基于第四飛跨電容輔助橋臂的電壓閉環(huán)控制方案

基于第四飛跨電容輔助橋臂的電壓閉環(huán)控制方案

0電流源變流器點平衡技術(shù)目前，國際上正在研究超過10mw的大型直驅(qū)風電變換系統(tǒng)。該系統(tǒng)主要適用于海上風電站。與雙饋感應(yīng)發(fā)電機(DFIG)系統(tǒng)相比,永磁直驅(qū)風電系統(tǒng)省去了變速箱,系統(tǒng)的可靠性和效率大大提高,而且更容易實現(xiàn)低電壓穿越(LVRT)。但是由于10MW功率等級很高,傳統(tǒng)的690V/960V低壓變換方案已經(jīng)不適用,因此當前研究重點主要集中于中高壓領(lǐng)域［１－５］。對于如何實現(xiàn)一個10MW及以上等級的中高壓功率變換系統(tǒng),國際上相繼提出了一些具體的技術(shù)方案,主要包括三類。1)在10kV以內(nèi)的中壓領(lǐng)域,采用中點鉗位(NPC)多電平背靠背變流器方案。為了較好解決傳統(tǒng)三電平(簡稱3L)和五電平(簡稱5L)變流器固有的電容中點平衡問題,一些文獻提出了基于多相發(fā)電機或升壓變壓器開路繞組(openwinding)+多電平NPC或H橋的變流器拓撲［１，６］。但是受到功率半導(dǎo)體器件(例如絕緣柵雙極型晶體管(IGBT))電壓和電流等級的限制,目前單一的3L和5L變流器的容量都無法達到10MW以上等級的需求,除非采用變流器并聯(lián)技術(shù)或器件并聯(lián)技術(shù),這使得整個變流裝置的結(jié)構(gòu)和控制技術(shù)變得比較復(fù)雜,大大影響了裝置的可靠性。2)在10kV及以上高壓領(lǐng)域,有些文獻研究一種基于多相永磁同步發(fā)電機(MPPMSG)正交繞組+有源二極管整流器和級聯(lián)H橋逆變器的風電變換方案［２－３］。這種技術(shù)有效利用了級聯(lián)H橋逆變器的優(yōu)點,即模塊化的結(jié)構(gòu)以及階梯波合成方式帶來的高變換效率,同時通過發(fā)電機多繞組連接有源整流器的設(shè)計提供了級聯(lián)H橋逆變器所需要的隔離直流電源。但是,這種方法也存在一些缺點,例如整個變流器需要數(shù)量較多的有源開關(guān)和直流電容器,體積和成本較高;其次,由于采用發(fā)電機的相繞組來整流,因此嚴重的三次諧波問題需要在控制中加以解決;第三,由于發(fā)電機側(cè)整流器必須維持H橋逆變器的隔離電壓的穩(wěn)定,因此發(fā)電機的變速控制必須通過H橋逆變器側(cè)的控制來完成,這樣就在速度閉環(huán)內(nèi)引入了大的直流環(huán)節(jié),使系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)能力受到影響。3)國際上還提出了把單機機組通過高壓直流(HVDC)母線并聯(lián)構(gòu)成海上風電場的技術(shù)方案［４－５，７］。這種方案利用高壓直流母線來傳輸功率,使風電機組機艙內(nèi)的背靠背變流器結(jié)構(gòu)(即AC-DC-AC)簡化為AC-DC結(jié)構(gòu),而且省去升壓變壓器,有利于提高系統(tǒng)整體效率和可靠性。而在HVDC輸電領(lǐng)域,傳統(tǒng)采用的基于晶閘管的電流源變流器(CSC)技術(shù)存在諧波很大和逆變顛覆等問題,故新型基于全控開關(guān)的電壓源變流器(VSC)技術(shù)在輕型HVDC系統(tǒng)中的應(yīng)用得到了普遍的重視［８］。本文針對現(xiàn)有具有輕型HVDC傳輸線的海上風電變換方案的缺點,提出了一種改進的具有飛跨電容輔助橋臂的三電平中點鉗位(3L-FC-NPC)逆變器的拓撲結(jié)構(gòu),仿真分析和實驗驗證了所提出的控制方案的有效性。