯后的相角，并此相位閉環(huán)控制具有自適應(yīng)動(dòng)念調(diào)節(jié)的過程，相當(dāng)于在原多環(huán)控制的基礎(chǔ)上了一個(gè)相位控制環(huán)，這樣，可以使逆變電源輸出相位誤差得到有效的補(bǔ)償，武：義胛J、’‘H，Ij!}．’F-行I．論第4章逆變電源控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)及實(shí)4。武：義胛J、’‘H，Ij!}．’F-行I．論第4章逆變電源控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)及實(shí)4。1逆變電源控制系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)方法研4．1-1多環(huán)調(diào)節(jié)器類型的選1)電壓有效值調(diào)節(jié)器的選輸入電網(wǎng)電壓波動(dòng)或負(fù)載變化1}i|；會(huì)影響電源輸出正弦波的幅值，要想使源輸出幅值穩(wěn)態(tài)無差，必須對(duì)電源’丈fr電壓有效值控制。本方案利用電壓有值外環(huán)對(duì)逆變電源輸出電壓有效值進(jìn)行摔制，如圖4．1所示，其中P{s控制系統(tǒng)。電壓有效值調(diào)節(jié)器類型選樣PI調(diào)節(jié)器從而確保系統(tǒng)輸出電壓有效穩(wěn)態(tài)無差圖4．1帶幅值外環(huán)的控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)2在如圖4．2所示的帶濾波電容電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值控制系統(tǒng)中，電壓調(diào)器及電流調(diào)節(jié)器的類型選擇是控制方案實(shí)現(xiàn)過程中所必須解決的問題般的控制系統(tǒng)，調(diào)節(jié)器可選擇P調(diào)節(jié)器、PI調(diào)節(jié)器或PID電源控制系統(tǒng)，特別是對(duì)圖4．2所示的含有變壓器的瞬時(shí)值雙環(huán)控制系統(tǒng)，在擇調(diào)節(jié)器類型時(shí)，有些制約因素首先，由于變壓器無法傳遞直流信號(hào)，而電壓電流反饋值都取自于變副邊，所以如果電壓瞬時(shí)值給定或電壓電流反饋信號(hào)中一旦含有直流使它非常小，調(diào)節(jié)器中積分部分的存在也會(huì)使調(diào)節(jié)器輸出出現(xiàn)單側(cè)飽武漢理廠人學(xué)碩十而使逆變電源輸出電壓出現(xiàn)嚴(yán)重畸變，并且使變壓器出現(xiàn)偏磁飽武漢理廠人學(xué)碩十而使逆變電源輸出電壓出現(xiàn)嚴(yán)重畸變，并且使變壓器出現(xiàn)偏磁飽和；其次，節(jié)器中積分部分的存在將使系統(tǒng)的階數(shù)升高一階，對(duì)系統(tǒng)的穩(wěn)定性不利；再次由于系統(tǒng)的給定信號(hào)是時(shí)變的正弦信號(hào)，并不是恒定給定信號(hào)，故即中含有積分部分，也不能對(duì)輸出電壓進(jìn)行無差的調(diào)節(jié)；并且電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)制目的之一就是對(duì)逆變電源的相位進(jìn)行補(bǔ)償控制，積分部分的存在將使信號(hào)發(fā)生相位滯后，從而使電壓瞬時(shí)值相位補(bǔ)償控制失效。綜合以上四點(diǎn)，調(diào)節(jié)中不宜含有積分部分調(diào)節(jié)器中一旦含有微分部分，則給定或反饋信號(hào)中高頻干擾信號(hào)將增強(qiáng)，使與三角波比較的信號(hào)波中含有大量的高頻干擾成分，影響正常的開控制過程，影響逆變電源輸出電壓的波形質(zhì)量，所以調(diào)節(jié)器中不宜含有微分選擇的調(diào)節(jié)器只有P調(diào)節(jié)器。