零電壓開(kāi)關(guān)三電平Buck

零電壓開(kāi)關(guān)三電平Buck-Boost雙向變換器孫孝峰;袁野;王寶誠(chéng);李昕;潘堯【摘要】針對(duì)非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器,提出一種零電壓開(kāi)通(ZVS)實(shí)現(xiàn)方案?該方案在不添加任何輔助元件的情況下，可使非隔離型三電平Buck-Boost變換器的所有開(kāi)關(guān)管在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS,提高變換器的效率?此外，利用異相控制、電感電流倍頻降低電感的體積,提高功率密度?首先對(duì)實(shí)現(xiàn)ZVS的工作過(guò)程進(jìn)行分析，并且分析反向電流IR對(duì)軟開(kāi)關(guān)的影響;然后推導(dǎo)出死區(qū)時(shí)間和開(kāi)關(guān)頻率表達(dá)式;最后搭建實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過(guò)Buck模式和Boost模式的實(shí)驗(yàn)來(lái)驗(yàn)證該方案的正確性和有效性.％Acontrolschemeofachievingzero-voltage-switching(ZVS)forthenon-isolatedthree-levelBuck-Boostbidirectionalconverterisproposedisthepaper.AllswitchescanachieveZVSinthewholeloadrangewithoutadditionalcircuitry,therebyimprovingthepowerconversionefficiency.Furthermore,thisschemeutilizesanout-phasecontrol,whichcandoubletheinductorcurrentfrequency,decreasetheinductorvolumegreatlyandimprovepowerdensity.Firstly,theoperationprincipleofZVSisanalyzed.Secondly,theinfluenceofthereversecurrentIRonsoft-switchingduringthedead-timeintervalisexplained.Then,theexpressionsofdead-timeandswitchingfrequencyarederived.Finally,anexperimentprototypeisbuiltandtestedinbothBuckmodeandBoostmodetoverifythecorrectnessandeffectivenessoftheproposedscheme.期刊名稱(chēng)】《電工技術(shù)學(xué)報(bào)》年(卷),期】2018(033)002【總頁(yè)數(shù)】8頁(yè)（P293-300）【關(guān)鍵詞】雙向變換器;零電壓開(kāi)關(guān);電感電流倍頻;反向電流【作者】孫孝峰;袁野;王寶誠(chéng);李昕;潘堯【作者單位】電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（燕山大學(xué)）秦皇島066004;電力電子節(jié)能與傳動(dòng)控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（燕山大學(xué)）秦皇島066004【正文語(yǔ)種】中文【中圖分類(lèi)】TM46隨著能源危機(jī)和環(huán)境污染的日益嚴(yán)重，混合電動(dòng)汽車(chē)（HybridElectricVehicle,HEV）正在逐步取代化石燃料汽車(chē)［1,2］。混合電動(dòng)汽車(chē)內(nèi)部的儲(chǔ)能單元（超級(jí)電容或蓄電池）需要雙向DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)功率雙向傳輸［3,4］。在雙向DC-DC變換器中，非隔離型Buck-Boost雙向變換器因?yàn)榫哂薪Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性高、成本低等優(yōu)點(diǎn)而備受青睞［5-8］。然而，在電動(dòng)汽車(chē)這種高電壓、大功率應(yīng)用場(chǎng)合中需要選用耐壓高的開(kāi)關(guān)管。開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通阻抗和寄生電容隨耐壓值的升高而增大，影響變換器效率。文獻(xiàn)［9-12］提出一種非隔離型單向三電平Buck-Boost變換器，可降低開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，且為輸入電壓的一半。文獻(xiàn)［13,14］將非隔離型三電平Buck-Boost變換器中的續(xù)流二極管由MOSFET代替，可以實(shí)現(xiàn)功率雙向傳輸。