-交流-直流變換電路

第3章交流-直流變換電路本章要點不同負載時，單相可控整流電路的結構、工作原理、波形分析和數(shù)量關系不同負載時，三相可控整流電路的結構、工作原理、波形分析和數(shù)量關系變壓器漏抗對整流電路的影響整流電路的有源逆變工作狀態(tài)整流電路的諧波和功率因數(shù)相控電路的驅動控制3.1.4單相橋式全控整流電路（電阻性負載）1、電路結構用四個晶閘管，兩只晶閘管接成共陰極，兩只晶閘管接成共陽極，每一只晶閘管是一個橋臂。演示1

2、工作原理變壓器Tr起變換電壓和隔離的作用。（1）在u2正半波的（0~α）區(qū)間：晶閘管VT1、VT4承受正壓，但無觸發(fā)脈沖。四個晶閘管都不通。假設四個晶閘管的漏電阻相等，則uT1.4=uT2.3=1/2u2。（2）在u2正半波的ωt=α時刻：觸發(fā)晶閘管VT1、VT4使其導通。電流沿a→VT1→R→VT4→b→Tr的二次繞組→a流通，負載上有電壓（ud=u2）和電流輸出，兩者波形相位相同且uT1.4=0。此時電源電壓反向施加到晶閘管VT2、VT3上，使其承受反壓而處于關斷狀態(tài)，則uT2.3=1/2u2。晶閘管VT1、VT4—直導通到ωt=π止，此時因電源電壓過零，晶閘管陽極電流下降為零而關斷。（3）在u2負半波的（π~π+α）區(qū)間：晶閘管VT2、VT3承受正壓，因無觸發(fā)脈沖，VT2、VT3處于關斷狀態(tài)。此時，uT2.3=uT1.4=

1/2u2。（4）在u2負半波的ωt=π+α時刻：觸發(fā)晶閘管VT2、VT3，元件導通，電流沿b→VT3→R→VT2→a→Tr的二次繞組→b流通，電源電壓沿正半周期的方向施加到負載電阻上，負載上有輸出電壓（ud=-u2）和電流，且波形相位相同。此時電源電壓反向加到晶閘管VT1、VT4上，使其承受反壓而處于關斷狀態(tài)。晶閘管VT2、VT3一直要導通到ωt=2π為止，此時電源電壓再次過零，晶閘管陽極電流也下降為零而關斷。晶閘管VT1、VT4和VT2、VT3在對應時刻不斷周期性交替導通、關斷。

幾個名詞：（1）觸發(fā)角α與導通角θ觸發(fā)角α也稱觸發(fā)延遲角或控制角，是指晶閘管從承受正向電壓開始到導通時止之間的電角度。導通角θ，是指晶閘管在一周期內(nèi)處于通態(tài)的電角度。（2）移相與移相范圍移相是指改變觸發(fā)脈沖ug出現(xiàn)的時刻，即改變控制角α的大小。移相范圍是指觸發(fā)脈沖ug的移動范圍，它決定了輸出電壓的變化范圍。單相橋式整流器電阻性負載時的移相范圍是0～180o。α=0o時，輸出電壓最高；α=180o時，輸出電壓最小。通過控制觸發(fā)脈沖的相位來控制直流輸出電壓大小的方式稱為相位控制方式，簡稱相控方式。負載上正負兩個半波內(nèi)均有相同方向的電流流過，從而使直流輸出電壓、電流的脈動程度較前述單相半波得到了改善。變壓器二次繞組在正、負半周內(nèi)均有大小相等、方向相反的電流流過，從而改善了變壓器的工作狀態(tài)，并提高了變壓器的有效利用率。2.基本數(shù)量關系（1）輸出電壓平均值Ud與輸出電流平均值Id輸出電壓平均值Ud為

輸出電流平均值Id為（2）輸出電壓有效值U（3）輸出電流有效值I與變壓器二次側電流I2輸出電流有效值I與變壓器二次側電流I2相同為

（4）晶閘管的電流平均值IdT與晶閘管電流有效值IT

（5）功率因數(shù)cosφ顯然功率因數(shù)與α相關，α=0o時，cosφ=1。

3.1.5單相橋式全控整流電路（阻感性負載）

1、電路結構電感的感應電勢使輸出電壓波形出現(xiàn)負波。輸出電流是近似平直的，晶閘管和變壓器副邊的電流為矩形波。演示2

2、工作原理（1）在u2正半波的（0~α）區(qū)間：晶閘管VT1、VT4承受正壓，但無觸發(fā)脈沖，處于關斷狀態(tài)。假設電路已工作在穩(wěn)定狀態(tài)，則在0～α區(qū)間由于電感釋放能量，晶閘管VT2、VT3維持導通。（2）在u2正半波的ωt=α時刻及以后：在ωt=α處觸發(fā)晶閘管VT1、VT4使其導通，電流沿a→VT1→L→R→VT4→b→Tr的二次繞組→a流通，此時負載上有輸出電壓（ud=u2）和電流。電源電壓反向加到晶閘管VT2、VT3上，使其承受反壓而處于關斷狀態(tài)。

（3）在u2負半波的（π~π+α）區(qū)間：當ωt=π時，電源電壓自然過零，感應電勢使晶閘管VT1、VT4繼續(xù)導通。在電壓負半波，晶閘管VT2、VT3承受正壓，因無觸發(fā)脈沖，VT2、VT3處于關斷狀態(tài)。（4）在u2負半波的ωt=π+α時刻及以后：在ωt=π+α處觸發(fā)晶閘管VT2、VT3使其導通，電流沿b→VT3→L→R→VT2→a→Tr的二次繞組→b流通，電源電壓沿正半周期的方向施加到負載上，負載上有輸出電壓（ud=-u2）和電流。此時電源電壓反向加到VT1、VT4上，使其承受反壓而變?yōu)殛P斷狀態(tài)。晶閘管VT2、VT3一直要導通到下一周期ωt=2π+α處再次觸發(fā)晶閘管VT1、VT4為止。從波形可以看出α＞90o輸出電壓波形正負面積相同，平均值為零，所以移相范圍是0～90o?？刂平铅猎?～90o之間變化時，晶閘管導通角θ≡π，導通角θ與控制角α無關。晶閘管承受的最大正、反向電壓

Um=

3、基本數(shù)量關系（1）輸出電壓平均值Ud（2）輸出電流平均值Id和變壓器副邊電流I2

（3）晶閘管的電流平均值IdT由于晶閘管輪流導電，所以流過每個晶閘管的平均電流只有負載上平均電流的一半。

（4）晶閘管的電流有效值IT

與通態(tài)平均電流

IT(AV)

3.1.6單相橋式全控整流電路（反電勢負載）1、電阻性反電勢負載的情況：當整流電壓的瞬時值ud小于反電勢E時，晶閘管承受反壓而關斷，這使得晶閘管導通角減小。晶閘管導通時，ud=u2，

晶閘管關斷時，ud=E。與電阻負載相比晶閘管提前了電角度δ停止導電，δ稱作停止導電角。

若α<δ時，觸發(fā)脈沖到來時，晶閘管承受負電壓，不可能導通。為了使晶閘管可靠導通，要求觸發(fā)脈沖有足夠的寬度，保證當晶閘管開始承受正電壓時，觸發(fā)脈沖仍然存在。這樣，相當于觸發(fā)角被推遲，即α=δ。