當(dāng)電壓及電流調(diào)節(jié)器都采用P調(diào)節(jié)器輸出的單側(cè)飽和問題雖然還可能出現(xiàn)，但對(duì)給定或反饋信號(hào)中的直流分量己像含有積分的調(diào)節(jié)器那么敏感，并且調(diào)節(jié)器對(duì)高頻干擾信號(hào)不像含有微分的調(diào)節(jié)器那么敏感，綜上所述電壓及電流調(diào)節(jié)器選擇P調(diào)節(jié)器比較合適4．1．2控制器參數(shù)研LC濾波圖4．2逆變電源雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)三閉環(huán)控制方案中，決定逆變電源主要性能的是其中的兩個(gè)瞬時(shí)值反饋環(huán)，即電容電流及電容電壓瞬時(shí)值反饋雙閉環(huán)，這里主要討論瞬時(shí)值環(huán)控制器的參數(shù)設(shè)計(jì)。需要確定的控制器參數(shù)為電壓調(diào)節(jié)器的增益K甜、電流武漢理I：人學(xué)碩-t：學(xué)位論1了器n，J晰箍Ki、電容電流反饋系數(shù)K．、武漢理I：人學(xué)碩-t：學(xué)位論1了器n，J晰箍Ki、電容電流反饋系數(shù)K．、電容電壓反饋系數(shù)K，，如圖4．2逆變?cè)呆策臞1、擰制結(jié)構(gòu)圖所示，這四個(gè)控制器參數(shù)的好壞直接影響到輸出波形質(zhì)的c【r塒、．上墨l『q個(gè)控制器參數(shù)需要在系統(tǒng)調(diào)試過程中加以確定?I?fIi分析可知，增大電壓及電流調(diào)節(jié)器的增益，可以使輸出滯后相角減小、系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能和帶非線性負(fù)載能力等都大大提高。信號(hào)波與三角波的相交川避限制了電流調(diào)節(jié)器增益的上限，系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題限制了電壓調(diào)節(jié)增a轟的l?限。電壓調(diào)節(jié)器增益的上限隨著電流調(diào)節(jié)器增益的上限增大而增大所以確定I乜壓調(diào)節(jié)器及電流調(diào)節(jié)器的原則是在保證不出現(xiàn)多次相交問題及穩(wěn)定的n，『提下，使K掰及足f盡量大。K甜及Ki的確定方法為：首先讓Kf從小大變化“劍出現(xiàn)多次相交現(xiàn)象時(shí)，停止增大Ki，然后將K；適當(dāng)調(diào)小，確定Ki將Kj保持不變。確定Kf后就可確定K“的值，讓K“從小到大變化直到系統(tǒng)出不穩(wěn)定現(xiàn)象時(shí)，停止增大K一然后適當(dāng)調(diào)小K。。為保證系統(tǒng)對(duì)多次相交問及不穩(wěn)定因素有一定的承受能力，K。及Ki都應(yīng)留一定的裕量2)電壓瞬時(shí)值環(huán)反饋系數(shù)K，及電容電流反饋系數(shù)K．的K“及Kf的值隨著K2和Kl值的增大而增大，但K2和KI如果過大會(huì)造成變電源調(diào)制度膨過低而影響輸出iF弦波的工F弦度，甚至K，和尺．過大還可能成電廠卜瞬時(shí)值反饋波形和電流瞬時(shí)值反饋波形幅值大于給定而導(dǎo)致逆變電法證常工作，所以逆變電源控制系統(tǒng)要求K，和K．的值大小合適。逆變電源要輸出得劍幣弦度比較好的波形，則載波比N≥40和調(diào)制度口≥0．4這兩個(gè)條件限幅時(shí)，將K，適當(dāng)調(diào)小以滿足口≥0．4。確定K，后就可確定K，的值，在把K。．