1hvdc風電系統(tǒng)拓撲的研究本文提出了一種具有輕型HVDC傳輸線的海上風電變換方案,如圖1所示。這種方案的主要特點是在海上風電機組的機艙內(nèi)采用多相永磁同步發(fā)電機產(chǎn)生隔離的三相繞組,它們分別連接直流側(cè)串聯(lián)的單極性Vienna整流器單元來實現(xiàn)高壓整流(AC-DC);相似的原理,在岸上變電站中則采用多相變壓器提供隔離的三相繞組并分別連接直流側(cè)串聯(lián)的雙向電壓源逆變器(VSI)單元來實現(xiàn)高壓逆變(DC-AC)。這種方案的主要優(yōu)勢是通過標準結(jié)構(gòu)的VSC單元串聯(lián)來產(chǎn)生高壓直流,從而可以靈活配置系統(tǒng)的電壓等級和容量;在控制上,只需要滿足各個串聯(lián)單元輸出功率的均衡,就能維持各串聯(lián)段直流電壓的平衡。拓撲結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜的DC-AC逆變器被移到岸上變電站內(nèi),因此降低了對裝置安裝空間的要求,提高了裝置配置的靈活性,同時對逆變器裝置的維護也更方便和及時。針對圖1所示方案,如何設(shè)計出高可靠性、高效率和低諧波的網(wǎng)側(cè)高壓逆變器是目前研究的重點之一。電網(wǎng)側(cè)的VSI單元常用的電路拓撲有2L逆變器、NPC多電平逆變器、飛跨電容(FC)多電平逆變器和級聯(lián)H橋多電平逆變器等,但是從效率、成本和電容中點平衡控制的難度方面進行折中考慮,3L-NPC逆變器是比較適用于圖1所示HVDC風電系統(tǒng)的電路拓撲。因為飛跨電容多電平逆變器需要數(shù)量較多的電容器而很少在實際中應(yīng)用,而級聯(lián)H橋逆變器同時需要多個隔離直流電源,因此也不適合在HVDC系統(tǒng)中應(yīng)用［９－１０］。相對于2L逆變器,3L-NPC逆變器不僅在耐壓等級、有源開關(guān)和無源器件數(shù)上具有明顯優(yōu)勢,同時其諧波性能和損耗性能(特別是開關(guān)損耗)也大大優(yōu)于2L逆變器;而相對于5L-NPC逆變器,3L-NPC逆變器所需鉗位二極管數(shù)目較少,同時需要平衡的電容中點僅為1個,而不是3個。這樣3L-NPC逆變器進行中點平衡控制的附加開關(guān)電路或軟件算法較5L-NPC逆變器簡單,因此在損耗和成本方面具有折中優(yōu)勢［１１－１３］。3L-NPC逆變器的中點不平衡主要是由調(diào)制方式引起的,其主要表現(xiàn)在中點電壓直流漂移和中點電壓三次脈動兩個方面［１４］。針對這兩個問題,目前通常采用硬件或軟件的方法來抑制。軟件的方法一般是通過修改調(diào)制策略來實現(xiàn)。文獻詳細對比分析了傳統(tǒng)的占空比調(diào)整法、中矢量消除法和中矢量合成法。但是這些方法對中點電壓三次脈動的抑制效果都受制于負載的功率因數(shù)和調(diào)制度,功率因數(shù)越低,調(diào)制度越高,效果越不明顯。同時引起中點電壓直流漂移的原因還有功率波動、死區(qū)、諧波和開關(guān)頻率等因素。而這些方法所能提供的最大的平衡電流的幅值同樣要受到負載相角和調(diào)制度的約束,特別是在負載相角為90°附近時幾乎失控。此時僅靠變流器自身無法實現(xiàn)平衡,需要引入強制平衡的方法,即硬件的方法［１５］。文獻通過增加輔助橋臂來控制3L-NPC逆變器的中點平衡,這兩種拓撲方案比較適用于本文研究的HVDC風電變換系統(tǒng)。