測控電路內容：緒論

11測量與掌握是生疏客觀世界和順應客觀規(guī)律的必不行少的重要手段實際上，在科學技術高度興旺的今日，測量與掌握已經滲透到工業(yè)、農業(yè)、國防、科學爭論控系統(tǒng)中具有不行替代的作用1.1測控電路的作用與根本組成測計算機系統(tǒng)控對象測計算機系統(tǒng)控對象測控電路在現代測控系統(tǒng)中的作用和位置量準確度的角度來說，測量電路位于系統(tǒng)獵取信息的最前級，對測量的準確度起打算作用，統(tǒng)的關鍵點，也是設計測控系統(tǒng)的難點，在現代測控技術中占據極其重要的地位。對測控電路的主要要求牢靠性。有時還有一些其他要求，如量程和經濟性等。精度高對于測控電路，高精度是主要指標之一，準確地測量被測對象的狀態(tài)與參數，是牢靠、準確掌握的根底。為實現高精度，測控電路應具備以下性能。1〕低噪聲與高抗干擾力量化，必需要求電路具有低噪聲與高抗干擾力量，包括：合理設計電路，合理布線與接地，選用低噪聲器件，實行適當的隔離與屏蔽等。對信號進展調制，合理安排電路的通頻帶，對抑制干擾有重要作用。承受具有高共模抑制比的電路，對抑制干擾也有重要作用。因低漂移、高穩(wěn)定性的溫度變化，包括減小電路中的電流，讓大功率器件遠離前級電路，安排好散熱等。的彈性疲乏和氧化引起接觸電阻變化等因素引起的漂移。線性與保真度好性標尺便于讀出，在換擋時不必重定標，進展模數轉換、細分性因素，波形不失真等等。但假設系統(tǒng)按線性設計，電路不能保證線性，便會帶來誤差。占有的頻帶內，有良好的頻率特性。有適宜的輸入與輸出阻抗動態(tài)性能好動態(tài)性能好包括響應快和動態(tài)失真小。測量電路沒有良好的頻率特性為了使一個高速運動系統(tǒng)穩(wěn)定，要求測控電路有高的響應速度和良好的頻率特性。高靈敏度和高區(qū)分力量電路的靈敏度是指輸出變化量與引起該變化的輸入變化量的比值，其表達式為kUoutUin可見，靈敏度的本質是電路的增益，其增益越大，靈敏度越高。目提高靈敏度。轉換敏捷為了適應在各種狀況下測量與掌握的需要。模數與數模轉換測控電路所面對的客觀存在物理量多為模擬量，傳感器的輸出信號也以模擬信號居多。在計算機測控系統(tǒng)中，為有效、牢靠地處理、存儲、傳輸所測量的信號，需要將模擬信號轉換為數字信號，輸入到計算機，這就是模數轉換。另一方面，掌握執(zhí)行機構的動作，又常需要模擬信號驅動，這時又需要將計算機系統(tǒng)的數字信號轉換為模擬信號，這就是數模轉換。信號形式的轉換轉換。一個信號的大小，可以用它的幅值、相位、頻率、脈寬等表示，為了信號處理、傳輸與掌握上的需要，也常需要進展幅值、相位、頻率與脈寬信號等之間的轉換。量程的變換大小進展量程的變換。信號的處理與運算微分、積分運算等。還包括對線性化處理與誤差補償，進展簡單函數運算及規(guī)律推斷等。牢靠性高對的環(huán)境格外簡單，工作條件千差萬別，如：高溫、高速、高濕、高塵、振動、密閉、遙測、從某種意義上看，牢靠性是測控電路的生命。經濟性好的性能，沒有必要無謂地追求高性能。測控電路的信號及根本組成測控電路的輸入與輸出信號可歸納為模擬信號和數字信號兩類模擬信號模擬信號是指信息參數在給定范圍內表現為連續(xù)的信號。測控電路中表現為與被測信息或者給定信息連續(xù)對應的信號。包括非調制信號和調制信號。x2x21Ot圖1-2 非調制模擬信號在幅度和相位上與被測信息1-21代表被測信號，曲2在大小與波形上具有直接對應關系。如承受熱電偶測溫時接收到的電信理量均一一對應。已調制信號溝通電橋調幅電路調制就是用一個信號〔調制信號〕去掌握另一個作為載體的信號〔載波信號〕讓后者的某一參數〔幅度、頻率、相位等〕按前者的值變化。通過調制，將被測信號調制后生成已調制信號。在信號調制中，常以一個高頻正弦信號作為載波信號，可以用測量信號對該正弦信號的幅值、頻溝通電橋調幅電路如圖1-3所示，將應變片接入溝通電橋來測量梁的變形，此時與應變片電阻的變化所對應的電橋的輸出就是調幅信號，其信號幅值為應變片的電阻信號所調制。數字信號數字信號指幅度的取值是離散的，如二進制碼就是一種數字信號。通常需要采集的數字規(guī)律信號包括頻率信號、規(guī)律編碼信號、開關信號等。增量碼信號就是增量碼信號。步進電機的掌握信號也是一種增量碼信號定。確定碼信號確定碼信號是一種與狀態(tài)相對應的信號。實際上是一種規(guī)律編碼信號，如碼盤，它的每一個方位角度對應一組編碼。現在有的傳感器是數字型的，它輸出的直接是編碼的規(guī)律信號，如溫度傳感器 DS1820，在測量范圍內它的每一個溫度值對應一組編碼。各種串行通信的信號也都是確定碼信號。I/O信號01兩種狀態(tài)。光電開關、觸發(fā)式傳感器的輸出信號，以及電磁鐵，繼電器等通、斷掌握信號均屬于數字I/O信號。測控電路的根本組成模擬式測量電路的根本組成算振蕩器電源測控電路模擬式測量電路的根本組成圖1-4依據被測量的不同以及區(qū)分力的要求號和參考信號；利用信號分別電路〔常為濾波器，將信號與噪聲分別，將不同成分的信號分別，取出所需信號；有的被測參數比較簡單，或者為了掌握目的，還需要進展運算；對于算振蕩器電源測控電路模擬式測量電路的根本組成傳感器量程切換電放大器解調器信號分別電運算電路數模轉換電計機系顯示系統(tǒng)路路路統(tǒng)動電路執(zhí)行機構數字式測量電路的根本組成增量碼數字式測量電路的根本組成如圖1-5現代數字式測量系統(tǒng)無一不承受計算機進展處理。傳放整傳放整形電路細分電路脈沖當量變換電路計鎖感大數存器器器器計算機系統(tǒng)顯示系統(tǒng)路執(zhí)行機構電路電源辨向電路指令傳感器增量碼數字式測量電路的根本組成掌握電路的根本組成掌握方式可分為開環(huán)掌握與閉環(huán)掌握兩種，這兩類掌握系統(tǒng)的組成也不同。1〕開環(huán)掌握給定機構設定電路掌握電路執(zhí)行給定機構設定電路掌握電路執(zhí)行機構被控對象輸出開環(huán)掌握系統(tǒng)的根本組成開環(huán)掌握系統(tǒng)的根本組成出的變化。其次，不行避開地會有擾動因素作用在被控對象上，引起輸出的變化。2〕閉環(huán)掌握擾動給定機構設定電路比較電路放大電路校正電路轉換電路輸出執(zhí)行機構被控對象掌握電路傳感器閉環(huán)掌握系統(tǒng)的根本組成如圖1-7擾動給定機構設定電路比較電路放大電路校正電路轉換電路輸出執(zhí)行機構被控對象掌握電路傳感器閉環(huán)掌握系統(tǒng)的根本組成集成運算放大器根底學問此，有必要了解和把握集成運放的根底學問。集成運放的根本特性及其分類集成運放的特性實現各種運算功能，因此被稱之為運算放大器。其符號如圖1-8(a)所示。其中“v”和“v”N Pv”是輸出端。運算放大器沒有接地端，輸出信號賴o運算放大器特性及等效電路端在運放的外部建立起來的。圖中用VCCVEE代表負電源。圖1-8(b)是運算放大器的等效電路。這個等效電路包括差分輸入電阻r，電壓增益a和輸出電阻r。由圖可d o知，差模輸入電壓vD vPvN當輸出不加負載時o D P v av a(v v ) 〔1-1o D P 雖然兩個輸入端對地都具有獨立的電位，但〔1-1〕式說明，運算放大器的輸出僅僅對兩個輸入電壓的差作出反響，因此運算放大器也是一種差分放大器。同相構造反響放大電路運算放大器只有在添加外部反響后才能正常工作，同相構造反響放大電路vv處，依據基爾霍N o夫定律將電流相加，得v v v v vi Nrd