2、阻感性反電勢負載的情況若負載為直流電動機時，此時負載性質(zhì)為反電動勢電感性負載，電感不足夠大，輸出電流波形仍然斷續(xù)。在負載回路串接平波電抗器可以減小電流脈動，如果電感足夠大，電流就能連續(xù)，在這種條件下其工作情況與電感性負載相同。為保證電流連續(xù)所需的電感量L：單相全控橋式整流器主要適用于4kW左右的應用場合，與單相半波可控整流器相比，整流電壓脈動減小，每周期脈動兩次。變壓器二次側流過正反兩個方向的電流，不存在直流磁化，利用率高。

3.1.3單相全波可控整流電路a)wtwab)udi1OOt圖3-10單相全波可控整流電路及波形■帶電阻負載時

◆電路分析

?變壓器T帶中心抽頭。

?在u2正半周，VT1工作，變壓器二次繞組上半部分流過電流。?u2負半周，VT2工作，變壓器二次繞組下半部分流過反方向的電流。?變壓器也不存在直流磁化的問題。

演示33.1.7單相橋式半控整流電路（阻感性負載）

1、單相橋式半控整流電路（不帶續(xù)流二極管）（1）電路結構在單相橋式全控整流電路中，每個工作區(qū)間有兩個晶閘管導通，每個導電回路由兩個晶閘管同時控制。實際上，對單個導電回路進行控制，只需一個晶閘管就可以了。為此，在每個導電回路中，一個仍用晶閘管進行控制，另一個則用大功率整流二極管代替，從而簡化了整個電路。把全控橋中的晶閘管VT2，VT4換成二極管VD2，VD4即成為單相橋式半控整流電路，如下圖a所示。演示4單相橋式半控整流電路帶大電感負載時的電路原理圖和電壓、電流波形

■與全控電路在電阻負載時的工作情況相同?！鰩щ姼胸撦d◆電路分析（先不考慮VDR

）?每一個導電回路由1個晶閘管和1個二極管構成。?在u2正半周，處觸發(fā)VT1，u2經(jīng)VT1和VD4向負載供電。?u2過零變負時，因電感作用使電流連續(xù)，VT1繼續(xù)導通，但因a點電位低于b點電位，電流是由VT1和VD2續(xù)流，ud=0。?在u2負半周，處觸發(fā)觸發(fā)VT3，向VT1加反壓使之關斷，u2經(jīng)VT3和VD2向負載供電。?u2過零變正時，VD4導通，VD2關斷。VT3和VD4續(xù)流，ud又為零。

?當突然增大至180或觸發(fā)脈沖丟失時，會發(fā)生一個晶閘管持續(xù)導通而兩個二極管輪流導通的情況，這使ud成為正弦半波，即半周期ud為正弦，另外半周期ud為零，其平均值保持恒定，相當于單相半波不可控整流電路時的波形，稱為失控。需要接上續(xù)流二極管VDR。有續(xù)流二極管VDR時，續(xù)流過程由VDR完成，避免了失控的現(xiàn)象。演示5另一種接法如下圖a所示，相當于把全控橋中的VT3和VT4換成二極管VD3和VD4，這樣可省去續(xù)流二極管，續(xù)流由VD3和VD4實現(xiàn)。即使不外接續(xù)流二極管，電路也不會出現(xiàn)失控現(xiàn)象。但兩個晶閘管陰極電位不同，VT1和VT2觸發(fā)電路要隔離。這種電路的電流和電壓波形如下圖b所示。3.2三相可控整流電路

3.2.1三相半波可控整流電路（電阻性負載）

1、電路結構為得到零線，變壓器二次繞組為星形。為給三次諧波提供通路，變壓器一次繞組接成三角形。三個晶閘管的陰極連在一起，為共陰極接法。

演示62、工作原理

（1）在ωt1～ωt2區(qū)間有uu＞uv、uu＞uw，u相電壓最高，VT1承受正壓。在ωt1時刻觸發(fā)VT1使其導通，導通角θ＝120o，輸出電壓ud＝uu。其它兩個晶閘管承受反壓而不導通。VT1的電流iT1與變壓器二次側u相電流波形相同，大小相等。（2）在ωt2～ωt3區(qū)間有uv＞uu

，v相電壓最高，VT2承受正壓。在ωt2時刻觸發(fā)VT2使其導通，ud＝uv。VT1兩端電壓uT1=uu-uv=uuv<0，晶閘管VT1承受反壓關斷。在ωt2時刻發(fā)生的由一相晶閘管導通轉換為另一相晶閘管導通的過程稱為換流。（3）在ωt3～ωt4區(qū)間有uw

＞uv，w相電壓最高，VT3承受正壓。在ωt3時刻觸發(fā)VT3使其導通，ud＝uw。VT2兩端電壓uT2=uv-uw=uvw<0，晶閘管VT2承受反壓關斷。在VT3導通期間VT1兩端電壓uT1=uu-uw=uuw<0。這樣在一個周期內(nèi)，VT1只導通120度，在其余240度時間承受反壓而處于關斷狀態(tài)。

任一時刻，只有承受最高壓的晶閘管才能導通，輸出電壓ud是相電壓波形的一部分，每周期脈動三次，是三相電源相電壓正半波完整的包絡線，輸出電流id與電壓ud波形相同、相位相同。從圖中還可看出：電阻性負載α=0o時，VT1在VT2、VT3導通時僅受反壓，隨著α的增加，晶閘管承受正向電壓增加，其它兩個晶閘管承受的電壓波形相同，僅相位依次相差120o。增大α，則整流電壓相應減小。電阻性負載α=30o時的輸出電流、電壓波形α=30o是輸出電壓、電流連續(xù)和斷續(xù)的臨界點。

a)電阻性負載α=60o時的輸出電流、電壓波形a)顯然，α=150o時輸出電壓為零，所以三相半波整流電路電阻性負載的移相范圍是0o～150o。從波形可看出：晶閘管承受的最大正壓是變壓器二次相電壓的峰值，UFM=U2；晶閘管承受的最大反壓是二次線電壓的峰值，URM=×U2=U2。在選擇晶閘管的額定電壓時，應考慮到承受最大反向電壓的峰值情況。

3、數(shù)量關系（1）輸出電壓平均值Ud

α=30o是ud波形連續(xù)和斷續(xù)的分界點。計算輸出電壓平均值Ud時應分兩種情況進行。1）α≤30o時

2）α＞30o時

（2）輸出電流平均值Id（3）晶閘管電流平均值IdT（4）晶閘管電流有效值IT1)α≤30o時

2)α＞30o時

三相半波可控整流電路（電阻性負載）特點歸納：（1）α=0o時，整流電壓最大；增大α時，波形的面積減小，即整流電壓減??；當α=150o時，整流電壓為零。電阻性負載控制角α的移相范圍為150o。（2）當α≤30o時，負載電流連續(xù)，每個晶閘管在一個周期中持續(xù)導通；當α＞30o時，負載電流斷續(xù)，晶閘管的導通角為。（3）流過晶閘管的電流等于變壓器的副邊電流。（4）晶閘管承受的最大電壓是變壓器二次線電壓的峰值U2。（5）輸出整流電壓ud的脈動頻率為3倍的電源頻率。3.2.2三相半波可控整流電路（阻感性負載）