其中,文獻提出的方案是通過增加一個NPC輔助橋臂和一個與電容中點串聯(lián)的電抗器來實現(xiàn)對中點平衡的控制,但是由于NPC輔助橋臂在使用中間電平O時,電流將在輔助橋臂和電容中點之間的續(xù)流二極管中流動,并不注入電容中點,這會造成控制上的一種非線性問題。因此,文獻中實際上只用了P和N兩種開關(guān)狀態(tài),而未采用中間電平O,但這樣就等同于把一個NPC輔助橋臂簡化成兩電平來使用,未能利用三電平的優(yōu)勢。文獻中推薦了一個第四飛跨電容輔助橋臂的技術(shù)方案,并將第四橋臂的中點直接與三相3L-NPC逆變器直流母線中點相連。雖然此結(jié)構(gòu)可以省掉濾波電抗器,拓撲比較簡單,但是第四橋臂的控制只采用O１和O２兩個中點狀態(tài),無論是逆變器工作在高功率因數(shù)還是低功率因數(shù)下,中間兩個開關(guān)管必須要承受與相電流等幅的脈動電流,在開關(guān)頻率下會造成較大的損耗。針對現(xiàn)有方案的缺點,本文提出另一種四橋臂3L-NPC逆變器拓撲,主要是通過增加一個飛跨電容輔助橋臂和一個濾波電抗來實現(xiàn)對3L-NPC逆變器直流母線中點的強迫平衡。下文將對這種新型四橋臂拓撲方案的換流原理和中點平衡控制方法進行討論。23第四橋臂工作原理3L-FC-NPC逆變器的電路原理如圖2所示。圖中L和R為濾波電抗的電感和電阻,C為直流母線電容,iＬ為濾波電感電流,iｎｐ為3L-NPC逆變器產(chǎn)生的中點不平衡電流,u０和u１則為兩個電容電壓,u２為飛跨電容CＦ的電壓。對于第四橋臂,假設(shè)電感電流iＬ瞬時方向如圖3所示,那么在它的4個開關(guān)狀態(tài)P(S１=on,S２=on,S３=off,S４=off),N(S１=off,S２=off,S３=on,S４=on),O１(S１=on,S２=off,S３=on,S４=off)和O２(S１=off,S２=on,S３=off,S４=on)下,電流的路徑如圖3所示。根據(jù)圖3所示,可將第四橋臂的工作原理闡述如下。從圖3中可以看出,在第四橋臂處于P狀態(tài)和N狀態(tài)時,濾波電感L的兩端會產(chǎn)生極性相反的外激勵電壓,該電壓可以控制電感電流iＬ的增加和減小。在O１狀態(tài)和O２狀態(tài)下,第四橋臂可以產(chǎn)生方向相反的電流通過飛跨電容CＦ,因此,這兩種狀態(tài)可以用于維持CＦ的電壓u２的平衡。如果CＦ的電壓u２始終維持在直流母線電壓的一半Uｄｃ/2,則濾波電感L和直流母線電容C之間只有自由振蕩,而無外激勵電壓(假設(shè)電容C兩端電壓u０和u１均圍繞Uｄｃ/2波動)。通過以上分析可知,在一個開關(guān)周期內(nèi),通過P狀態(tài)和N狀態(tài)的占空比(dＰ和dＮ)的控制可以用于維持O點的電位平衡;而通過O１狀態(tài)和O２狀態(tài)的占空比(dＯ１和dＯ２)控制可以用于維持CＦ的電壓平衡;P和N與O１和O２之間的占空比分配比例D可以限制電感L內(nèi)的紋波電流。根據(jù)平均值等效原理,第四橋臂可以采用式(1)—式(3)電路方程來描述。式中:k和k′分別為兩個占空比分配歸一化系數(shù);-1≤k≤1;-1≤k′≤1。式中:令uｄ=1/(2UｄｃDk);最后一個式子可簡化為2Cdu０/dt=iＬ-iｎｐ。在中點O電位平衡的情況下,并且飛跨電容CＦ電壓u２被控制在Uｄｃ/2時,根據(jù)直流母線電壓Uｄｃ、第四橋臂的開關(guān)頻率fｓｗ、P和N的占空比之和D以及最大允許紋波電流峰—峰值ΔI可推導(dǎo)出濾波電感L的設(shè)計方程如下:濾波電感L承受的電流等于3L-NPC逆變器產(chǎn)生的中點不平衡電流iｎｐ,其幅值與調(diào)制度m和功率因數(shù)σＰＦ相關(guān)［１４］。