大的同時(shí)，將K，調(diào)大，當(dāng)K，快達(dá)上限幅時(shí)，將足，適當(dāng)調(diào)小以滿足口≥0．4武漢理。l：人學(xué)碩十學(xué)4．2數(shù)字控制系統(tǒng)實(shí)4．2．1數(shù)字控制芯片的選武漢理。l：人學(xué)碩十學(xué)4．2數(shù)字控制系統(tǒng)實(shí)4．2．1數(shù)字控制芯片的選型及特點(diǎn)本文用DSP將對(duì)逆變電源SPWM波部分、死區(qū)部分、電瓜釘效1'j't91壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)及電容電流瞬時(shí)值最內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化，電壓瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)及電電流瞬時(shí)值最內(nèi)環(huán)要求對(duì)逆變電源實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)控制，并且本文所采川的廳關(guān)頻較高，具體為25．6KHz，所以對(duì)DSP的主頻要求較高，并且要求DSP便便捷的事件管理器模塊，于是本文選用型號(hào)TMS320LF2407A的DSP作為變電源的主控制芯片。TMS320LF2407A為美國德州儀器(TI)公i訂生產(chǎn)的位定點(diǎn)DSP芯片，屬于TMS320系列性價(jià)比中較高的一種，具彳1．以下一些重(1)采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，使得供電電壓降為3．3V，減小了控器的功耗：30MIPS的執(zhí)行速度使得指令周期縮短到25ns(40MHz)，從而提了控制器的實(shí)時(shí)控制能力(2)基于TMS320C2XXDSP的CPU內(nèi)核，保證了TMS320LF2407A的碼和TMS320系列DSP代碼兼RAM，544字雙口RAM(DARAM)和2K字單口RAM(SARAM)兩個(gè)事件管理器模塊EVA和EVB，每個(gè)包括：兩個(gè)168個(gè)16位的脈沖寬度調(diào)制(PWM)通道，并且能夠完成以下功能：三相反相控制、PWM的對(duì)稱和非對(duì)稱波形、當(dāng)外部中斷輸入引腳出現(xiàn)低電平時(shí)快速關(guān)PWM通道、可編程的PWM死區(qū)控制可以防止上下橋臂同時(shí)輸出觸發(fā)脈沖。包括3個(gè)捕獲單元；片內(nèi)光電編碼器接口電路；16通道A／D轉(zhuǎn)換(5)可擴(kuò)展的外部存儲(chǔ)器共192K字空間：64K字的程序存儲(chǔ)器空1．白字?jǐn)?shù)據(jù)存儲(chǔ)器空間；64K字I／O空問立方式也可以工作于級(jí)連武漢理T人學(xué)碩十學(xué)位論(11)基于鎖相環(huán)的時(shí)鐘發(fā)生器(12)5個(gè)外部中斷武漢理T人學(xué)碩十學(xué)位論(11)基于鎖相環(huán)的時(shí)鐘發(fā)生器(12)5個(gè)外部中斷(13)電源管理包括3種低功耗模式上述這些優(yōu)點(diǎn)使得TMS320LF2407A芯片具有很好的發(fā)展前景，完全能夠好地完成系統(tǒng)所需要的各種功能，成為本系統(tǒng)的首選控制芯片4．2．2三角波及基準(zhǔn)正弦信號(hào)生作方式設(shè)定為連續(xù)增減計(jì)數(shù)方式，故T3PR=o／(2·4)，o10MHz晶振頻率經(jīng)過倍頻電路4倍頻后得到4MHz時(shí)鐘頻率，，=5．6鶿7為3CN丁3尸尺 了便于計(jì)算，數(shù)字中心值取391)基準(zhǔn)正弦信號(hào)是通過查表法產(chǎn)生的。