NR1

o N0R2v v

a(v v )vN R2

i N o0ro消去vA=v/v，求解得到N o iv a(1R /R)r /rAo 2 1 o d

〔1-2〕v 1aRi 2

/R (R1

r)/r

r /R1a>105r>106Ωr<100Ω，設計放大電路時，外d o部反響電阻的阻值選擇遠遠大于r并遠遠小于r，則2rr〔Rrr和ro d o d 2 o d o 1這些項與a相比均可以無視，故〔1-2〕式可簡化為A(1

R2)R

1R R

(1

R2) 1R 1

〔1-3〕1 1

1 aR1

1 1T式中，T=aβ就是環(huán)路增益，而R 1 R R1 2被稱為反響系數。當vird上會流過電流i，則電路的輸入電阻Rv/iv點方程i i Nv v

v a(v v )v i N N i N

0 〔1-4〕r Rd 1由圖可見

R r2 ov v v v irN i D i d代入〔1-4〕式，可得R vir(1 a )R

//(R r)i i

1(R2

r)/R1

1 2 o其中，最終一項可以無視，分母項的r相比于R也可以無視，則o 2R r(1 a )r

(1T) 〔1-5〕i d 1R /R d2 1R，可考慮不加輸入電壓vv的狀況。輸出電壓v

與所產生o i o o的電流i的比值就是R。依據電壓分壓公式有oR //rv 1 d vN R //r R o1 d 2v節(jié)點應用基爾霍夫定律ov v v avi N R2

o N 0ro消去v，可求得NrR o o 1(aro

/R r1

/r )/(1Rd 2

/R R1

/r )d其中的r/R，r/rR/r都可以無視，得到o 1 o d 2 drRo1a/(1 r

2

/R 1

ro1T

〔1-6〕綜上所述，在外部反響回路的作用下，電路的輸入電阻提高1+T倍，輸出電阻降低1+T倍。集成運放的分類等性能指標，還消滅了大量具有專用運算功能的集成芯片，其集成度更高、運算功能更強。較強的專用型集成運放。通用性集成運放技術指標，使其趨于抱負，便產生了某些特別的通用性集成運放，可細分為以下幾種：上是早期的產品，其輸入失調電壓在2mV80dB。達23kμ。入電流格外小。這類運算放大器的輸入級往往承受MOS管。小到幾十微伏每攝氏度。低失調、低噪聲通用型集成運放；指那些失調電壓小，溫度漂移格外小，以及增益、共模抑制比格外高的運算放大器。這類運算放大器的噪聲也比較小。高壓通用型集成運放；一般集成運放的供電電壓在15V以下，而高壓型集成運算放大器的供電電壓可達數十伏。大功率通用型集成運放。集成運放的輸出級可向負載供給比較大的功率輸出。式電子產品中。上，往往用于寬頻帶放大電路中。通用型集成運放無法勝任的場合。表1-1給出了局部通用型集成運放的典型常用芯片。局部通用型集成運放典型芯片常規(guī)型高速型高輸入阻抗型高壓型寬帶型

典型常用通用型集成運放芯片型號μA741、LM324、LM358、F007、μA715、μA772、LH0032LF353、LF357、LM216，μA740AD508、OP07、ICL7605，μA725OP37、ICL7652、OP27LM334、LM344、HA2645LH0021、LM1875AD603、F844、AD507專用型集成運放專用型集成運放是針對某些具體應用特地設計的可以分為以下幾種：集成乘法和除法放大器；集成對數和反對數放大器；集成儀表放大器；集成隔離放大器；集成有源濾波器；集成真有效值放大器；集成采樣/保持放大器；集成比較放大器；具有冷端補償功能的集成熱電偶放大器。表1-2原理及應用，就能很好地應用專用型集成運放。局部專用型集成運放典型芯片類型集成乘法和除法放大器集成儀表放大器集成真有效值放大器/保持放大器集成比較放大器具有冷端補償的集成熱電偶放大器

、MLT04、AD538AD606、AD640、AD9521、TL441AD621、AD624、Ad521、AD612AD204、ISO100、IDO106MAX280、MAX263/264AD536、AD636、AD736、AD637、AD684、AD585、AD386、HOS-200LM311、LM319、AD790AD594/595抱負運算放大器抱負運算放大器在現實中是不存在的大器的各項性能指標格外接近抱負值分析方法格外接近實際運放的分析方法。1-10所示。從圖中可以看出，抱負運放要求滿足如下條件：運放對差模信號的增益無窮大，即a這意味著兩個輸入端的電壓差為零，即 抱負運放的等效電路 vPvN流入運放輸入端的電流等于零，即iPiN 0這意味著運放的輸入阻抗無窮大，即rd運放的輸出阻抗為零，即ro0這意味著運放可以驅動任何負載，不會因輸出阻抗產生信號衰減。運放的頻率響應特性平坦，即a(f)|fC這意味著運放的增益不隨頻率的增加而轉變。增益大都>105，有些可達107級；實際運放的輸入阻抗大都>106，甚至高達1012；而實際運100的，但只要限制在肯定頻率范圍內，也可以依據抱負運放的方法進展分析和設計。運算放大器誤差及其補償輸入失調電壓對抱負運算放大器，輸入電壓為零，輸出電壓也必定為零。然而，實際運算放大器中，某一校正電壓后才能使輸出為零，這一校正電壓便稱為輸入失調電壓V。這種失調電壓隨os時間和溫度而變化，即零點在變動，常稱零點漂移。如圖1-11所示的反相放大器輸入失調示意圖，給出了輸入失調電壓產生的內部機理。當輸入電壓uu，在無視失i o調電流I的狀況下，可用下式表示：bRu (1o