當m=1,σＰＦ=0時,不平衡電流iｎｐ的幅值達到最大值(等于3L-NPC逆變器的相電流幅值),而其波形為3倍基波頻率的近似三角波,此時失衡問題是最嚴重的,因此下文主要針對這種情況來討論平衡控制問題。另外,在這種情況下,由于飛跨電容第四橋臂的工作電流最大,故其損耗也比較大。但是,需要指出的是,對于一個應(yīng)用于風電系統(tǒng)的逆變器,在大部分時間內(nèi)其都工作于較高的功率因數(shù)下,因此飛跨電容第四橋臂的引入不會造成變流器整體效率的明顯下降。33電流來豐富的情況從式(2)和式(4)可知,第四橋臂提供了一個受控電壓源,通過控制濾波電抗器內(nèi)的基波電流來抵消3L-NPC逆變器產(chǎn)生的中點不平衡電流,從而抑制直流母線電容電壓的脈動和漂移。從偏差反饋控制系統(tǒng)的構(gòu)成來分析,有兩個狀態(tài)量可以實施反饋,即直流電容電壓u０和電感電流iＬ,且系統(tǒng)模型為典型LC二階系統(tǒng)。下文將就幾種典型的控制方案進行討論。3.1開環(huán)傳遞函數(shù)的推導(dǎo)該系統(tǒng)直接反饋直流電容電壓u０,通過傳統(tǒng)PI控制來維持輸出電壓u０的穩(wěn)定。圖4給出了其控制系統(tǒng)框圖。根據(jù)上述系統(tǒng)框圖,可以推導(dǎo)該控制系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為:由于控制閉環(huán)中典型的二階LC諧振單元的存在,上述控制器的穩(wěn)定裕量決定于濾波電抗的串聯(lián)等效電阻R。由于大功率濾波電抗的R比較小,因此上述控制系統(tǒng)不能采用大的開環(huán)增益,從而減弱了對iｎｐ擾動電流的抑制能力。3.2采用電流內(nèi)皮來加電壓開環(huán)傳遞函數(shù)為了克服SVCL-PI的問題,在電壓外環(huán)的基礎(chǔ)上可以把濾波電抗電流iＬ進行反饋構(gòu)成一個內(nèi)閉環(huán),來改善控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。圖5給出了其控制系統(tǒng)框圖。為了較好地削弱iｎｐ的影響,引入一個iｎｐ的前饋到控制方框圖中,該前饋采用了估計值i＊ｎｐ,它可以通過3L-NPC逆變器側(cè)空間矢量調(diào)制器(SVM)的開關(guān)矢量及其占空比,以及iａ,iｂ和iｃ電流檢測值計算出來。圖5系統(tǒng)的電壓開環(huán)傳遞函數(shù)如下:可見,采用電流內(nèi)環(huán)會在DCL系統(tǒng)的電壓開環(huán)傳遞函數(shù)中增加一個有源阻尼系數(shù)kｐｐ′=kｐｐD,這有利于提高系統(tǒng)的穩(wěn)定裕量,從而可以使電壓開環(huán)傳遞函數(shù)獲得較高的增益,從而抑制iｎｐ擾動電流的影響。DCL的方法控制性能優(yōu)越,但是需要一個大電流測量的傳感器,增加了系統(tǒng)的復(fù)雜度、成本及可靠性。3.3準振幅cr控制器由于3L-NPC并網(wǎng)逆變器產(chǎn)生的中點不平衡電流具有固定的特征頻率,即三倍工頻頻率(150Hz)。PI控制器在固定頻率處的增益為有限值,只能對直流量實現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié),而在對交流量進行調(diào)節(jié)時無法提供足夠的幅值增益和相位增益,考慮到諧振控制器在其諧振頻率處的增益趨于無窮大,因此可以在PI調(diào)節(jié)器的基礎(chǔ)上加入諧振控制器,以期在特定頻率處獲取足夠的幅值增益和相位增益,實現(xiàn)對特定頻率信號的控制［１６］。但是實際上理想的諧振控制器難以實現(xiàn),可以采用一種準諧振(QR)控制器:式中:ω０為工頻角頻率;ωｃ為特征角頻率。