雖然TMS320LF2407A的C編譯供了比較豐富的運(yùn)行支持庫函數(shù)。在這些庫函數(shù)中，含有了諸如對(duì)數(shù)、開方三角函數(shù)、指數(shù)等常用的非線性函數(shù)。直接調(diào)用庫函數(shù)非常方便，但由于運(yùn)都采用適當(dāng)降低運(yùn)算精度來提高程序的運(yùn)算速度。查表法是快速實(shí)現(xiàn)非線性算最常用的方法。采用這種方法首先必須根據(jù)自變量的范圍和精度要求制作張表格，顯然輸入的范圍越大，精度要求越高，則所需的表格就越大，即存量也越大。然后編寫查表程序，通過輸入值來尋找表格中的相應(yīng)值，這樣就運(yùn)算量變的較少，甚至不用計(jì)算，就可獲得滿足精度要求的輸出查表法比較適合于非線性函數(shù)是周期函數(shù)或己知非線性函數(shù)輸入值范兩種情況。采樣數(shù)字控制中，由于控制器的運(yùn)算速度限制，難于進(jìn)行實(shí)時(shí)的正弦計(jì)算，而是采用事先離線算好的離散點(diǎn)代替正弦波。在數(shù)字控制系統(tǒng)中正弦基準(zhǔn)信號(hào)就是一個(gè)正弦數(shù)據(jù)表格，故首先應(yīng)將正ⅡC；川|}lJ?！?1MATLAB語。’i等)束究成。數(shù){lt：挺格tl-敏掘的點(diǎn)數(shù)ⅡC；川|}lJ?！?1MATLAB語?！痠等)束究成。數(shù){lt：挺格tl-敏掘的點(diǎn)數(shù)是需要事先確定的。確定據(jù)點(diǎn)數(shù)的依據(jù)主要是丌L-頻本系統(tǒng)中功率_丌關(guān)管的丌廠=25．6kH7，同時(shí)調(diào)制療法為艤微。陀淵制。逆變電源輸出礦弦信號(hào)的頻400H，，那么，J下弦數(shù)據(jù)表格f}l數(shù)缸C．-j．i數(shù)爭(zhēng)少必須是N=256000／400=64。了精確起l見，詎弦數(shù)據(jù)表格中數(shù)捌ti放町選為10244：沒汁中，幅值調(diào)制比肘需小j：等于l，當(dāng)M≤l出ni弦f乜堰幅值與信號(hào)波幅值成線。t'l-對(duì)J啞關(guān)系；而當(dāng)M≥l可以增大基頻分量的幅值，但j￡tjM已不再具有線性關(guān)系，同時(shí)惡化了輸壓的波形。對(duì)于要求輸出電壓嗡變較小的逆變電源來說，應(yīng)避免使逆變過調(diào)制Ⅸ域。因而本文討論的是儀限于線性調(diào)制范圍。本系統(tǒng)ql采用的為雙性SPWM調(diào)制方式，故可得第1個(gè)脈沖處基準(zhǔn)J下弦波電壓的數(shù)值為t"7N產(chǎn)生SPWM波的4．2．3用硬件電路發(fā)生SPWM波，使其相交，從而得到一系列寬度和正弦波幅值成正比的方波信TMS320LF2407的波形發(fā)生器屬十DSP芯片的外部事件管理模塊，占用CPU時(shí)“tJ很少，可以方便地產(chǎn)生多路帶釘可編程死區(qū)和輸出極性的PWM波。主要程的死區(qū)發(fā)生單元(DBU)、輸出邏輯控制單元，不對(duì)稱／對(duì)稱波形發(fā)生的發(fā)出所需的SPWM波。比較單元的功能結(jié)構(gòu)如圖4．3所示武漢理I：人學(xué)碩十學(xué)何論圖4．3比較單元的功能結(jié)構(gòu)由圖4．3知，武漢理I：人學(xué)碩十學(xué)何論圖4．3比較單元的功能結(jié)構(gòu)由圖4．