1、電路結構三相半波可控整流電路（電感性負載）及波形（α=60度）

演示72、工作原理當α≤30o時，相鄰兩相的換流是在原導通相的交流電壓過零變負之前，工作情況與電阻性負載同。由于負載電感的儲能作用，電流id波形近似平直，晶閘管中分別流過幅度Id、寬度120o的矩形波電流，導通角θ=120o。當α＞30o時，假設α=60o，VT1已經(jīng)導通，在u相交流電壓過零變負后，由于未到VT2的觸發(fā)時刻，VT2未導通，在負載電感作用下VT1繼續(xù)導通，輸出電壓ud＜0，直到VT2

被觸發(fā)導通，VT1承受反壓而關斷，輸出電壓ud＝uv，然后重復u相的過程。當α=90o時輸出電壓為零，三相半波整流電路阻感性負載（電流連續(xù)）的移相范圍是0o～90o。

3、數(shù)量關系（1）輸出電壓平均值

由于ud波形連續(xù)，所以計算輸出電壓Ud時只需一個計算公式（2）輸出電流平均值

（3）晶閘管電流平均值

（4）晶閘管電流有效值

（5）晶閘管通態(tài)平均電流

共陰極組——陰極連接在一起的3個晶閘管（VT1，VT3，VT5）共陽極組——陽極連接在一起的3個晶閘管（VT4，VT6，VT2）導通順序：

VT1－VT2－VT3－

VT4－VT5－VT63.2.3三相全控橋式整流電路（電阻性負載）1、電路結構

三相半波整流的變壓器存在直流磁化問題，三相全控橋式整流電路可看作是三相半波共陰極接法(VT1，VT3，VT5)和三相半波共陽極接法(VT4，VT6，VT2)的串聯(lián)組合。

演示82、工作原理（α=0o時）

一個周期內(nèi)，晶閘管的導通順序T1→VT2→VT3→VT4→VT5→VT6。將一周期相電壓分為六個區(qū)間：（1）在ωt1~ωt2區(qū)間：u相電壓最高，VT1觸發(fā)導通，v相電壓最低，VT6觸發(fā)導通，負載輸出電壓ud＝uuv。（2）在ωt2~ωt3區(qū)間：u相電壓最高，VT1觸發(fā)導通，w相電壓最低，VT2觸發(fā)導通，負載輸出電壓ud＝uuw。（3）在ωt3~ωt4區(qū)間：v相電壓最高，VT3觸發(fā)導通，w相電壓最低，VT2觸發(fā)導通，負載輸出電壓ud＝uvw。（4）在ωt4~ωt5區(qū)間：v相電壓最高，VT3觸發(fā)導通，u相電壓最低，VT4觸發(fā)導通，負載輸出電壓ud＝uvu。（5）在ωt5~ωt6區(qū)間：w相電壓最高，VT5觸發(fā)導通，u相電壓最低，VT4觸發(fā)導通，負載輸出電壓ud＝uwu。（6）在ωt6~ωt7區(qū)間：w相電壓最高，VT5觸發(fā)導通，v相電壓最低，VT6觸發(fā)導通，負載輸出電壓ud＝uwv。三相橋式全控整流電路帶電阻負載α=60度時的波形

三相橋式全控整流電路帶電阻負載α=90度時的波形

三相全控橋式整流電路的工作特點：1）任何時候共陰、共陽極組各有一只元件同時導通才能形成電流通路。2）共陰極組晶閘管VT1、VT3、VT5，按相序依次觸發(fā)導通，相位互差120o，共陽極組VT2、VT4、VT6，相位相差120o，同一相的晶閘管相位相差180o。每個晶閘管導通角120o；3）輸出電壓ud由六段線電壓組成，每周期脈動六次，每周期脈動頻率為300Hz。4）晶閘管承受的電壓波形與三相半波同，只與晶閘管導通情況有關，波形由3段組成：一段為零(忽略導通時的壓降)，兩段為線電壓。晶閘管承受最大正、反向電壓的關系也相同。5）變壓器二次繞組流過正負兩個方向的電流，消除了變壓器的直流磁化，提高了變壓器的利用率。

6）對觸發(fā)脈沖的要求：要使電路正常工作，需保證應同時導通的2個晶閘管均有脈沖，常用的方法有兩種：一種是寬脈沖觸發(fā)，它要求觸發(fā)脈沖的寬度大于60o（一般為80o～100o），另一種是雙窄脈沖觸發(fā)，即觸發(fā)一個晶閘管時，向小一個序號的晶閘管補發(fā)脈沖。寬脈沖觸發(fā)要求觸發(fā)功率大，易使脈沖變壓器飽和，所以多采用雙窄脈沖觸發(fā)。

電阻性負載α≤60o時的ud波形連續(xù)，α＞60o時ud波形斷續(xù)。α=120o時，輸出電壓為零Ud=0，三相全控橋式整流電路電阻性負載移相范圍為0o～120o。晶閘管兩端承受的最大正反向電壓是變壓器二次線電壓的峰值

3、參數(shù)計算α=60o是輸出電壓波形連續(xù)和斷續(xù)的分界點，輸出電壓平均值應分兩種情況計算：（1）α≤60o（2）α＞60o

3.2.2三相橋式全控整流電路（阻感性負載）

1、工作情況分析當α≤60o時，電感性負載的工作情況與電阻負載相似，各晶閘管的通斷情況、輸出整流電壓ud波形、晶閘管承受的電壓波形都一樣；區(qū)別在于由于電感的作用，使得負載電流波形變得平直，當電感足夠大的時候，負載電流的波形近似為一條水平線。

α＞60o時，電感性負載時的工作情況與電阻負載不同，由于負載電感感應電勢的作用，ud波形會出現(xiàn)負的部分。下圖是帶電感性負載α=90o時的波形，可看出，α=90o時，ud波形上下對稱，平均值為零，因此帶電感性負載三相橋式全控整流電路的α角移相范圍為90度。

演示9三相橋式全控整流電路帶電感性負載α=0度時的波形

三相橋式整流電路帶電感性負載，

α=90度時的波形

2、參數(shù)計算（1）輸出電壓平均值由于ud波形是連續(xù)的，所以

（2）輸出電流平均值

（3）晶閘管電流平均值

（4）晶閘管電流有效值

（5）晶閘管額定電流

（6）變壓器二次電流有效值

3.3變壓器漏抗對整流電路的影響

前面介紹的各種整流電路都是在理想工作狀態(tài)下的工作情況，即假設：（1）變壓器的漏抗、繞組電阻和勵磁電流都可忽略；（2）晶閘管元件是理想的。但實際的交流供電電源總存在電源阻抗，如電源變壓器的漏電抗、導線電阻以及為了限制短路電流而加上的交流進線電抗器等。由于電感電流不能突變，因此換相過程不能瞬時完成。