R2)uos 〔1-7〕反相放大器輸入失調示意圖由上式可知，輸入失調電壓一樣的狀況下，增益(R/R)2 1響運放精度不行無視的因素。輸入失調電流一般運算放大器的輸入端都是晶體管的基極，1-11所示，輸入端有直流偏I、I流過。將兩電流的均值稱為輸入偏置b1 b2電流I Ib1B

I2 b2 〔1-8〕由于輸入級正負兩局部的差異，I 和I 必定失配，將其差值稱為輸入失調電流b1 b2〔1-9〕I I 〔1-9〕os b2 b1即使在無外加信號時，I 、I 始終存在，于是就在R和R兩端產生電壓降u和u，b1 b2 2 3 1 2u 直接引起輸出電壓的變化，u 相當于作用在同相端的輸入電壓，所以在輸出端產生的失1 2調電壓u 為o2u uuo2 1 2

R

I

(1 2)RRRR1

Ib2

〔1-10〕假設取R3=R1//R2，則uo2R2(Ib2Ib1)R2Ios 〔1-11〕Ib1≠Ib2Ios≠0時，R2越大，由輸入失調電流所引起的輸出失調電壓越大。因此，為了減小輸入失調電流對輸出失調電壓的影響，反響電阻R2不能取得太大，通常取R

2輸入失調電壓和輸入失調電流實測電流和溫度特性進展實測。實測的方法有多種，這里介紹一種常用的實測方法，如圖1-12R<<RR<100Ω，R100kΩ左右，R/R=100。1 3 1 3 2 1為了提高測量精度，兩只R的電阻值應全都，必需實行高精度電阻并嚴格選擇。3圖1-12 輸入失調電壓和電流的測量當切換開關S圖1-12 輸入失調電壓和電流的測量1此時運放正負輸入端對地的電阻較小，故失調電流對UU是由輸入失調電壓1 1產生的。由以上所述式〔1-7〕可知，輸入失調電壓為Uuos1R1/RU2 1當切換開關SU，2此時放大器輸入端除受輸入失調電壓u 影響外還受os輸入失調電流I 、I 在R上產生的電壓降的影響，b1 b2 3即I R-I R=Ib23b13

R，所以輸出電壓U為os3 2

IR)U

(1R/R)IR2 2 1 os因此

os3 1

2 1 os3 U U I os R

2(1R3

1/R)1輸入失調電壓和輸入失調電流會隨著溫度變化而轉變，在測量運放的溫度特性時，要度下輸出電壓的變化，便能得出輸入失調電壓和輸入失調電流的溫度特性。輸入失調電壓和輸入失調電流的調整調整法是利用一些線性集成運算放大器所設調整失調的端子，外接電位器進展調整的方法，具體操作可依據運放的使用手冊進展。本節(jié)只介紹外部調整的方法。1-13所示是輸入失調的兩種方法。其中，圖〔a〕把調整電壓加至反相輸入端，并接入電阻R和電位器R進展零點調整。調整的目的是，輸入u0時，輸出u=0。則調整電4 P i ou的大小由下式計算：a外部調整失調的方法外部調整失調的方法u 1 2 Ua則可得到

RR RR4 1 4

RR1 2RR (UR 1 2

1)4 R R u1 2 aR3通常按下式計算R3R1//R2同時要求 R3

V /IosM BMVosM

為集成運放失調電壓的最大值；IBM

為輸入偏置電流的最大值。1-13〔b〕ua

在R的兩端，5u為a

Ru 5 URa R R4 510mV以內，則可取R=R×103。4 5為了使R兩端產生的電壓不影響其他回路，R的值應盡可能取小些。5 5例1設計由8型集成運放組成的反相放大器的調零電路〔反相端接入，放大器的輸入電阻為2kΩ，放大倍數為10。LM358輸入失調電壓的最大值U =9mV，輸入偏置電流最大值I =500nA。BM：選擇電路圖如圖3〔。電源電壓取±15VR

OSm〔放大器的輸入電阻，所以取1R=20kΩ。2為降低耗電，令電位器RP1mA，取RP=100kΩ線繞電位器。則 I Rp 100103LM358的輸入失調電壓最大值為±9mVu=±15mV，則a 1 2 R R 1 2

210320103(

1)4 RR u1 2 a

210320103

151031.816M取系列值R=1.8MΩ，選用金屬膜電阻。4選擇R。3R R3

//R2

2k20k.812k20k取系列值R=1.8kΩ。3V /I =9×10-3/(5×10-7)=18kΩ>R

，滿足要求。osMBM 3例2設計由8型集成運放組成的反相放大器的調零電路〔同相端接入，放大器的輸入電阻為10kΩ，放大倍數為10。LM358輸入失調電壓的最大值U =9mV，輸入偏置電流最大值I =500nA。IBM：選擇電路圖如圖3〔。電源電壓取±15VR

OSmk〔放大器的輸入電阻，所以1R=100kΩ。2RP取RP=100kΩ線繞電位器。則IRP

=0.3mA選擇R+R為3 5RR

RR 1 2 3 5 RR1 2

取R=51Ω，R=9.1kΩ，V /I =9×10-3/(5×10-7)=18kΩ>R+R，符合要求。5 3 osMBM 3 5選擇R。取u=15mV。4 aRR4 5

ua

15

Ω取系列值R=51k 。Ω4運放電路的穩(wěn)定性及相位補償的信號。這些現象被稱為自激振蕩。負反響放大器的穩(wěn)定條件1-14ui

為電路的輸入電壓，uo

為電路的輸出電壓，uf

為電路的反響電壓，uio

為運放的輸入電壓，A為運放的開環(huán)增益，β為反響電路所打算的反響系數。由圖可知uiuioA〔放大〕uuiuioA〔放大〕uoufβ〔反響〕f ou uuio i 則

uui ou Auo 從而

A(ui

u)o具有負反響的放大電路u 具有負反響的放大電路o 1A i于是，閉環(huán)放大倍數A Af 1A

〔1-11〕運放的開環(huán)放大倍數A是隨著輸入信號頻率的增高而漸漸減小的，假設在某個頻率下，Aβ=1，則A→∞。此外，負反響電路在低頻段具有180°的固定相移，隨著頻率的增高，放f大器和反響網絡會產生附加相移，一旦這種附加相移到達180°，使整個回路的相移到達360Aβ=1，則放大電路將在該頻率下產生自激振蕩。即反響放大器處于臨界穩(wěn)定的條件可用相應的幅值條件和相位條件來表示A 1