3知，若設(shè)置計(jì)數(shù)寄存器連續(xù)不斷地進(jìn)行增減計(jì)數(shù)，就可三角波的發(fā)生比較寄存器中存放正弦幅度值，與計(jì)數(shù)寄存器中的值不斷進(jìn)行較，再送入DSP的PWM電路，通過動(dòng)作寄存器的設(shè)置就可以得到所需的SPLK群1000，TxPR：設(shè)置計(jì)數(shù)器周SPLK}}O，TxCNT；設(shè)置計(jì)數(shù)初始SPLK#0600H，ACTRx；設(shè)置動(dòng)作控制寄SPLK掣0CE00H，COMCONx；設(shè)置控制寄由于正弦波的頻率是不斷變化的，對(duì)于同一頻率在不同時(shí)刻正弦也是不的，現(xiàn)在有兩種方法——實(shí)時(shí)計(jì)算和查表法都可用于發(fā)出頻率變化的SPWM波實(shí)時(shí)計(jì)算是當(dāng)處理的數(shù)據(jù)量大，但更新頻率不是非常快的時(shí)候常選用。種方法的基本思路是：定時(shí)器周期寄存器的值隨正弦頻率變化，某一頻率正波在不同時(shí)刻的幅度值也是通過實(shí)時(shí)計(jì)算得到的，計(jì)算后的值被送到計(jì)較寄器中進(jìn)行更新。得到的SPWM波經(jīng)過濾波得到的正弦波波形較好，編程方便且支持頻率變化范圍較大SPWM波輸出，非常適用于變頻調(diào)速系統(tǒng)與實(shí)時(shí)計(jì)算法相比，查表法具有程序編制更為簡(jiǎn)單，數(shù)值更新速度更特點(diǎn)，但因?yàn)轭A(yù)先要存一定量的正弦函數(shù)表，占用的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器空間較大查法更適用于像UPS和對(duì)電網(wǎng)信號(hào)進(jìn)行跟蹤反饋等頻率變化范圍有限但對(duì)系統(tǒng)武漢理I：人學(xué)碩十學(xué)位論4．2．4查表法生成SPWM1)叫1頻率變化范圍不大，載波頻率很高時(shí)，我們采用了查表的方武漢理I：人學(xué)碩十學(xué)位論4．2．4查表法生成SPWM1)叫1頻率變化范圍不大，載波頻率很高時(shí)，我們采用了查表的方法來更新CMPRx的值。由于采用查表法時(shí)，需要有一個(gè)與該頻率相對(duì)應(yīng)的正弦函數(shù)表格其l剛幺函數(shù)表的制作方法如下：選取的載波頻率(三角波頻率)為一個(gè)定值，對(duì)不川頻率的正弦波，每個(gè)正弦波在一個(gè)周期內(nèi)與三角波相交點(diǎn)的個(gè)數(shù)也不多，即每個(gè)正弦表的表長(zhǎng)也不同。表長(zhǎng)Ⅳ=彳／f，其中，療為正弦函數(shù)值的數(shù)、Z為載波頻率，‘為正弦波頻率。正弦函數(shù)的每一個(gè)值的計(jì)算公sin(2a'nft／‘)，玎=0，l?．，Ⅳ。用cH編寫正弦函數(shù)表的程constdoublepi=3141out(”E：＼＼sin．txt”，ios：：atevoiddisplay(int幸{i{CelT<<”erroropening}for(i=0；i<{武漢理I：人學(xué)頌十。學(xué)}{for(j=47．04<52．1{out<<”Table”<勺武漢理I：人學(xué)頌十。學(xué)}{for(j=47．04<52．1{out<<”Table”<勺imax=(int)(20000／j)；{a[i】a[i】-a[i]木b[iif(i％5==01out<<／剃sin(”<<w<<”)=”<<木／setprecision(8)<<setw(1)cout《}}這樣，在程序中設(shè)置好相應(yīng)的值就可以生成一些不同頻率的正弦把它們存在DSP得數(shù)據(jù)存儲(chǔ)器中，存放位置及長(zhǎng)度事先在．cmd文件中進(jìn)行設(shè)置武漢理，廠人學(xué)碩十學(xué)位論2)查表更新計(jì)數(shù)寄存器的有了以上的準(zhǔn)備工作，就可武漢理，廠人學(xué)碩十學(xué)位論2)查表更新計(jì)數(shù)寄存器的有了以上的準(zhǔn)備工作，就可以用查表法生成頻率隨外界變化的SPWM波了根據(jù)不同的頻率查找相應(yīng)的表格，查每～表格時(shí)定時(shí)對(duì)計(jì)數(shù)寄存器的值進(jìn)行新，就可以發(fā)生相應(yīng)頻率的SPWM波了。