演示10

1、換相過程與換相重疊角以三相半波可控整流電路為例來討論換相過程。假設三相漏抗相等，忽略交流側的電阻，負載電感足夠大，則負載電流連續(xù)且平直。以晶閘管從u相換到v相為例，VT1已導通。當α=30°時觸發(fā)VT2，由于變壓器漏抗的作用，VT1不立即關斷，u相電流iu=Id-ik逐漸減小到零；VT2導通，iv=0逐漸增加到Id。換相過程中，兩個晶閘管同時導通，在

uvu電壓作用下產(chǎn)生短路電流ik，當

iu=0，iv=Id時，u相和v相之間完成了換相。

變壓器漏感對整流電路的影響

2換相期間的整流電壓換相回路電壓平衡方程換相期間變壓器漏感LB兩端的電壓

換相期間輸出電壓

3、換相壓降由波形可以看出：與不考慮變壓器漏抗的情況比較，整流電壓波形少了一塊陰影部分，缺少部分為：式中

XB—漏感為LB的變壓器每相折算到二次側的漏電抗，

單相雙半波電路m=2，三相半波m=3，三相橋式電路m=6

說明：對于單相全控橋，換相壓降的計算上述通式不成立，因為單相全控橋雖然每周期換相2次(m=2)，但換相過程中ik是從-Id增加到Id，所以上式)中的Id應該帶入2Id，故對于單相全控橋有：

4、換相重疊角γ對下式：兩邊積分，可得

顯然，當α一定時，XB、Id增大，則γ增大，換流時間增大；XB

、Id一定時，γ隨α角的增大而減小。

（1）與換相壓降的討論一樣，對單相全控橋有m=2，Id應該帶入2Id，故有

（2）對三相橋式電路，m=6，三相橋式電路等效為相電壓為的六相半波整流電路，

變壓器漏感LB的存在可以限制短路電流，限制電流變化率di/dt

。但也會引起電網(wǎng)波形畸變，使du/dt加大，影響其他負載；會使功率因數(shù)降低，輸出電壓脈動增大，降低電壓調(diào)整率。變壓器漏抗對各種整流電路的影響②電路形式單相全波單相全控橋三相半波三相全控橋m脈波整流電路①表3-2

各種整流電路換相壓降和換相重疊角的計算注：①單相全控橋電路中，環(huán)流ik是從-Id變?yōu)镮d。本表所列通用公式不適用；

②三相橋等效為相電壓等于的6脈波整流電路，故其m=6，相電壓按代入。變壓器漏感對整流電路影響的一些結論:出現(xiàn)換相重疊角g

，整流輸出電壓平均值Ud降低。整流電路的工作狀態(tài)增多。晶閘管的di/dt減小，有利于晶閘管的安全開通。有時人為串入進線電抗器以抑制晶閘管的di/dt。換相時晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的du/dt，可能使晶閘管誤導通，為此必須加吸收電路。換相使電網(wǎng)電壓出現(xiàn)缺口，成為干擾源。3.7整流電路的有源逆變工作狀態(tài)3.7.1逆變的概念3.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)3.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制3.7.1逆變的概念1)什么是逆變？為什么要逆變？逆變（Invertion）——把直流電轉變成交流電，整流的逆過程。逆變電路——把直流電逆變成交流電的電路。有源逆變電路——交流側和電網(wǎng)連結。應用：直流可逆調(diào)速系統(tǒng)、交流繞線轉子異步電動機串級調(diào)速以及高壓直流輸電等。無源逆變電路——變流電路的交流側不與電網(wǎng)聯(lián)接，而直接接到負載，將在第4章介紹。對于可控整流電路，滿足一定條件就可工作于有源逆變，其電路形式未變，只是電路工作條件轉變。既工作在整流狀態(tài)又工作在逆變狀態(tài)，稱為變流電路。2)直流發(fā)電機—電動機系統(tǒng)電能的流轉圖3-44直流發(fā)電機—電動機之間電能的流轉a）兩電動勢同極性EG

>EM

b）兩電動勢同極性EM>EG

c）兩電動勢反極性，形成短路電路過程分析。兩個電動勢同極性相接時，電流總是從電動勢高的流向低的，回路電阻小，可在兩個電動勢間交換很大的功率。3)逆變產(chǎn)生的條件圖3-45

單相全波電路的整流和逆變交流電網(wǎng)輸出電功率電動機輸出電功率a)b)u10udu20u10OOwtwtIdidUd<EMaiVT1iVT2iVT2id=iVT+iVT12u10udu20u10aOOwtwtIdidUd>EMid=iVT+iVT12iVT1iVT2iVT1單相全波電路代替上述發(fā)電機從上述分析中，可以歸納出產(chǎn)生逆變的條件有二：有直流電動勢，其極性和晶閘管導通方向一致，其值大于變流器直流側平均電壓。晶閘管的控制角

>/2，使Ud為負值。半控橋或有續(xù)流二極管的電路，因其整流電壓ud不能出現(xiàn)負值，也不允許直流側出現(xiàn)負極性的電動勢，故不能實現(xiàn)有源逆變。欲實現(xiàn)有源逆變，只能采用全控電路。3.7.2三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài)逆變和整流的區(qū)別：控制角不同

0<<p

/2時，電路工作在整流狀態(tài)。

p

/2<

<

p時，電路工作在逆變狀態(tài)?？裳赜谜鞯霓k法來處理逆變時有關波形與參數(shù)計算等各項問題。把a>p/2時的控制角用p-

=b表示，b稱為逆變角。逆變角b和控制角a的計量方向相反，其大小自b=0的起始點向左方計量。三相橋式電路工作于有源逆變狀態(tài)，不同逆變角時的輸出電壓波形及晶閘管兩端電壓波形如圖3-46所示。圖3-46三相橋式整流電路工作于有源逆變狀態(tài)時的電壓波形uabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcuaubucuaubucuaubucuaubu2udwtOwtOb=p4b=p3b=p6b=p4b=p3b=p6wt1wt3wt2有源逆變狀態(tài)時各電量的計算：輸出直流電流的平均值亦可用整流的公式，即（3-105）每個晶閘管導通2p/3，故流過晶閘管的電流有效值為：（3-106）從交流電源送到直流側負載的有功功率為：（3-107）當逆變工作時，由于EM為負值，故Pd一般為負值，表示功率由直流電源輸送到交流電源。（3-108）在三相橋式電路中，變壓器二次側線電流的有效值為：3.7.3逆變失敗與最小逆變角的限制逆變失敗（逆變顛覆）逆變時，一旦換相失敗，外接直流電源就會通過晶閘管電路短路，或使變流器的輸出平均電壓和直流電動勢變成順向串聯(lián)，形成很大短路電流。觸發(fā)電路工作不可靠，不能適時、準確地給各晶閘管分配脈沖，如脈沖丟失、脈沖延時等，致使晶閘管不能正常換相。晶閘管發(fā)生故障，該斷時不斷，或該通時不通。交流電源缺相或突然消失。換相的裕量角不足，引起換相失敗。1)逆變失敗的原因換相重疊角的影響：圖3-47交流側電抗對逆變換相過程的影響當

>

時，換相結束時，晶閘管能承受反壓而關斷。如果<時（從圖2-47右下角的波形中可清楚地看到），該通的晶閘管（VT2）會關斷，而應關斷的晶閘管（VT1)不能關斷，最終導致逆變失敗。udOOidwtwtuaubucuaubpbgb<gagbb>giVT1iVTiVT3iVTiVT322演示11逆變時允許采用的最小逆變角b應等于bmin=d+g+q′（3-109）d——晶閘管的關斷時間tq折合的電角度g——