〔1-12〕180 〔1-13〕所以，Aβ=1頻率處的輸入輸出相位是打算負反響電路穩(wěn)定性的參數。從工程實際的觀定的穩(wěn)定裕量，通常用相位裕度和增益裕度來描述。如圖1-15所示。相位裕度：與回路增益Aβ=1的頻率相對應的附加相移φ180°之間的差值。c180 (Aβ=1)式中，φ>0o，稱為相位裕度，通常工程上選φ≥45o。c c增益裕度：當回路增益的相角到達180°時所對應的回路增益模值A1A|c20lg|A (φ=-180o)||A|(dB)Aβ|A|(dB)Aβ0ffAcφx0ofxf-90oφ-180oc增益裕度和相位裕度的圖形表示為保證系統(tǒng)具有足夠的相位裕度和增益裕度，通常在電路中的適當位置施加補償網絡進展補償。補償方法分為內部補償和外部補償。內部補償是將補償網路接入運放的內部，通過轉變運放的開環(huán)頻率特性來滿足穩(wěn)定條件的。外部補償是將補償網絡接入運放外部輸入回路或反響回路，通過修改運放的開環(huán)特性A〔jω〕或反響系數β(jω)的特性來滿足穩(wěn)定條件的。現代集成運放大都具有固定的頻率特性，無法從運放內部實施相位補償，因此，以下局部只爭論外部補償。增益補償當電壓反響的運放電路中，閉環(huán)增益與環(huán)路增益相關，可以通過轉變閉環(huán)增益增益補償電路uR使電路變得穩(wěn)定。如圖1-16增益補償電路uRV

//Rc

u

//Rc

u o整理，得

RR1

//R ic

RR2

//R o Acu o即1

R2R1 R1R

1 uiR2R2iR R1 cAR1

R2R2 〔1-16〕1 c則選擇適當的R，使得cA(jf135

) 1

〔1-17〕即可到達電路穩(wěn)定的目的。相位補償從本質上講，相位補償就是在運放的電路中引入某種RC網絡，在整個回路的開環(huán)頻率180Aβ1以下或在回路增益Aβ1的頻段上保證回路的附加相移小于180°。輸入滯后補償種方法稱為滯后補償。如圖1-17所示是在增益反相放大器承受增益補償聯，從而實現滯后補償的有用電路。由圖可得

輸入滯后補償電路u V V V u i oR1 R c

1 RjC 2cu=-AV-整理，得oR 1u o

21R 111A R

u1 i1jR C 1 c c R R1 2

1j(R R1R2 )C則R (1jR C )

c R R c1 2 1 c c R R1

2 1jC (R

R1R2 )1jfR f

c c R R1 2 1 0R1R2 1jffp式中的零點頻率f和極點頻率f分別為0 pf 1 〔1-18〕0 2R Cc cf 1p R R

〔1-19〕2(R

1 2 )Cc R R c1 2式中，f0>fpf0和極點頻率fp的位置，就可以在放大器回路增益等1135°，滿足穩(wěn)定要求。通常，極點頻率fp選擇在運放開環(huán)增益曲線〔1-15〕的第一個轉折點f1之前，零點f選擇在其次個轉折點f1/10處。即0 2f2 110 2R Cc c則在按增益補償方式確定R的根底上，可以確定C：c cC 5c R fc 2反響超前補償生超前相位到達穩(wěn)定目的。如圖1-18由圖可得u a(u V )o i RV 1 uR 1 o1 1 jCR f2

反響超前補償電路 R=R//R，可導出3 1 2R

1jR C 1R R1

2 f1jR C3 f1jfR f 1 zR1R2 1jff0式中，零點頻率f和極點頻率f分別為z 0f 1z 2R C2 f

〔1-20〕f 10 2R C3 f

〔1-21〕由于R<R，故f>f。3 2 0 zffz01ffz01R2/R1x 0則11R /R21f 2R f2 x超前補償的優(yōu)點是能夠更好地濾除內部產生的噪聲。不過也存在一些限制：只有當R>>R時，才具有較好的補償效果；2 1當R很大，要求的f又很高的狀況下，C必定很小，補償效果也不抱負；2 z f實現穩(wěn)定，那就盡量承受這種電路。加了高頻噪聲。另外一個缺點是降低了閉環(huán)差分輸入阻抗。標準運放反響電路路。利用抱負運算放大器的特性，可以輕松設計出標準的運放反響電路。同相放大電路閉環(huán)增益1-19所示。由圖可知R Ru 1 2ui R o1可得其閉環(huán)增益為A 1f式中，R可按下式選取2

R同相放大電路R2 〔同相放大電路1(A (A 1)rfid or22其中，r為集成運放的輸出電阻；r 為集成運放的輸入電阻；o id電阻R是為消退偏置電流及漂移的影響而設置的補償電阻，考慮前級電路輸出阻抗R3 n的狀況，假設R<<R//R，則n 1 2R R //R3 1 2且R Vio3 Iio其中，V 和I 分別為集成運放的輸入失調電壓和輸入失調電io io流。R<R//R時n 1 2

高內阻信號源同相放大電路RR3 1

//R R2 nRn>R1//R21-20所示形式，此時R3RnR1//R2Af僅與外部電路元件R2、R1有關，而與放大器本身參數無關。此外，同相比例放大器的閉環(huán)增益總是大于或等于1。輸入阻抗外部元件為純電阻時，電路的輸入阻抗R為i//RR i 1R

id R3 〔1-23〕2 1式中r——運算放大器的開環(huán)輸入阻抗；idA——運算放大器的開環(huán)增益。輸出阻抗不考慮負載的狀況下，電路的輸出電阻rR o 〔1-24〕o 1 A/Af同相放大電路具有高輸入阻抗，但也有易受干擾和精度低的缺乏。1.2.4試設計用于紅外線傳感器的放大電路。要求增益A=60；紅外傳感器的輸出阻抗為f180kΩ0~200mV?！病宠b于傳感器輸出阻抗較高，選取圖0所示電路。oOP07超低失調集成運放，查產品手冊可得其r=60MΩ，r=60Ω。oid電路的輸出電壓最大值U =AU =0.2×60=12V，故取電源電壓為±15V。om f im選擇電阻(A 1)rrfido2(60(A 1)rrfido2(601)601066022E192系列標稱值，R=324KΩ。2R 324R 2 5.49k1 (Af

601E192系列標稱值，R=5.49KΩ。1RR 3245.49R//R 1 2 5.399k1 2 (R1

R) 3245.492由于R

=180kΩR>R//R。選取n n 1 21 R R R//R 3 n 1 2E192系列標稱值，R電壓跟隨器

=174KΩ。3將根本同相放大器的中的輸出端VV-1-21o所示。它是同相放大電路的一種極端形式，其電壓增益A 1f電路的輸入阻抗R為iRARi id

電壓跟隨器根本電路電路的閉環(huán)輸出阻抗格外小，其值接近于0。使用電壓跟隨器電路時，特別要留意堵塞現象。即加在同相端和反相端的共模電壓超下述方法防止堵塞現象。電阻分壓法當信號源的環(huán)境消滅特別或猛烈干擾時，輸入信號有可能會超出集成運算的共模電壓范圍，從而引起堵塞現象。假設可以推測到這種特別信號的幅度，則可以利用電阻分壓的方法避開堵塞1-22所示。設運放的最大共模輸入電壓為V 可推測的ICM