查表更新計(jì)數(shù)寄存器的值的程序如下(1)第一次查表的值送給計(jì)數(shù)寄存REPEAT樣LARARl．拌T拍撐TBLRCALLCLRCD盯B(2PWM6MAR奉群GISR2CLRCBANZBI也Ⅱ弋漢坤1人‘’jq頑}’學(xué)位論4．2．5數(shù)字控制系統(tǒng)硬件部本義欲對(duì)上述所設(shè)計(jì)的二：蚪逆變}U源控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)數(shù)字化，數(shù)字化三環(huán)制系統(tǒng)機(jī)l割如圖4．4網(wǎng)者霍博Ⅱ弋漢坤1人‘’jq頑}’學(xué)位論4．2．5數(shù)字控制系統(tǒng)硬件部本義欲對(duì)上述所設(shè)計(jì)的二：蚪逆變}U源控制系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)數(shù)字化，數(shù)字化三環(huán)制系統(tǒng)機(jī)l割如圖4．4網(wǎng)者霍博反精有(0—限電系數(shù)_整流—電淵電JK電源l(0—限IH—尹ADC仆『掣周反偏電調(diào)(0-限電系數(shù)調(diào)一ADC州驅(qū)死器 d形 隔"- —單／＼．／＼—-圖4-4數(shù)字化三環(huán)控制系統(tǒng)框1)數(shù)字化有效值閉環(huán)實(shí)先用電壓互感器從主電路負(fù)載兩端取出輸出電壓波形，然后經(jīng)精密整流電整成饅炎波形狀的直流信號(hào)，該直流信號(hào)再經(jīng)過有源濾波電路濾成無紋波的直信號(hào)，此直流信號(hào)與主電路輸出證弦電壓的幅值成線性對(duì)應(yīng)關(guān)系。由TMS320LF2407A的ADC模塊模擬輸入電壓范圍為：0V-3V，故必須對(duì)進(jìn)入通道的模擬信號(hào)進(jìn)行限幅，以防止損壞A／D通道。限幅電路如圖4．5配作用，D2主要起上限幅作用，D3起下限幅作用，但D3只能限幅到．0．7V以上故在前串二極管Dl，心為限流電阻，這樣得到的A／D輸入信號(hào)就為O-3V。值直流模擬信號(hào)經(jīng)DSP的A／D通道轉(zhuǎn)化成數(shù)字量，DSP面的直流信號(hào)數(shù)字量偏差送入數(shù)字PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器的輸出用來調(diào)節(jié)DSP部的標(biāo)準(zhǔn)正弦波幅值武漢理一1j人學(xué)碩十學(xué)位論丐圖4．5限幅電武漢理一1j人學(xué)碩十學(xué)位論丐圖4．5限幅電用電壓互感器從主電路負(fù)載兩端取出輸出電壓波形，由于的ADC模塊模擬輸入電壓范圍為：0V-3V，故必須對(duì)進(jìn)入～D通道的模擬信進(jìn)行信號(hào)調(diào)理，調(diào)理電路包括信號(hào)反饋系數(shù)調(diào)節(jié)電路、信號(hào)偏移電路和限路。先把從電壓互感器上得到的信號(hào)經(jīng)反饋系數(shù)調(diào)節(jié)電路調(diào)節(jié)成幅值為+1．5V)的正弦信號(hào)，然后經(jīng)偏移電路把信號(hào)上移+1．5V得到幅值為的正弦信號(hào)，如圖4-6和圖4．7所示，此信號(hào)經(jīng)限幅電路限幅即町送入DSP差送入數(shù)字電壓調(diào)節(jié)器，電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的給定?一入??．1．5I圖4．7偏移后電壓信3)數(shù)字化電容電流瞬時(shí)值閉環(huán)實(shí)用電流互感器取出濾波電容上的電流然后