換相重疊角q′——安全裕量角tq大的可達200~300ms，折算到電角度約4~5。隨直流平均電流和換相電抗的增加而增大。主要針對脈沖不對稱程度（一般可達5）。值約取為10。2)確定最小逆變角bmin的依據(jù)g——

換相重疊角的確定：整流電壓整流電流變壓器容量短路電壓比Uk%g220V800A240kV。A5%15~20（2）參照整流時g的計算方法（3-110）（3-111）根據(jù)逆變工作時，并設，上式可改寫成這樣，bmin一般取30~35。（1）查閱有關手冊舉例如下：3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)3.5.1諧波和無功功率分析基礎3.5.2帶阻感負載時可控整流電路交流側諧波和功率因數(shù)分析3.5.3

整流輸出電壓和電流的諧波分析3.5.4

整流電路的多重化3.5整流電路的諧波和功率因數(shù)·引言隨著電力電子技術的發(fā)展，其應用日益廣泛，由此帶來的諧波(harmonics)和無功(reactivepower)問題日益嚴重，引起了關注。無功的危害：導致設備容量增加。使設備和線路的損耗增加。線路壓降增大，沖擊性負載使電壓劇烈波動。諧波的危害：降低設備的效率。影響用電設備的正常工作。引起電網(wǎng)局部的諧振，使諧波放大，加劇危害。導致繼電保護和自動裝置的誤動作。對通信系統(tǒng)造成干擾。3.5.1諧波和無功功率分析基礎1）諧波對于非正弦波電壓，滿足狄里赫利條件，可分解為傅里葉級數(shù)：n次諧波電流含有率以HRIn（HarmonicRatioforIn）表示

（3-57）電流諧波總畸變率THDi（TotalHarmonicdistortion）定義為

（3-58）正弦波電壓可表示為：基波（fundamental）——頻率與工頻相同的分量諧波——頻率為基波頻率大于1整數(shù)倍的分量諧波次數(shù)——諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比2）功率因數(shù)正弦電路中的情況電路的有功功率就是其平均功率：（3-59）視在功率為電壓、電流有效值的乘積，即S=UI（3-60）無功功率定義為：Q=UIsinj

（3-61）功率因數(shù)l定義為有功功率P和視在功率S的比值：（3-62）此時無功功率Q與有功功率P、視在功率S之間有如下關系：（3-63）功率因數(shù)是由電壓和電流的相位差決定的：=cos（3-64）非正弦電路中的情況有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)仍由式定義。不考慮電壓畸變，研究電壓為正弦波、電流為非正弦波的情況有很大的實際意義。非正弦電路的有功功率：P=UI1

cosj1（3-65）功率因數(shù)為：（3-66）

基波因數(shù)——

=I1/I，即基波電流有效值和總電流有效值之比位移因數(shù)（基波功率因數(shù)）——cosj1功率因數(shù)由基波電流相移和電流波形畸變這兩個因素共同決定的。定義很多，但尚無被廣泛接受的科學而權威的定義。一種簡單的定義是仿照式（3-63）給出的：（3-67）無功功率Q反映了能量的流動和交換，目前被較廣泛的接受。也可仿照式（3-61）定義無功功率，為和式（3-67）區(qū)別，采用符號Qf，忽略電壓中的諧波時有：Qf=UI1

sinj

1(3-68）在非正弦情況下，，因此引入畸變功率D，使得：（3-69）Qf為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率，D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。3.5.2帶阻感負載時可控整流電路

交流側諧波和功率因數(shù)分析1)單相橋式全控整流電路忽略換相過程和電流脈動，帶阻感負載，直流電感L為足夠大（電流i2的波形見圖2-6）i2Owtd（3-72）變壓器二次側電流基波和各次諧波有效值分別為：n=1,3,5,…（3-73）電流中僅含奇次諧波。各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)?；娏饔行е禐椋?-74）i2的有效值I=Id，結合式（2-74）可得基波因數(shù)為 （3-75）

（3-76）電流基波與電壓的相位差就等于控制角，故位移因數(shù)為所以，功率因數(shù)為（3-77）功率因數(shù)計算2）三相橋式全控整流電路圖3-23三相橋式全控整流電路帶阻感負載a=30時的波形阻感負載，忽略換相過程和電流脈動，直流電感L為足夠大。以

=30為例，此時，電流為正負半周各120的方波，其有效值與直流電流的關系為：（3-78）tud1a=30°ud2uduabuacubcubaucaucbuabuacⅠⅡⅢⅣⅤⅥwtOwOwtOwtOidiawt1uaubuc（2-78）變壓器二次側電流諧波分析：電流基波和各次諧波有效值分別為（3-80）電流中僅含6k1（k為正整數(shù)）次諧波。各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比，且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù)。功率因數(shù)計算基波因數(shù)：（3-81）位移因數(shù)仍為：（3-82）功率因數(shù)為：（3-83）3.5.3整流輸出電壓和電流的諧波分析整流電路的輸出電壓中主要成分為直流，同時包含各種頻率的諧波，這些諧波對于負載的工作是不利的。圖3-33

a=0時，m脈波整流電路的整流電壓波形

=0時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析。整流輸出電壓諧波分析整流輸出電流諧波分析

=0時，m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析：將縱坐標選在整流電壓的峰值處，則在-pi/m~pi/m區(qū)間，整流電壓的表達式為：（3-84）對該整流輸出電壓進行傅里葉級數(shù)分解，得出：

（3-85）式中，k=1，2，3…；且：（3-86）

（3-87）為了描述整流電壓ud0中所含諧波的總體情況，定義電壓紋波因數(shù)為ud0中諧波分量有效值UR與整流電壓平均值Ud0之比：（3-88）

其中：（3-89）而：U為整流電壓有效值

（3-90）將上述式（3-89）、（3-90）和（3-86）代入（3-88）得（3-91）表3-3給出了不同脈波數(shù)m時的電壓紋波因數(shù)值。m23612∞gu（%）48.218.274.180.9940負載電流的傅里葉級數(shù)可由整流電壓的傅里葉級數(shù)求得：（3-92）當負載為R、L和反電動勢E串聯(lián)時，上式中：（3-93）n次諧波電流的幅值dn為：（3-94）n次諧波電流的滯后角為：（3-95）

=0時整流電壓、電流中的諧波有如下規(guī)律：m脈波整流電壓ud0的諧波次數(shù)為mk（k=1，2，3...）次，即m的倍數(shù)次；整流電流的諧波由整流電壓的諧波決定，也為mk次。當m一定時，隨諧波次數(shù)增大，諧波幅值迅速減小，表明最低次（m次）諧波是最主要的，其它次數(shù)的諧波相對較少；當負載中有電感時，負載電流諧波幅值dn的減小更為迅速。m增加時，最低次諧波次數(shù)增大，且幅值迅速減小，電壓紋波因數(shù)迅速下降。