電阻分壓法消退堵塞電路特別信號為U ，則分壓電阻滿足以下關系時可以避開堵塞。icxR n2 u VR Rn1

icx

ICM即，R 和R 應滿足以下關系：n1 n2u( icx 1)R RV n2 n1ICM圖中電阻R、R、R的選擇可考慮對分壓所造成的衰1 2 3減進展補償，按同相放大器的設計方法確定。限流法1-23反響電阻〔R〕限制反響電流，可以減弱或消退堵塞。限流法消退堵塞電路R2~10kΩ，RF

為平衡電阻，取R

=R。P F限制輸入法和穩(wěn)壓管限制輸入兩種方法。承受二極管限制輸入法的防堵塞電路有兩種，分別如圖1-24(a)、(b)所示。(a)VD1VD21N4148型高速開關二極管，正向壓降小于1V，最高反向為75V，150mA0.025μA。(a)二極管限制輸入法防堵塞電路(b)二極管限制輸入法防堵塞電路(b)1-25所示的是承受穩(wěn)壓管限制輸入的防堵塞電路。電源電壓為±15VVS1

VS2MTZ10A型穩(wěn)壓管，穩(wěn)壓管的穩(wěn)壓范圍U9.12~9.59V左右，正向壓降U0.7V，則Z F箝位電壓為±〔U+U〕=±〔9.82~10.29〕V。Z F反相放大電路根本反相放大電路增益1-26所示，由圖可知u iR1可得閉環(huán)增益為

ouRu2RA 2 〔1-25〕f R1式中，R可按下式選取2(1A )(1A )r rf id o2R 2其中，r為集成運放的輸出電阻；r 為集成運放的輸入電阻；o id電阻R是為消退偏置電流及漂移的影響而設置的補償電阻，可由下式求出：3R R//R 〔1-26〕3 1 2V且VR io3 Iio其中，V 和I 分別為集成運放的輸入失調電壓和輸入失調電流。io io輸入阻抗外部元件為純電阻時，電路的輸入阻抗R為iR R 〔1-27〕i 1設計電路時，R的選取應滿足下式1R 50Ri n其中，R為前級電路的輸出阻抗。n輸出阻抗不考慮負載的狀況下，電路的輸出電阻rR o 〔1-28〕o 1A/(1A )f求，因而在電路中應用較多。例1.2.x2 試設計增益A=10的反相直流放大電路。輸入直流信號范圍u=0~±0.8V，信號源內阻R

f iΩ=20 。Ωn〔〕選取圖6所示反相直流放大電路。選用μA741r

Mr=7V=1mI=20nA。id o io iouom=Afuim=0.8×10=8V，故取電源電壓為±12V可滿足要求。選擇電阻f idof ido2(110)21067522E24系列標稱值，R=30KΩ。2R 30R 2 3k1 A 10fE24系列標稱值，R=3KΩ。1R R 303R 1 2 2.73k3 (R1

R ) 3032E24系列標稱值，R=2.7KΩ。R<V/I

=50kΩ，滿足要求。3單電源反相放大電路

3 ioio單電源反相放大電路通常，集成運放構成的反相放大電路由雙電源供電，即對稱的正、負兩組電源場合由于條件的限制需要單電源供電。單電源供電的反相放大電路如圖單電源反相放大電路u U U u i A A OR R1 2RU 4 VCCA R R3 4聯立上式，得R R

RRu 2u

4 1

VCCo R 1

R R R3 4 1假設取R=R，R=R則1 3 2 4Rou R2(VCCui) 〔1-29〕o1假設選用軌對軌運放，則輸入信號的變化范圍被設定為R(1

1)VCC UR 2

VCCVCC/2的根底上變化。差分運算放大電路分放大電路的特點是能將雙端輸入的差分信號變換為單端輸出擾〔提高電路的共模抑制比〕和減小溫度漂移。根本差分放大電路圖1-28所示為一根本差分放大電路，它由一只通用的運算放大器和四只電阻組成。利用電路的線性疊加原理，先計算輸入信號ui1作用時電路的輸出uo1：u o1

R根本差分放大電路 2u根本差分放大電路1再計算輸入信號u 作用時電路的輸出u :i2 o2R Ru 2) 4 uo2于是可得

R R R 1 3 44R R R4u u uo o1

2uR 1

(1 2) uR RR 1 3 4

〔1-30〕為分析電路的共模抑制性能，將圖1-281-29的形式，圖中，u為作用于運算ic放大器的共模電壓，u 為差模電壓。于是有根本差分放大電路等效電路u

u )或者

ic 2(uid

i1 i2u )i1u u 1u

ic 2 1

〔1-31〕u u u i2 ic 2 id將式(1-31)代入式(1-30)可得u ( R4

RR1

R2)u

1( R4

RR1

R2)uo R R R3 4

R 1

2R R R3 4

R id 〔1-32〕1Aucic

Audid式中A——共模電壓增益；cA——差模電壓增益。d依據定義可得根本差分放大電路的共模抑制比CMRR為1( R4

R R1

R2)A 2 R R R R

〔1-33〕CMRR dA

3 4 1 1R R R Rc 4 1 2 2R R R R3 4 1 1為得到最大的共模抑制比，令A=0，此時CMRR→∞，可得R/R=R/R。工程上，為了削減c 2 1 4 3R=R，R=R，此時u=(R/R)u，即電路只對差模信號進1 3 2 4 o 2 1 id行放大，則式(1-30)可改寫為Ru 2(uo R 1

u ) 〔1-34〕i1者，電阻也不行能做到完全匹配。一般來說，電阻的誤差越小、差動增益越大，共模抑制比越高。電路的差模輸入電阻為R 2R 〔1-35〕id 1電路的共模輸入電阻為R 1(Ric 2

R2//rid

)1(R2

R2)i這種差分放大電路構造簡潔但輸入阻抗較低增益調整困難使其應用受到很大限制。例1.2.6 試設計半導體壓阻電橋傳感器的放大電路，增益為 10。傳感器直流信號范圍U=0~300mV，要求負載電阻為10kΩ。i〔〕由于信號源為橋路信號，應選取圖0所示差分放大電路。選用OP07r

=60MΩ，r=60Ω，U=30μV，I=4nA。io

id o io電路的輸出電壓最大值U =AU =0.3×10=3V，故取電源電壓為±5V可滿足要求。om f im選擇電阻10kΩR

=2Rid

=10kΩ，則R

=5kΩE24系列標稱11值，R11

=5.1kΩ。Ω1Ω由增益A=10，可得Rf

=51k 。2為保證足夠的共模抑制比，取R=R，R=R。3 1 4 2增益可調的差動放大器只電阻實行周密的同步調整，這增加了調整的難度?？蓪㈦娐返臉嬙焐约痈膭樱鐖D1-30所示，以實現差動放大電路的增益調整。圖中：α0~1之間取值。增益可調的根本差動放大電路u VRi1 R 1