三電平Buck-Boost變換器中開(kāi)關(guān)損耗對(duì)變換器效率影響較大，因此需要實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)來(lái)提高效率。對(duì)于非隔離型三電平變換器，需要添加輔助元件才能使開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)［15-18］文獻(xiàn)［15］是在三電平變換器中加入LCC諧振網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)通(Zero-VoltageSwitching,ZVS)。文獻(xiàn)［16,17］通過(guò)在交錯(cuò)并聯(lián)回路中添加輔助電感來(lái)實(shí)現(xiàn)主開(kāi)關(guān)管零電流開(kāi)通(Zero-Current-Switching,ZCS)，二極管的反向恢復(fù)損耗近似為零。文獻(xiàn)［18］通過(guò)添加兩組諧振網(wǎng)絡(luò)使主開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS。其中，諧振網(wǎng)絡(luò)由輔助開(kāi)關(guān)、諧振電感和諧振電容組成。以上方法均需添加輔助元件才能使開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，增加了變換器結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，降低了功率密度。本文針對(duì)非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器，提出一種ZVS實(shí)現(xiàn)方案。該方案在不添加任何輔助元件的情況下，可使所有開(kāi)關(guān)管在全負(fù)載范圍內(nèi)均實(shí)現(xiàn)ZVS，并大大簡(jiǎn)化電路的結(jié)構(gòu)，提高了變換器效率。利用異相控制實(shí)現(xiàn)電感電流脈動(dòng)頻率倍頻，顯著地降低了電感元件體積。非隔離型三電平Buck-Boost雙向變換器原理如圖1a所示，其傳統(tǒng)控制工作模式如圖1b所示［10］。由圖1b可知，開(kāi)關(guān)管S2和S3可以實(shí)現(xiàn)ZVS，開(kāi)關(guān)管S1和S4不能實(shí)現(xiàn)ZVS。究其原因，開(kāi)關(guān)管S2關(guān)斷時(shí)，電感電流正向流動(dòng)，不能為S1的寄生電容放電，漏源電壓vds1不能降為0,同理vds4也不能降為0。因此，需要控制電感電流，使其過(guò)零且為負(fù)，為S1和S4的寄生電容放電，使漏源電壓vds1和vds4降為0，S1和S4就能實(shí)現(xiàn)ZVS。Buck模式與Boost模式的工作過(guò)程類(lèi)似。根據(jù)占空比可劃分為d>0.5和dv0.5兩種情況［10］。以Buck模式、dv0.5為例，對(duì)非隔離型三電平Buck-Boost變換器軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)過(guò)程進(jìn)行分析，ZVS變換器波形如圖2所示，共分為12個(gè)階段。階段1［t0,t1］:t0時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，電感兩端的電壓為0.5Vin-Vo,電感電流iL線(xiàn)性上升，持續(xù)時(shí)間Ton，此時(shí)開(kāi)關(guān)管S2和S4的漏源電壓vds2和vds4均為0.5Vin。階段2[t1,t2]:t1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，S3繼續(xù)導(dǎo)通，進(jìn)入死區(qū)，在此階段電感電流達(dá)到峰值Is。此時(shí)電感L與開(kāi)關(guān)管S1、S2兩端的寄生電容Cs1、Cs2發(fā)生諧振，寄生電容Cs1充電、Cs2放電。當(dāng)開(kāi)關(guān)管S2的寄生電容Cs2兩端的電壓vds2降為0時(shí)，反并聯(lián)二極管VD2導(dǎo)通，S2具備ZVS條件。由于諧振電流初值Is非常大，諧振時(shí)間非常短，忽略電感電流的細(xì)微變化，認(rèn)為Is為電感電流的最大值。階段3[t2,t3]:t2時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S2開(kāi)通，S3繼續(xù)導(dǎo)通，此時(shí)進(jìn)入電感電流續(xù)流階段。電感兩端的電壓為-Vo,電感電流iL線(xiàn)性下降，持續(xù)時(shí)間Toff到達(dá)t3時(shí)刻電感電流iL減小至0。階段4[t3,t4]:開(kāi)關(guān)管S2、S3繼續(xù)導(dǎo)通，電流反向流經(jīng)S2和S3，經(jīng)過(guò)時(shí)間TR。t4時(shí)刻，電感電流iL減小至IR。