不為0時的情況：圖3-34三相全控橋電流連續(xù)時，以n為參變量的與

的關系以n為參變量，n次諧波幅值對的關系如圖3-34所示：當

從0~90變化時，ud的諧波幅值隨

增大而增大，

=90時諧波幅值最大。

從90~180之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài)，ud的諧波幅值隨

增大而減小。整流電壓諧波的一般表達式十分復雜，下面只說明諧波電壓與

角的關系。3.5.4整流電路的多重化概述：

整流裝置功率進一步加大時，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。原理：

按照一定的規(guī)律將兩個或更多的相同結構的整流電路進行組合得到。目標：

移項多重聯(lián)結減少交流側輸入電流諧波，也可提高功率因數(shù)。圖3-40

并聯(lián)多重聯(lián)結的12脈波整流電路有并聯(lián)多重聯(lián)結和串聯(lián)多重聯(lián)結?？蓽p少輸入電流諧波，減小輸出電壓中的諧波并提高紋波頻率，因而可減小平波電抗器。使用平衡電抗器來平衡2組整流器的電流。2個三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路。移相30構成的串聯(lián)2重聯(lián)結電路圖3-41

移相30串聯(lián)2重聯(lián)結電路圖3-42

移相30串聯(lián)2重聯(lián)結電路電流波形整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構成相位相差30、大小相等的兩組電壓。該電路為12脈波整流電路。星形三角形0a)b)c)d)ia1Id180°360°ia2iab2'iAIdiab2wtwtwtwt000Id2333Id33IdId323(1+)Id323(1+)Id33Id13iA基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下：（3-103）（3-104）即輸入電流諧波次數(shù)為12k±1，其幅值與次數(shù)成反比而降低。該電路的其他特性如下：直流輸出電壓位移因數(shù)cosj1=cosa（單橋時相同）功率因數(shù)l=ncosj1

=0.9886cosa利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯開20，可將三組橋構成串聯(lián)3重聯(lián)結電路：整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法。整流電壓ud在每個電源周期內(nèi)脈動18次，故此電路為18脈波整流電路。交流側輸入電流諧波更少，為18k±1次（k=1,2,3…），ud的脈動也更小。輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cos1=cosa=0.9949cosa將整流變壓器的二次繞組移相15，可構成串聯(lián)4重聯(lián)結電路：

為24脈波整流電路。其交流側輸入電流諧波次為24k±1，k=1，2，3…。輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cos1=cosa=0.9971cosa采用多重聯(lián)結的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)。9.1.1電力電子器件驅動電路概述■驅動電路

◆是電力電子主電路與控制電路之間的接口?！袅己玫尿寗与娐肥闺娏﹄娮悠骷ぷ髟谳^理想的開關狀態(tài)，縮短開關時間，減小開關損耗。

◆對裝置的運行效率、可靠性和安全性都有重要的意義。◆一些保護措施也往往設在驅動電路中，或通過驅動電路實現(xiàn)?！鲵寗与娐返幕救蝿?/p>

◆按控制目標的要求給器件施加開通或關斷的信號。

◆對半控型器件只需提供開通控制信號；對全控型器件則既要提供開通控制信號，又要提供關斷控制信號?！鲵寗与娐愤€要提供控制電路與主電路之間的電氣隔離環(huán)節(jié)，一般采用光隔離或磁隔離。

◆光隔離一般采用光耦合器

?光耦合器由發(fā)光二極管和光敏晶體管組成，封裝在一個外殼內(nèi)。

?有普通、高速和高傳輸比三種類型。

◆磁隔離的元件通常是脈沖變壓器

?當脈沖較寬時，為避免鐵心飽和，常采用高頻調(diào)制和解調(diào)的方法。ERERERa)b)c)UinUoutR1ICIDR1R1圖9-1光耦合器的類型及接法a)普通型b)高速型c)高傳輸比型

■驅動電路的分類

◆按照驅動電路加在電力電子器件控制端和公共端之間信號的性質(zhì)，可以將電力電子器件分為電流驅動型和電壓驅動型兩類。

◆晶閘管的驅動電路常稱為觸發(fā)電路?！鲵寗与娐肪唧w形式可為分立元件的，但目前的趨勢是采用專用集成驅動電路。

◆雙列直插式集成電路及將光耦隔離電路也集成在內(nèi)的混合集成電路。

◆為達到參數(shù)最佳配合，首選所用器件生產(chǎn)廠家專門開發(fā)的集成驅動電路。9.1.2晶閘管的觸發(fā)電路IIMt1t2t3t4圖9-2理想的晶閘管觸發(fā)脈沖電流波形t1~t2脈沖前沿上升時間（<1s）t1~t3強脈沖寬度IM強脈沖幅值（3IGT~5IGT）t1~t4脈沖寬度I脈沖平頂幅值（1.5IGT~2IGT）

■晶閘管的觸發(fā)電路

◆作用：產(chǎn)生符合要求的門極觸發(fā)脈沖，保證晶閘管在需要的時刻由阻斷轉為導通?！艟чl管觸發(fā)電路往往還包括對其觸發(fā)時刻進行控制的相位控制電路。

◆觸發(fā)電路應滿足下列要求

?觸發(fā)脈沖的寬度應保證晶閘管可靠導通，比如對感性和反電動勢負載的變流器應采用寬脈沖或脈沖列觸發(fā)。

?觸發(fā)脈沖應有足夠的幅度，對戶外寒冷場合，脈沖電流的幅度應增大為器件最大觸發(fā)電流的3~5倍，脈沖前沿的陡度也需增加，一般需達1~2A/s。

?觸發(fā)脈沖應不超過晶閘管門極的電壓、電流和功率定額，且在門極伏安特性的可靠觸發(fā)區(qū)域之內(nèi)。

?應有良好的抗干擾性能、溫度穩(wěn)定性及與主電路的電氣隔離。9.1.3同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路

1、脈沖形成與放大環(huán)節(jié)脈沖形成環(huán)節(jié)由V4、V5構成；放大環(huán)節(jié)由V7、V8組成?？刂齐妷簎co加在V4基極上，觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器TP二次輸出。

當V4的基極電壓uco=0時，V4截止。電源+E1經(jīng)R11供給V5基極電流，使V5飽和導通。所以V5集電極電壓接近-E1，V7、V8處于截止狀態(tài)，無脈沖輸出。電源+E1經(jīng)R9、V5的發(fā)射極到-E1對電容C3充電，充滿后電容端電壓接近2E1，極性如圖所示。當uco≥0.7V時，V4導通。A點電位從+E1突降到1V，由于電容C3兩端電壓不能突變，所以V5基極電位也突降到-2E1，V5基射極反偏置，V5立即截止。它的集電極電壓由-E1迅速上升到鉗位電壓2.1V時，使得V7、V8導通，輸出觸發(fā)脈沖。同時電容C3由+E1經(jīng)R11、VD4、V4放電并反向充電，使V5基極電位逐漸上升。直到V5基極電位ub5>-E1，V5又重新導通。這時V5集電極電壓立即降到-E1，使V7、V8截止，輸出脈沖終止。脈沖前沿由V4導通時刻確定，脈沖寬度由反向充電時間常數(shù)R11C3決定。

2、鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)鋸齒波電壓形成電路由V1、V2、V3和C2等元件組成，其中V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路。

當V2截止時，恒流源電流I1C對電容C2充電，所以C2兩端的電壓uC為uC按線性增長，即ub3按線性增長。調(diào)節(jié)電位器RP2，可以改變C2的恒定充電電流I1C。

當V2導通時，因R4很小，所以C2迅速放電，使得ub3電位迅速降到零伏附近。當V2周期性地導通和關斷時，ub3便形成一鋸齒波。射極跟隨器V3的作用是減小控制回路電流對鋸齒波電壓ub3的影響。V4基極電位由鋸齒波電壓、控制電壓uco、直流偏移電壓up三者疊加所定，它們分別通過電阻R6、R7、R8