V uo1R2u Vi2 R

V uo2RV1V u

2

2u uo1

2uo2 R R RV 2 2 2u u u u u o1 o1 o2 o1 o R R R2 2 2解得閉環(huán)增益u 1 RA o 2(1 ) 2

〔1-36〕f u u Ri2 i1 1因此可以通過簡潔地調整電位器而實現對閉環(huán)增益的調整。例1.2.7 承受集成運放設計差分放大器，其增益為4~102。輸入信號范圍為±0.1V。解〔〕由于要求差分放大器的增益可調，應選取圖0所示電路。為提高差分放大器性能，選用OP07超低失調集成運放，查產品手冊可得其失調電μ壓V=30 V，CMRR=126dB。μio電路的輸出電壓最大值uom=Afmaxuim=102×0.1=10.2V，故取電源電壓為±15V可滿足要求。選擇電阻依據式α1時，電路的增益最小，即RA 2(11) 2 4f R1可得，R=R。取R=R=10kΩ。當A=102時，由1 2 1 2 fA 2(11f

)102可得α=0.0210kΩ×0.02=200Ω200Ω10kΩ電位器串聯來替代，以便于限制增益的最大值。數字電路根底學問數字電路的信號只有兩種狀態(tài)：規(guī)律低或規(guī)律高，即通常所說的數字電路的信號只有兩種狀態(tài)：規(guī)律低或規(guī)律高，即通常所說的01狀態(tài)、0電平或1電平。數字電路包括數字脈沖電路和數字規(guī)律電路。前者爭論脈沖的產生、變換和測量；后者對數字信號進展算術運算和規(guī)律運算。脈沖電路單穩(wěn)態(tài)電路a)單穩(wěn)態(tài)電路是輸出只有一個穩(wěn)定狀態(tài)的電路。當電路輸出處于穩(wěn)定狀態(tài)時被觸發(fā)，輸出狀態(tài)隨之轉變，經過一段時間輸出a)b)T會恢復到原來的穩(wěn)定狀態(tài)。即單穩(wěn)態(tài)電路是指該電路的輸出信號只能在一種狀態(tài)〔規(guī)律高或低〕下是穩(wěn)定的，而當電路的輸出處在另一種狀態(tài)下時不能穩(wěn)定地保持住，會自動地回到穩(wěn)定的狀態(tài)。b)T圖1-31所示為單穩(wěn)態(tài)電路的信號狀態(tài)。 單穩(wěn)態(tài)電路的信號狀態(tài)示意低電平為穩(wěn)定狀態(tài)，而稱高電平為暫態(tài)。a)為輸入動身信號的波形；b)為輸出信號的波形，T單穩(wěn)態(tài)電路可以由分立元件、運放、門電路、時基電路和特地的單穩(wěn)集成電路構成。1-32R、R組成分壓電路，為運放1 2單電源運放構成的單穩(wěn)態(tài)電路A單電源運放構成的單穩(wěn)態(tài)電路1C充電被充電至電源電壓，1uVccAu為高a o電平。當輸入電壓u變?yōu)榈碗妼こ?，二極管D導i 1CDu突然降至低1 1 au>uAu

為低電平。1 a o當輸入電壓變高時，二極管D截止，電源電壓通1RC3

C1

ua

u1Auo

又變?yōu)楦唠娖?，實現了一次單穩(wěn)觸發(fā)。1-33所示。0u符合以下auiuiuua1Tuo t u Vcc(1ea

RC )V3 c3 Vc0

為電容充電開頭時的電壓，等于二極管D1u=ua 1

uo

由低電平變?yōu)楦唠娖剑瑒t電平變化的時間可以按下式求得VcctR C3 1由于

ln(

Vcc u1

V )C0

單穩(wěn)態(tài)電路的信號波形Ru 2 VccR1 R R1 2可得

(R R

)VcctR C

ln 1 2 3 1假設無視V，則c0

R Vcc (R1

R )V2 c0tR C3 1

ln(1

R 2)R1則單穩(wěn)態(tài)電路的脈沖寬度為TT tT R C ln(11 1 3 1

RR2) 〔1-37〕1明顯，轉變R、R的比值或R、C的數值，都會使單穩(wěn)延時時間發(fā)生變化。1 2 3 1圖1-34所示為承受與非門構成的單穩(wěn)態(tài)電路。當電路處于穩(wěn)態(tài)時，輸入 u為高電i與非門構成的單穩(wěn)態(tài)電路平，而輸出u 與非門構成的單穩(wěn)態(tài)電路o1 o2uui a而u 變?yōu)楦唠娖?，使得u點也呈高電平，則uo1 b o2為低電平，此后u 通過R給C充電，使u點電o1 1 1 b位逐步降低，電路處于暫態(tài)。當u點電位降低到b引發(fā)u 翻轉的閾值電平V 時，u 變?yōu)楦唠娖?，o2 TH o2使得u 變?yōu)榈碗娖?，電路進入穩(wěn)態(tài)，完成一次單o1穩(wěn)觸發(fā)。該電路可以同時給出兩種電平的單穩(wěn)信號。依據阻容電路的過渡過程原理V V3u V e 3b H TH其中，VH為信號高電平幅值，VTH為規(guī)律門由高電平向低電平翻轉的閾值電平。可得該單穩(wěn)態(tài)電路的脈沖寬度為TR C 1 1

VVH 〔1-38〕TH單穩(wěn)電路應用格外廣泛，一般用來產生肯定時間寬度的〔正或負〕脈沖信號。時鐘信號源電路在數字電路或系統(tǒng)中，常常需要各種時鐘信號，本節(jié)爭論幾種時鐘信號源電路的原理、功能和特點。阻容式時鐘信號源兩級反相式阻容時鐘源電路承受門電路和阻容元件可以構成對穩(wěn)定性和準確度要求不高的時鐘源電路兩級反相式阻容時鐘源電路圖中R和C分別是振蕩電路和振蕩電容。1假定在接通電源的初始時刻，電容C尚未充電，u為低電平〔即數字“0”〕，u為高電平〔即O X數字“1”〕，C兩端的電壓不能突變，故在此刻u也為“0”。u通過電阻R給電容C充y x 1電，uy

uy

上升至F1的閾值電平VTH

時，F1

輸出反相，即ux變?yōu)椤?”u變?yōu)椤?”C通過R放電，u隨放電進程呈指數規(guī)律下降。當uo 1 y y下降至非門F的閾值電平V 時，F輸出反相，即u變?yōu)椤?”，則u又變?yōu)椤?”。如此周而1 TH 1 x OVTHVTHuy1-36所示。1-35中的R2是削減電源變化所引起的工作頻率波動。通常R

>>R2

〔一般取R1

=10R〕。uxux充電過程對應的時間為T

，放電過1程對應的時間為T

，計算方法如下2T R1

Cln1

VT1TT1T2uoV VDD THT R2

ClnV DD1 VDDTH其中，V 為電源電壓，則波形周期為DDV2

兩級反相式阻容時鐘電路的信號波形TT T

RCln

DD 1 2

(V VDD TH

)V晶體時鐘源電路將V =V /2代入，得TH DDTTT1 2

RCln41.4R1

C 〔1-39〕1石英晶體時鐘信號源假設對頻率穩(wěn)定性要求比較高，可以將石英晶體與規(guī)律門電路組合，構成石英晶體時鐘信號源電路，如圖1-37所示。電路中FR組成反相放大器，利用RF偏置在線性放大區(qū)，R是反響電阻，一1 f f 1 f般取值5.1~30MΩ10MΩ。它可以使反相器在振蕩初始時處于線性工作區(qū)，不行以省略，否則可能不會起振。該電路屬于并聯型晶體振蕩電路，相當于電容三點式振蕩器。晶體相當于電感L，電阻和電容的串聯再并聯一個內部負載電阻，與電容C、C構成正反響1 2選頻電路。C、C為外接負載電容，實際上是電容三點式電路的分壓電容，接地點就是分壓1 2來看，形成一個正反響以保證電路持續(xù)振蕩。振蕩頻率f在晶體的并聯諧振頻率四周Cff[1 ic ]0 2(CoCC