階段5[t4,⑹：t4時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管S3關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)，此段時(shí)間為T(mén)dt。電感L與開(kāi)關(guān)管S3、S4上的寄生電容Cs3、Cs4發(fā)生諧振，電容Cs3充電、Cs4放電。到t5時(shí)刻，電感電流下降至最小值Imin。當(dāng)電容Cs4兩端電壓vds4減小為0時(shí)，反并聯(lián)二極管VD4導(dǎo)通，S4具備ZVS條件。階段6[t6,t7]:t6時(shí)刻，電感電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管VD4°t7時(shí)刻，電感電流iL反向過(guò)零。在階段6中，開(kāi)通S4均可實(shí)現(xiàn)ZVS。階段7[t7,t8]:開(kāi)關(guān)管S4開(kāi)通，電感兩端的電壓為0.5Vin-Vo，電感電流線(xiàn)性增加。在此階段，電感電流iL再次達(dá)到峰值Is。階段8[t8,t9]:t8時(shí)刻，S4關(guān)斷，S2繼續(xù)導(dǎo)通，進(jìn)入死區(qū)。此時(shí)電感L與開(kāi)關(guān)S3、S4兩端的寄生電容Cs3、Cs4發(fā)生諧振，Cs4充電、Cs3放電。當(dāng)S3的寄生電容Cs3兩端電壓vds3降為0時(shí)，反并聯(lián)二極管VD3導(dǎo)通，S3具備ZVS條件。階段9[t9,t10]:t9時(shí)刻，S3零電壓開(kāi)通，S2繼續(xù)導(dǎo)通。變換器再次進(jìn)入續(xù)流階段，電感電流iL下降。到達(dá)t10時(shí)刻，iL減小至0。階段10[t10,t11]:S2、S3繼續(xù)導(dǎo)通，此時(shí)電流反向流經(jīng)S2和S3，經(jīng)過(guò)時(shí)間TR，電感電流到達(dá)IR。階段11[t11,t13]:t11時(shí)刻，S2關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)。此時(shí)電感L與開(kāi)關(guān)S1、S2兩端的寄生電容Cs1、Cs2發(fā)生諧振，Cs2充電、Cs1放電°t12時(shí)刻，電感電流下降至最小值Imin。到達(dá)t13時(shí)刻，S1寄生電容Cs1兩端的電壓vds1降為0，反并聯(lián)二極管VD1導(dǎo)通，S1具備ZVS條件。階段12[t13,t14]:t13時(shí)刻，電感電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管VD1°t14時(shí)刻，電感電流iL反向過(guò)零。在此階段，開(kāi)通S1均可實(shí)現(xiàn)ZVS，之后循環(huán)至階段1。Boost模式工作模式類(lèi)似，在此不再贅述。圖2中，諧振過(guò)程都是發(fā)生在死區(qū)時(shí)間內(nèi)。階段2和階段8中，諧振起始電流為電流峰值Is，諧振時(shí)間短，開(kāi)關(guān)管S2和S3易實(shí)現(xiàn)ZVS。在階段5和階段11中，需要足夠的反向電流IR（諧振起始電流），才能將開(kāi)關(guān)管S1和S4寄生電容中儲(chǔ)存的電荷qC抽光。因此，需要分析死區(qū)時(shí)間內(nèi)，反向電流IR的幅值對(duì)軟開(kāi)關(guān)的影響，反向電流波形如圖3所示。根據(jù)反向電流IR幅值的不同，可分為三種情況:（1）反向電流IR的幅值小于臨界值，諧振初始電流不足，開(kāi)關(guān)管S1和S4的寄生電容儲(chǔ)存的電荷qC不能被抽光，開(kāi)關(guān)管S1和S4兩端漏源電壓vds1和vds4不能降為0,開(kāi)關(guān)管S1、S4不能實(shí)現(xiàn)ZVS，如圖3a所示。（2）臨界情況下，當(dāng)電感電流反向過(guò)零時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1和S4兩端的漏源電壓vds1和vds4恰好降為0，S1和S4實(shí)現(xiàn)臨界ZVS，如圖3b所示。在臨界情況下沒(méi)有階段6和階段12。（3）反向電流IR大于臨界值，開(kāi)關(guān)管S1和S4兩端的漏源電壓vds1和vds4降為0后，電感電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管，此段時(shí)間為T(mén)RV如圖3c所示。值得注意的是，S1和S4必須在階段6內(nèi)開(kāi)通，否則電感電流反向過(guò)零后會(huì)給S1和S4的寄生電容反向充電，仍會(huì)產(chǎn)生開(kāi)關(guān)損耗。由以上分析可知，控制反向電流IR是實(shí)現(xiàn)所有開(kāi)關(guān)管ZVS的關(guān)鍵。討論臨界情況下的反向電流IR，由圖2可得式中，Toff為電感電流從峰值減小至0的時(shí)間（階段3和9）;TR為電感電流iL電流從0減小至-IR的時(shí)間（階段4和10）;Is為電感電流峰值，表示為式中，TL為電感電流脈動(dòng)周期。