與V4基極連接。

根據(jù)疊加原理，先設uh為鋸齒波電壓ue3單獨作用在基極時的電壓，其值為

所以uh仍為鋸齒波，但斜率比ue3低。同理，直流偏移電壓up單獨作用在V4基極時的電壓為

控制電壓uco單獨作用在V4基極時的電壓為：

所以，仍為一條與up平行的直線，但絕對值比up?。蝗詾橐粭l與uco平行的直線，但絕對值比uco小。

當V4不導通時，V4的基極b4的波形由確定。當b4點電壓等于0.7V后，V4導通。產(chǎn)生觸發(fā)脈沖。改變uco便可以改變脈沖產(chǎn)生時刻，脈沖被移相。加up的目的是為了確定控制電壓uco=0時脈沖的初始相位。以三相全控橋為例，當接反電勢電感負載時，脈沖初始相位應定在α=90度；當uco=0時，調(diào)節(jié)up的大小使產(chǎn)生脈沖的M點對應α=90度的位置。當uco為0，α=90度，則輸出電壓為0；如uco為正值，M點就向前移，控制角α<90度，處于整流工作狀態(tài)；如uco為負值，M點就向后移，控制角α>90度，處于逆變狀態(tài)。

同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路的工作波形

3、同步環(huán)節(jié)同步環(huán)節(jié)是由同步變壓器TS、VD1、VD2、C1、R1和晶體管V2組成。同步變壓器和整流變壓器接在同一電源上，用同步變壓器的二次電壓來控制V2的通斷作用，這就保證了觸發(fā)脈沖與主電路電源同步。

同步是指鋸齒波的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關系確定。鋸齒波是由開關管V2控制的，也就是由V2的基極電位決定的。同步電壓uTS經(jīng)二極管VD1加在V2的基極上。當電壓波形在負半周的下降段時，因Q點為零電位，R點為負電位，VD1導通，電容C1被迅速充電。Q點電位與R點相近，故在這一階段V2基極為反向偏置，V2截止。在負半周的上升段，+E1電源通過R1給電容C1充電，其上升速度比uTS波形慢，故VD1截止，uQ為電容反向充電波形。當Q點電位達1.4V時，V2導通，Q點電位被鉗位在1.4V。直到TS二次電壓的下一個負半周到來，VD1重新導通，C1放電后又被充電，V2截止。如此循環(huán)往復，在一個正弦波周期內(nèi)，包括截止與導通兩個狀態(tài)，對應鋸齒波波形恰好是一個周期，與主電路電源頻率和相位完全同步，達到同步的目的。可以看出鋸齒波的寬度是由充電時間常數(shù)R1C1決定的。

4、雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)觸發(fā)電路自身在一個周期內(nèi)可輸出兩個間隔60度的脈沖，稱內(nèi)雙脈沖電路。而在觸發(fā)器外部通過脈沖變壓器的連接得到雙脈沖稱為外雙脈沖。本觸發(fā)電路屬于內(nèi)雙脈沖電路。當V5、V6都導通時，V7、V8截止，沒有脈沖輸出。只要V5、V6有一個截止，就會使V7、V8導通，有脈沖輸出。因此本電路可產(chǎn)生符合要求的雙脈沖。第一個脈沖由本相觸發(fā)單元的uco對應的控制角α使V4由截止變導通造成V5瞬時截止，使得V8輸出脈沖。隔60度的第二個脈沖是由后一相觸發(fā)單元通過連接到引腳Y使本單元V6截止，使本觸發(fā)電路第二次輸出觸發(fā)脈沖。其中VD4和R17的作用主要是防止雙脈沖信號相互干擾。

在三相橋式全控整流電路中，雙脈沖環(huán)節(jié)的可按下圖接線。六個觸發(fā)器的連接順序是：1Y-2X、2Y-3X、3Y-4X、4Y-5X、5Y-6X、6Y-1X。

5、強觸發(fā)環(huán)節(jié)36V交流電壓經(jīng)整流、濾波后得到50V直流電壓，經(jīng)R15對C6充電，B點電位為50V。當V8導通時，C6經(jīng)脈沖變壓器一次側R16、V8迅速放電，形成脈沖尖峰，由于有R15的電阻，且電容C6的存儲能量有限，B點電位迅速下降。當B點電位下降到14.3V時，VD15導通，B點電位被15V電源鉗位在14.3V，形成脈沖平臺。C5組成加速電路，用來提高觸發(fā)脈沖前沿陡度。

6、脈沖封鎖二極管VD5陰極接零電位或負電位，使V7、V8截止，可以實現(xiàn)脈沖封鎖。VD5用來防止接地端與負電源之間形成大電流通路。9.1.4集成觸發(fā)電路(簡介)目前國內(nèi)生產(chǎn)的集成觸發(fā)器有KJ系列和KC系列，國外生產(chǎn)的有TCA系列，下面簡要介紹由KC系列的KC04移相觸發(fā)器和KC4lC六路雙脈沖形成器所組成的三相全控橋集成觸發(fā)器的工作原理。

1、KC04移相觸發(fā)器（1）KC04移相觸發(fā)器的主要技術指標如下：電源電壓：DC±l5V，允許波動±5%；電源電流：正電流≤l5mA，負電流≤8mA；移相范圍：≥(=30V，=l5KΩ)；脈沖寬度：400s～2ms；脈沖幅值：≥13V；最大輸出能力：100mA；正負半周脈沖不均衡：≤土；環(huán)境溫度：-——。（2）內(nèi)部結構（3）KC04移相觸發(fā)器的內(nèi)部線路組成

KC04移相觸發(fā)器的內(nèi)部線路是由同步環(huán)節(jié)、鋸齒波形成、移相控制、脈沖形成及整形放大、脈沖輸出等環(huán)節(jié)組成。①同步環(huán)節(jié)V1～V4等組成同步環(huán)節(jié)，同步電壓us經(jīng)限流電阻R20加到V1、V2的基極。在同步電壓正半波us＞0.7V時，V1導通，V4截止；在同步電壓負半波us＜-0.7V時，V2、V3導通，V4截止；只有在│us│＜0.7V時，V4導通。②鋸齒波形成V4截止時，C1充電，形成鋸齒波的上升段，V4導通時，C1放電，形成鋸齒波的下降段，每周期形成兩個鋸齒波。鋸齒波寬度小于180°。

③移相環(huán)節(jié)V6及外接元件組成移相環(huán)節(jié)，基極信號是鋸齒波電壓、偏移電壓和控制電壓的綜合。改變V6基極電位，V6導通時刻隨之改變，實現(xiàn)脈沖移相。④脈沖形成V7等組成脈沖形成環(huán)節(jié)，平時V7導通，電容C2充電為左正右負。V6導通時，其集電極電位突然下降，同時引起V7截止。電容C2放電并反充電為左負右正。當V7基極電位Ube7≥0.7V時，V7導通，V7集電極有脈沖輸出。V7集電極每周期輸出間隔180°的兩個脈沖。⑤脈沖分選V8、V12組成脈沖分選環(huán)節(jié)，脈沖分選保證同步電壓正半周V8截止，同步電壓負半周V12截止，使得觸發(fā)電路在一周內(nèi)有兩個相位上相差180°的脈沖輸出。