C)LC 1 2 L CC1 2其中，f為并聯諧振頻率，C、C為晶振內部電容。一般通過調整C，微調振蕩頻率，即調0 ic o 2C，頻率會略有提高；調小C，有助于起振。2 1FCMOSTTL電平輸入的反相器，由于其輸入阻抗1不夠大，遠小于電路的反響阻抗。F的作用是將振蕩產生的正弦2波整形為方波。集成時基電路集成時基電路又稱為集成定時器，是一種數字、模擬混合的集成電路，產生時間延遲和多種脈沖信號，應用格外廣泛。35k電555電路。其電路類型有雙極型和CMOS型兩種，雙極型的電壓是+5~+15V，輸出的最大電流可達200mA；CMOS型的電源電壓為+3V~+18V，輸出驅動電流只有幾毫安。555電路的內部電路構造等效1-38電壓比較器，一個根本RS觸發(fā)器，一個

555時基電路內部構造等效電路圖放電開關管和輸出電路構成的。比較器的參考電壓由3個5k電阻構成的分壓器供給。設電Vcc，則高電平比較器和低電平比較器的參考電壓分別為(1/3)Vcc和(2/3)Vcc。電路中比較器的主要功能是對兩個輸入信號〕555RS觸發(fā)器是由兩個與非門穿插連接構成的。為了能使R-S觸發(fā)器直接置零，觸發(fā)MR端，只要在MR端置入低電平“0“，不管觸發(fā)器原來處于什么狀態(tài)，也不管它輸入端加的是什么信號，觸發(fā)器會馬上置零，即u=Q=0MR端也稱為總復位o端。555電路在使用中大多跟電容器的充放電有關，例如用555組成定時電路時，定時的RC后，應將電容C上的電荷放掉，為下一次定時工作做好預備。因此在555電路中特設了一個放電開關，它就是三極管V

。當555電路輸出端電平u =0時，Q=1，V

處于導通狀T o TQ態(tài)；當輸出端電平u=1時，=0,，V 處于截止狀態(tài)。因此三極管V 起到了一個開關的Qo T T作用。電容器C通常連接在“放電”端，當u=0時，開關閉合，為電容供給了一個接地的放o電通路；當u=1時，開關斷開，電容不能放電。o綜上所述，555電路有以下幾個特點:1①兩個輸入端觸發(fā)電平的要求不同。在“置位觸發(fā)”端加上小于32

Vcc的電壓時可以把觸發(fā)器置于“1“狀態(tài)，即U=1。在“閾值”端加上大于o 31

Vcc的電壓且“置位觸發(fā)”端電位高于3

Vcc的電壓時，觸發(fā)器置于“0“U=0。o②“強制復位”端低電平有效，電路正常工作時該端應為高電平。③U為低電尋常，“放電”端接地；當U為高電o o尋常，“放電”端對地開路。55581-39所示。6腳稱閾值端(TH)，是上比較器的輸入；2腳稱觸發(fā)端(TR)，是下比較器的輸入；3腳是輸出端(OUT)017腳是放電端(DIS)，它是內部放電管的輸出，有懸空和接地兩種狀態(tài)，

555時基電路引腳圖也是由輸入端的狀態(tài)打算；4腳是復位端(MR)，加上低電尋常可使輸出為低電平；5腳是掌握電壓端(V)，可用它轉變上下觸發(fā)電平值；8腳是電源端，1腳是地端。c555Vcc5~15V之間選擇。雙極型的555200mA的負載力量。利用555時基電路可以輕松地構成各種單穩(wěn)態(tài)、無穩(wěn)態(tài)電路，從而實現信號發(fā)生、波555時基電路構成的、實現上述幾種功能的電路?！?〕單穩(wěn)態(tài)電路Vccui0Vccuo0使用Vccui0Vccuo0VVc0(a)(b)構成的單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器及信號波形電路處于穩(wěn)定狀態(tài)時，輸出端uo

為低電平；放電管VT

7腳輸出低電平，即1ciV=06、76腳也為低電平；當u端〔2腳〕參加低于3ci

VCC的負向脈沖時，555的輸出端變?yōu)楦唠娖?，即uo=1；此時，電路處于置位階段，進入暫穩(wěn)態(tài)。當ui脈沖消逝后，555的輸出端仍為高電平；在暫穩(wěn)態(tài)期間，放電管VT截止，電源Vcc通過電阻R對電容器C充電，電容器上的電壓Vc呈指數規(guī)律上升tV VceRC)tc2當電容C上的電壓充到3

Vcc時，輸出端變?yōu)楦唠娖剑瑫r放電管VT

導通，電容上的電荷迅即放電，使V=0，電路又復原到穩(wěn)定狀態(tài)。參見圖1-40〔b〕示出的輸入、輸出及c電容端的信號波形圖。暫穩(wěn)態(tài)期間，電容上的電壓V

20上升到

Vcc的時間為t，則c 3 dRC2VccVcetd)3RC可得輸出uo

從輸入脈沖開頭時電平由高到低，在恢復為高電平的時間t d

1RCln( ) 〔1-40〕3即 t 1.1RC(秒)d從式〔1-40〕可見，555所構成的單穩(wěn)態(tài)電路的延遲時間與外加工作電壓Vcc無關，只取決于定時網絡的時間常數。但實際上，電源電壓對定時精度約有1%/V的影響。從保證芯片內運放工作的偏置電流和保護放電管兩方面考慮R的選取應滿足200Vcc R106Vcc為保證定時值的穩(wěn)定，電容的選取應滿足μAC的0.1μA，故應選用漏電流小的鉭電容或選用額定電壓遠遠高于所用電源電壓的電容。假設輸入信號為正向脈沖，則相應的單1-41所示。電路處于穩(wěn)定狀態(tài)時，輸入端〔6腳〕為低電平、〔2腳〕為高電平，輸出端u o1 o2

號為正向脈沖的555單穩(wěn)態(tài)電路VccV截T27腳輸出高電平，即uo2

=1Vi

端〔6腳〕參加高于3

Vcc的正向脈沖時，555的輸出端變?yōu)楦唠娖?，即u =0，同時放電管V導通放電，u =0；之后，電路進入暫穩(wěn)態(tài)，o1 T o2電容器C上的電荷通過電阻R對地放電，電容器上的電壓V呈指數規(guī)律下降cRCV VccetcRC1當電容C上的電壓下降到3