因此本文提出采用比例—積分—諧振(PIR)控制器。其中積分環(huán)實現(xiàn)對中點電壓直流漂移的調(diào)節(jié),諧振環(huán)實現(xiàn)對三次脈動信號的抑制。圖6給出了采用PIR調(diào)節(jié)器的單電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖。在圖6中除了PIR控制器外,系統(tǒng)中還增加了一個慣性環(huán)節(jié)。由于采用QR控制器后系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度不夠,因此通過一個慣性環(huán)節(jié)來使系統(tǒng)維持穩(wěn)定。圖6所示系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)如下:根據(jù)上述式(5)、式(8)繪制出的波特圖如圖7所示,據(jù)此可說明PIR控制器的原理。圖中的綠線表示采用PI控制器的系統(tǒng)開環(huán)波特圖,藍線表示增加了諧振環(huán)節(jié)的PIR控制器的系統(tǒng)開環(huán)波特圖(系統(tǒng)參數(shù)見附錄A表A1)。二階LC系統(tǒng)有一對共軛極點,這造成在幅頻曲線上76Hz處有一個諧振峰;而在相頻特性上,諧振頻率處的相位降到接近-180°(但不穿越-180°線)。而PIR控制器則提供了另外一對共軛極點,因此在幅頻特性的150Hz處產(chǎn)生一個新的諧振峰,并造成相頻曲線發(fā)生階躍并穿越-180°線。但是由于諧振控制器會為系統(tǒng)提供一定的相位增益,所以其在諧振頻率76Hz和三次脈動頻率150Hz之間具有比PI調(diào)節(jié)器較大的相位裕度。QR控制器的ωｃ對于系統(tǒng)的穩(wěn)定性有一定的影響,選擇較大的ωｃ會削弱150Hz處的增益,影響到對擾動的抑制能力,但是卻可以增加相角裕量,提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。附錄A圖A1給出了PIR的數(shù)學(xué)實現(xiàn),它可以通過差分遞推方程來實現(xiàn)。4電流擾動下的動態(tài)特性根據(jù)上文給出的控制原理,本文搭建了一個實驗系統(tǒng),并通過仿真和實驗對三種不同控制策略進行了驗證。系統(tǒng)的電路參數(shù)如下:C=2200μF,R=0.1Ω,L=2mH,Uｄｃ=200V,D=0.6;各種控制方案的調(diào)節(jié)器參數(shù)見附錄A表A1。其中控制參數(shù)選擇的原則是使電壓開環(huán)傳遞函數(shù)具有30°相角裕量。圖8分別給出了三種控制策略下A相電流、脈動電流iｎｐ、濾波電感電流iＬ和兩個直流母線電容電壓u１和u０的仿真波形。從圖8中可以看出,SVCL-PI控制對不平衡電流的跟隨能力最差,穩(wěn)態(tài)時電容電壓脈動較大,反映了其有限的電壓增益。DCL控制的動態(tài)響應(yīng)速度最快且穩(wěn)態(tài)時電容電壓脈動幾乎為0。因為其電流內(nèi)環(huán)提供了足夠的系統(tǒng)阻尼,可以大大提高電壓外環(huán)增益,同時擾動電流前饋更增強了系統(tǒng)抑制電壓脈動的能力。SVCL-PIR控制也具有較好的擾動電流跟隨能力,且穩(wěn)態(tài)時的電容電壓脈動同樣幾乎為0。但是為了保證系統(tǒng)具有足夠的穩(wěn)定性,必要的阻尼必須被采用,這使得其在150Hz處的增益受到了抑制,一定程度上限制了其抗擾能力,造成其動態(tài)響應(yīng)較慢。附錄A圖A2給出了系統(tǒng)的實驗平臺和實驗波形。