KC04移相觸發(fā)器的管腳分布

KC04移相觸發(fā)器各腳的波形

KC04移相觸發(fā)器主要用于單相或三相全控橋式裝置。KC系列中還有KC0l，KC09等。KJ00l主要用于單相、三相半控橋等整流電路中的移相觸發(fā)，可獲得寬脈沖。KC09是KC04的改進型，兩者可互換，適用于單相、三相全控式整流電路中的移相觸發(fā)，可輸出兩路相位差180度的脈沖。它們都具有輸出負載能力大、移相性能好以及抗干擾能力強的特點。2、KC04的一個典型應用電路

3、KC4lC六路雙窄脈沖形成器KC4lC是六路雙脈沖形成集成電路KC4lC的輸入信號通常是KC04的輸出，把三塊KC04移相觸發(fā)器的l腳與15腳產(chǎn)生的6個主脈沖分別接到KC4lC集成塊的1~6腳，經(jīng)內(nèi)部集成二極管完成“或”功能，形成雙窄脈沖，再由內(nèi)部6個集成三極管放大，從10~15腳輸出，還可以在外部設置Vl~V6晶體管作功率放大，可得到800mA的觸發(fā)脈沖電流，供觸發(fā)大電流的晶閘管用。KC4lC不僅具有雙窄脈沖形成功能，而且還具有電子開關控制封鎖功能，當7腳接地或處于低電位時，內(nèi)部集成開關管截止，各路正常輸出脈沖；當7腳接高電位或懸空時，飽和導通，各路無脈沖輸出。圖3-57AKJ041電路原理圖4、KC4lC與KC04組成的雙窄脈沖觸發(fā)電路

9.1.5觸發(fā)電路的定相(簡介或不講)初始脈沖是指Ud＝0時，控制電壓uco與偏移電壓up為固定值條件下的觸發(fā)脈沖。因此，必須根據(jù)被觸發(fā)晶閘管陽極電壓的相位，正確供給各觸發(fā)電路特定相位的同步電壓，才能使觸發(fā)電路分別在各晶閘管需要觸發(fā)脈沖的時刻輸出脈沖。這種選擇同步電壓相位以及得到要求的觸發(fā)時刻的方法，稱為觸發(fā)電路的定相。

三相全控橋的定相方法：晶閘管VT1的陽極與uu相接，VT1所接主電路電壓為+uu，觸發(fā)脈沖從0°至180°對應的范圍為ωt1～ωt2。采用鋸齒波同步的觸發(fā)電路時，同步信號負半周的起點對應于鋸齒波的起點，通常使鋸齒波的上升段為240度，上升段起始的30度和終了段30度線性度不好，舍去不用，使用中間的180度。所以取同步波-uu。

三相橋整流電路大量用于直流電機調(diào)速系統(tǒng)，通常要求可實現(xiàn)再生制動，使Ud=0時的觸發(fā)角α為90o。當α

<90o時為整流工作，α>90o時為逆變工作。將α=90o確定為鋸齒波的中點，鋸齒波向前向后各有90o的移相范圍。α=0o對應于uu的30o的位置，說明VT1的同步電壓應滯后于uu180o。對于其他5個晶閘管，也存在同樣的關系，即同步電壓滯后于主電路電壓180o。

因此一旦確定了整流變壓器和同步變壓器的接法，即可選定每一個晶閘管的同步電壓信號。同步變壓器和整流變壓器的接法及矢量圖

同步電壓的選取結果見表晶閘管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主電路電壓+Uu-Uw+Uv-Uu+Uw-Uv同步電壓-Usu+Usw-Usv+Usu-Usw+Usv為防止電網(wǎng)電壓波形畸變對觸發(fā)電路產(chǎn)生干擾，可對同步電壓進行R-C濾波，當R-C濾波器滯后角為60o時，同步電壓選取結果見表晶閘管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主電路電壓+Uu-Uw+Uv-Uu+Uw-Uv同步電壓+Usv-Usu+Usw-Usv

+Usu

-Usw作業(yè)1、同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路的構成。2、大作業(yè)1：要求設計直流電源，輸出電壓：0～100V、輸出電流：0～20A。請采用三相橋式全控整流電路，設計：整流變壓器、主電路、平波電抗器、同步變壓器、觸發(fā)電路（采用TC787）第一節(jié)活塞式空壓機的工作原理第二節(jié)活塞式空壓機的結構和自動控制第三節(jié)活塞式空壓機的管理復習思考題單擊此處輸入你的副標題，文字是您思想的提煉，為了最終演示發(fā)布的良好效果，請盡量言簡意賅的闡述觀點。第六章活塞式空氣壓縮機

piston-aircompressor壓縮空氣在船舶上的應用：

1.主機的啟動、換向；

2.輔機的啟動；

3.為氣動裝置提供氣源；

4.為氣動工具提供氣源；

5.吹洗零部件和濾器。

排氣量:單位時間內(nèi)所排送的相當?shù)谝患壩鼩鉅顟B(tài)的空氣體積。單位：m3/s、m3/min、m3/h第六章活塞式空氣壓縮機

piston-aircompressor空壓機分類：按排氣壓力分：低壓0.2～1.0MPa；中壓1～10MPa；高壓10～100MPa。按排氣量分：微型<1m3/min；小型1～10m3/min；中型10～100m3/min；大型>100m3/min。第六章活塞式空氣壓縮機

piston-aircompressor第一節(jié)活塞式空壓機的工作原理容積式壓縮機按結構分為兩大類：往復式與旋轉式兩級活塞式壓縮機單級活塞壓縮機活塞式壓縮機膜片式壓縮機旋轉葉片式壓縮機最長的使用壽命-

----低轉速（1460RPM），動件少（軸承與滑片），潤滑油在機件間形成保護膜，防止磨損及泄漏，使空壓機能夠安靜有效運作；平時有按規(guī)定做例行保養(yǎng)的JAGUAR滑片式空壓機，至今使用十萬小時以上，依然完好如初，按十萬小時相當于每日以十小時運作計算，可長達33年之久。因此，將滑片式空壓機比喻為一部終身機器實不為過?；?葉)片式空壓機可以365天連續(xù)運轉并保證60000小時以上安全運轉的空氣壓縮機1.進氣2.開始壓縮3.壓縮中4.排氣1.轉子及機殼間成為壓縮空間，當轉子開始轉動時，空氣由機體進氣端進入。2.轉子轉動使被吸入的空氣轉至機殼與轉子間氣密范圍，同時停止進氣。3.轉子不斷轉動，氣密范圍變小，空氣被壓縮。4.被壓縮的空氣壓力升高達到額定的壓力后由排氣端排出進入油氣分離器內(nèi)。4.被壓縮的空氣壓力升高達到額定的壓力后由排氣端排出進入油氣分離器內(nèi)。1.進氣2.開始壓縮3.壓縮中4.排氣1.凸凹轉子及機殼間成為壓縮空間，當轉子開始轉動時，空氣由機體進氣端進入。2.轉子轉動使被吸入的空氣轉至機殼與轉子間氣密范圍，同時停止進氣。3.轉子不斷轉動，氣密范圍變小，空氣被壓縮。螺桿式氣體壓縮機是世界