由階段2可知，發(fā)生第一次諧振時(shí)，諧振初始電流較大，諧振時(shí)間較短，故可忽略不計(jì)。則有式中，Tdt為死區(qū)時(shí)間。將式（2）~式（4）代入式（1）中，可得臨界反向電流IR為式中，fL為電感電流脈動(dòng)頻率。由圖1b可知，開(kāi)關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)vgsl與vgs2互補(bǔ)導(dǎo)通，vgs3與vgs4互補(bǔ)導(dǎo)通，vgsl與vgs4之間異相控制，vgsl超前于vgs4180°,驅(qū)動(dòng)信號(hào)出現(xiàn)疊加，電感電流iL在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)脈動(dòng)兩次，極大地降低了電感元件體積。由以上分析可知，電感電流脈動(dòng)頻率fL為開(kāi)關(guān)頻率fsw的兩倍，則反向電流表達(dá)式為根據(jù)式（6）可知，在輸入電壓、輸出電壓和占空比確定的情況下，通過(guò)調(diào)節(jié)死區(qū)時(shí)間Tdt和開(kāi)關(guān)頻率fsw可以改變反向諧振電流IR幅值，進(jìn)而使開(kāi)關(guān)管S1和S4實(shí)現(xiàn)ZVS。因此，需要分析死區(qū)時(shí)間特性和頻率特性對(duì)軟開(kāi)關(guān)特性的影響。由圖3b可知臨界反向電流IR和電流最小值Imin的表達(dá)式分別為根據(jù)式（7）和式（8）可以求出T1、T2分別為將式（9）和式（10）代入Tdt二T1+T2，得到死區(qū)時(shí)間Tdt為反向電流IR的幅值越大，諧振所需要的時(shí)間越短。死區(qū)時(shí)間與輸出電壓的關(guān)系如圖4所示。根據(jù)圖4可知，電感值越大時(shí)，諧振所需的死區(qū)時(shí)間越長(zhǎng)，反之亦然由圖2可知，電感電流峰峰值DIL為電流平均值Iave為式中，Imin為電感電流最小值。聯(lián)立式（12）和式（13）得臨界開(kāi)關(guān)頻率fsw為根據(jù)式（14），可以得到開(kāi)關(guān)頻率fsw與輸出電壓Uo、電感電流平均值lave的關(guān)系，如圖5所示。根據(jù)圖5可知，電感值增加，開(kāi)關(guān)頻率fsw降低，反之亦然。根據(jù)式（6）可知，頻率減小時(shí)，反向諧振電流幅值會(huì)增大，開(kāi)關(guān)管S1和S4易實(shí)現(xiàn)ZVS。變換器工作在臨界情況不易掌控，需要使開(kāi)關(guān)頻率略小于臨界頻率，即可保證所有開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS。根據(jù)1.1節(jié)和1.2節(jié)對(duì)軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)過(guò)程的分析可知，需要提供足夠的反向電流IR（諧振起始電流）才能使開(kāi)關(guān)管S1和S4漏源電壓vds降為0,實(shí)現(xiàn)ZVS。由式（6）可知，調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)頻率fsw和死區(qū)時(shí)間Tdt可以改變反向電流IR的幅值，為諧振提供充足的起始電流。在2.1節(jié)中給出了死區(qū)時(shí)間和頻率的表達(dá)式，根據(jù)實(shí)際負(fù)載情況，利用式（11）和式（14）可計(jì)算出反向電流IR所對(duì)應(yīng)的頻率fsw和死區(qū)時(shí)間Tdt。因此，通過(guò)該控制方案建立占空比調(diào)節(jié)器及頻率、死區(qū)時(shí)間計(jì)算器，如圖6所示。占空比調(diào)節(jié)器由電壓閉環(huán)組成，利用閉環(huán)控制調(diào)節(jié)占空比，并將占空比信號(hào)送至頻率計(jì)算器和PWM信號(hào)發(fā)生器中。通過(guò)對(duì)輸入、輸出電壓及電感電流進(jìn)行采樣，將采樣信號(hào)及占空比信號(hào)送至頻率、死區(qū)時(shí)間計(jì)算器中，利用式（11）和式（14）計(jì)算死區(qū)時(shí)間Tdt和頻率fsw。然后，將開(kāi)關(guān)頻率fsw、死區(qū)時(shí)間Tdt與占空比信號(hào)d—同傳遞到DSP中的PWM信號(hào)發(fā)生器。最后利用DSP內(nèi)部移相模塊，將驅(qū)動(dòng)信號(hào)vgs1和vgs4移相180°。為保證軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)的可靠性，選擇開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，略低于計(jì)算頻率（不超過(guò)5%）。