Vcc時，輸出端變?yōu)楦唠娖健瞮o1

=1〕，V截T止，uo2=1，電路又復原到穩(wěn)定狀態(tài)。暫態(tài)脈沖的寬度td=1.1RC?！?〕無穩(wěn)態(tài)電路無穩(wěn)態(tài)電路即多諧振蕩器電路。其根本電路1-42上電時，由于電容C上的電壓不能突變，即V=0，故兩個輸入端2腳〔TR〕、6腳〔TH〕分別c1 2低于 Vcc和 Vcc，使得輸出端3腳為高電3 3平，即V=“1”555內部的放電管截止，呈o開路狀態(tài)，Vcc便通過電阻R、R對電容C充電，1 2V端電壓呈指數規(guī)律上升。當Vc 2

隨時間增加，達

555多諧振蕩器根本電路到 Vcc時，輸出端呈低電平，即V3Vcu=“0”。放電管隨之導通，電容上的電荷oR到放電管放電，當放電使V降至2 c1

VccVcc3Vccu3

=“1”。

1 Vcc1-43所示，重復呈現，就實現了無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩。輸出信號高電平的持續(xù)時間就是Vc1 2

t0u T Tot1 t2 t從 VCC充電到3 3

VCC所需的時間 0t，其變化規(guī)律為1

t 1

無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩波形圖 t V(t)Vcc(1ec

(RR1

)C) Vcce(RR)C123122 t 32

(RR1

)C)t時，V=c 3

Vcc，可求得t (R1

R )Cln10.693(R2 2

R )C2輸出信號低電平的持續(xù)時間就是V從

2 1Vcc放電到 Vcc所需的時間t

c 3 3 2律為2 t V (t) Vcce c 31t時，V=c 3

Vcc，可求得t R2

Cln12

0.693R C2則可得振蕩周期Tt t1 2

0.693(R1

R)C0.693RC2 20.693(R1輸出波形的占空比D為

2R )C2Dt1

(R R )1 2T (R1

2R )2R>>R1時，D≈50%，即輸出波形接近方波。2依據以上推導，可得出以下結論：Vcc無關，僅與R、R和C的值有關；1 2振蕩波的占空比與C的大小無關，僅與R、R的值有關。比可調的555多諧振蕩電路1-44所示的電路。當輸出端u=“1”o態(tài)，電源通過電阻R〔即R+W 〕和二極管DA 1 1上 1對電容C充電；Vc

端電壓呈指數規(guī)律上升。當2Vc 3

Vcc平，即u=“0”。放電管隨之導通，電容上的電荷o經R〔即R+W 〕和二極管D

到放電管放電，B 2 1下 21當放電使V降至c 3

Vcc時，輸出端翻轉為u=“1”。o充電時間t 0.693(R W1 1

R 〕CD1其中，W 為電位器W靠近R局部的電阻，R 為二極管D的導通電阻。1上 1 1 D1 1放電時間t 0.693(R W2 2 \l“_TOC_250000“

R 〕CD2其中，W 為電位器W靠近R局部的電阻，R 為二極管D的導通電阻。1下 1 2 D2 2D1、D2的導通電阻相等，則振蕩周期為Ttt1 2

0.693(RR1

W2R )C1 D1占空比D為t

(R W R )D1 1 1上 D1 T (R R1 2

W 2R )1 D1式中，R1、R2、W1和RD1均為定值，調整電位器W1的中心點，可轉變W1上的阻值，實現了占空比可調。規(guī)律電路開關規(guī)律電路傳感開關及開關信號的規(guī)律處理開關信號整形電路開關信號整形電路可以將不太標準的凹凸電平坦理為符合電路要求的信號。通常承受單門限電壓比較器來實現這個功能，如圖1-45所示。圖中R和R對電源電壓V 進展分1 2 cc5腳得到輸入信號凹凸電平的門限電壓URU低于該值，U輸出高電平，否則輸出低電平。Ri o 3V電平要求。

=+5VTTLcc的存在，UU

點四周可能會產生屢次觸發(fā)的現象，為了避開過零點屢次觸發(fā)的現象，可i R施密特整形電路施密特整形電路RU 5 VccR R R4 5當輸出U為高電尋常〔=Vcc〕，觸發(fā)翻轉的輸入信o號12R R12iL R2

U R

R1VccR2當輸出Uo為低電尋?！?0V〕，觸發(fā)翻轉的輸入信號R RU 1 2UiH R R2假設取Vcc=5V，電阻值按圖中所示取值，則可得UR=2.5V，UiL=2V，UiH=3V。還可以選取數字集成電路來實現開關量的整形740~18V4000系列的數字集成電路。假設認為多個開關量信號的共同作用可能導致一個結果的發(fā)生條件用規(guī)律電路來實現這樣的關系。這被稱作組合規(guī)律。設有A、B、C三個開關信號，當信號為高電尋常，認為信號為規(guī)律“1”，信號為低電尋常，信號為規(guī)律“0”。這三個信號與大事發(fā)生C=“1”AB信號不同，則大事發(fā)生，假設AB信號一樣，則大事不發(fā)生；而且，當C=“0”時，無論A與B信號如何，大事均不發(fā)生。設大事發(fā)生為F=“1”，則FA、B、C之間的規(guī)律關系為FC(ABAB)用規(guī)律電路來表示，上述關系如圖1-47所示。

實現規(guī)律關系的電路假設規(guī)律關系比較簡單，可承受卡諾圖方法來關心設計。CMOS模擬開關模擬開關是一種在數字信號掌握下將模擬信號接通或斷開的元件或電路。依據實現切換功能所使用的開關形式，模擬開關可分為機械觸點式和電子式兩大類。盡管在某些開關性能方面，電子開關不如機械觸點式開關，如有較大的導通電阻〔數量級，而機械觸點式開關則為m級，且斷開電阻也不如機械觸點式開關大。但因其響應速度高，掌握功耗小等優(yōu)點，廣泛應用于測控系統(tǒng)中。雙向模擬開關圖1-48所示的是四－雙向模擬開關CD4066的外引腳圖， CD4066外引線圖其工作方式是當V 為低電尋常開關處于斷開狀態(tài)當Vcon con為高電尋常，開關處于導通狀態(tài)。其凹凸電平的數值，與供電電1-3不同供電電壓的掌握電平供電電壓低電平高電平5V<供電電壓低電平高電平5V<1V>3.5V10V<2V>7V15V<2V>11V開關的導通電阻〔典型值〕：R開關的截止電阻〔典型值〕：R

<500Ωon>50MΩoff利用四－雙向模擬開關CD4066，可以組成單刀單擲、單刀雙擲、雙刀單擲、雙刀雙擲四種根本開關電路。如圖1-49所示。假設有條件，也可以直接選用集成的單刀雙擲、雙刀單擲或雙刀雙擲模擬開關電路。模擬多路開關在測控系統(tǒng)中，往往需要同時采樣將各傳感器的信號輪番傳送到測量系統(tǒng)中。模擬多路開關可以完成多路到一路的切換,稱為多路開關；也可以完成一個電路既能完成多路到一路的切換，又能完成一路到多