構(gòu)建實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證所提方案的正確性。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)參數(shù)如下：電感為16.65mH，分壓電容為470mH（200V）,MOSFET的型號(hào)為IR公司的IRFP4668。實(shí)驗(yàn)分為Buck模式滿(mǎn)載、輕載實(shí)驗(yàn)和Boost模式滿(mǎn)載、輕載實(shí)驗(yàn)兩大類(lèi)。在Buck模式下，輸入電壓200V,輸出電壓48V,滿(mǎn)載輸出電流7.5A。圖7a和圖7b分別為滿(mǎn)載時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1與S4的實(shí)驗(yàn)波形，開(kāi)關(guān)頻率fsw=40kHz。圖7中vgs為開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓，vds為開(kāi)關(guān)管漏源電壓，開(kāi)關(guān)管S1和S4的漏源電壓vdsl、vds4均為100V,電感電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)脈動(dòng)兩次，且均實(shí)現(xiàn)ZVS。圖7c和圖7d分別為輕載時(shí)，開(kāi)關(guān)管S1和S4的實(shí)驗(yàn)波形，開(kāi)關(guān)頻率fsw=120kHz。由圖7c和圖7d可知，開(kāi)關(guān)管S1和S4電壓應(yīng)力減半，電感電流倍頻，且均實(shí)現(xiàn)ZVS。在Boost模式下，輸入電壓60V，輸出電壓200V，滿(mǎn)載輸出電流1.8A。圖8a和圖8b分別為滿(mǎn)載時(shí)，開(kāi)關(guān)管S2和S3的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)開(kāi)關(guān)頻率fsw=46kHz。由圖8可知，vds3、vds4均為100V，電感電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)脈動(dòng)兩次，且均實(shí)現(xiàn)ZVS。圖8c和圖8d分別為輕載時(shí)，開(kāi)關(guān)管S2和S3的實(shí)驗(yàn)波形，開(kāi)關(guān)頻率fsw=130kHz。由圖可知，開(kāi)關(guān)電壓應(yīng)力減半，電感電流倍頻，并實(shí)現(xiàn)ZVS。圖9為本文所提方案與傳統(tǒng)控制方案的效率對(duì)比。采用本文所提控制方案，Buck模式和Boost模式的最大效率分別為97.5%和96.9%，滿(mǎn)載效率分別為95.7%和95.8%。由圖9可知，本文所提ZVS實(shí)現(xiàn)方案能有效的提高變換器效率。針對(duì)非隔離型三電平Buck-Boost變換器，提出一種ZVS實(shí)現(xiàn)方案。通過(guò)分析反向電流對(duì)ZVS的影響，推導(dǎo)出頻率和死區(qū)時(shí)間表達(dá)式。不添加任何輔助元件，在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)所有開(kāi)關(guān)管ZVS，提高變換器效率。利用異相控制，實(shí)現(xiàn)了電感電流倍頻，降低了電感體積，并提高了功率密度。孫孝峰男，1970年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)樽兞髌魍負(fù)浼翱刂?、新能源并網(wǎng)和電能質(zhì)量控制。E-mail:.cn （通信作者）袁野男，1991年生，碩士研究生，研究方向?yàn)橹绷髯儞Q器。E-mail:相關(guān)文獻(xiàn)】胡騰，許烈，李永東,等.混合電動(dòng)汽車(chē)多電平車(chē)載變換器的研究[幾電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(14):261-268.HuTeng,XuLie,LiYongdong,etal.ResearchofmultilevelconvertersonHEV[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(14):261-268.汪泉弟，安宗裕,鄭亞利，等.電動(dòng)汽車(chē)開(kāi)關(guān)電源電磁兼容優(yōu)化設(shè)計(jì)方法[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2014,29(9):225-231.WangQuandi,AnZongyu,ZhengYali,etal.Electromagneticcompatibilityoptimizationdesignforswitchingpowerswitchingpowersupplyusedinelectricvehicle[J].TransactionsofChinaElectro-technicalSociety,2014,29(9):225-231.肖旭,張方華，鄭愫?移相+PWM控制器Boost半橋雙向DC-DC變換器軟開(kāi)關(guān)過(guò)程分析[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(16):17-25.XiaoXu,ZhangFanghua,ZhengSu.TheAnalysisofsoft-switchingofthefhaseshift+PWMcontroldualBoosthalf-bridgebidirectionalDC-DCconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2015,30(16):17-25.楊玉崗，鄒雨霏,代少杰，等?DCM模式下交錯(cuò)并聯(lián)磁集成雙向DC/DC變換器的穩(wěn)態(tài)性能分析[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30(11):60-70.YangYugang,ZouYufei,DaiShaojie,etal.SteadystateperformanceanalysisoftheinterleavingandmagneticallyintegratedbidirectionalDC/DCconverterunderDCMmode[J].TransactionsofChinaElec-trotechnicalSociety,2015,30(11):60-70.GarciaOscar,ZumelPabio,CastroAngelde,etal.AutomotiveDC-DCbidirectionalconvertermadewithmanyinterleavedBuckstages[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2006,21(3):578-586.ZhangJunhong,LaiJih-Sheng,KimRae-Young,etal.High-powerdensitydesignofasoft-switchinghigh-powerbidirectionalDC-DCconverter[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2007,22(4):1145-1153.CamaraMamadouBaTIo,GualousHamid,GustinFrederic,etal.DC/DCconverterdesignforsuper-capacitorandbatterypowermanagementinhybridvehicleapplications-polynomialcontrolstrategy[J].IEEETransactiononIndustrialElectronics,2010,57(2):587-597.YuWensong,QianHao,LaiJih-Sheng.Designofhigh-efficiencybidirectionalDCDCconverterandhigh-precisionefficiencymeasurement[J].IEEETransactiononPowerElectronics,2010,25(3):650-658.ZhangMichaelT,JiangYimin,LeeFredC,etal.Single-phasethree-levelBoostpowerfactorcorrectionconverter[C]//IEEEAppliedPowerElectronicsCon-ferenceandExposition,Dallas,TX,1995:434-439.薛雅麗，李斌，阮新波.Buck三電平變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),2003,18(3):29-35.XueYali,LiBin,RuanXinbo.Buckthree-levelconverter[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2003,18(3):29-35.阮新波，危健，薛雅麗?非隔離三電平變換器中分壓電容均壓的一種方法J].中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào),2003,23(10):27-31.RuanXinbo,WeiJian,XueYali.Amethodtobalancethevoltageofthedividedcapacitorsinnon-isolatedthree-levelconverters[J].ProceedingsoftheCSEE,2003,23(10):27-31.RuanXinbo,LiBin,ChenQianhong,etal.Funda-mentalconsiderationsofthree-levelDC-DCconverter:topologies,analyses,andcontrol[J].IEEETransactiononCircuitsandSystems,2008,55(11):3733-3743.GrbovicPetarJ,DelaruePhilipe,MoignePh