基于.SIMULINK的并網(wǎng)逆變器的仿真設(shè)計研究

...wd......wd......wd...計算機(jī)輔助工程設(shè)計課程設(shè)計與報告題目：基于SIMULINK的并網(wǎng)逆變器的仿真研究基于SIMULINK的并網(wǎng)逆變器的仿真研究第一章緒論課題背景及研究意義當(dāng)今社會，資源、環(huán)境和能源問題仍困擾著世界的開展。對此，各國對開發(fā)利用新型能源、使用清潔能源的需求日益迫切，尤其是中國，地廣人多，是能源消耗大國。目前，國內(nèi)更多的依靠火電、水電和核聚變發(fā)電來供電。然而火電生產(chǎn)排放大量的硫化物、粉塵等嚴(yán)重污染空氣，影響氣候變遷，其來源化石能源也將消耗殆盡；水電建設(shè)成本高，資源有限，還會給江河系統(tǒng)造成不可逆的破壞；核電在安全方面有缺陷，一旦核泄漏，將給環(huán)境造成消滅性的破壞，日本福島核泄漏事故就是一個活生生的例子。因此，人類不得不尋求更加清潔、安全的替代能源。進(jìn)入21世紀(jì)后，各國政府都在大力鼓勵研究清潔可再生能源，太陽能、風(fēng)能、地?zé)崮?、潮汐能等環(huán)境能量開發(fā)技術(shù)獲得快速開展，其中尤以風(fēng)能和太陽能應(yīng)用最多。由于我國資源分布不均衡，有些地方如內(nèi)蒙古、沿海，有的地方太陽能蘊(yùn)藏量大，如xx，但這些地方發(fā)出的電當(dāng)?shù)夭⒉荒芡耆{，而其他一些地區(qū)那么因負(fù)荷過重而缺電，因此將電資源豐富的地方發(fā)出的電并入電網(wǎng)是明智之舉。然而，分布型電能并入電網(wǎng)需要做到與電網(wǎng)同頻同一樣幅值，目前并網(wǎng)技術(shù)成為了新能源發(fā)電的瓶頸技術(shù)。因此，本文通過從并網(wǎng)逆變器的設(shè)計著手研究新能源并網(wǎng)技術(shù)，具有一定實際意義。1.2并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)新能源發(fā)電并入電網(wǎng)的電能必須滿足以下3個條件[5]：〔1〕電壓幅值：紋波幅值≤10%。〔2〕頻率：頻差≤0.3Hz[1]。〔3〕相位一樣，相序一樣，且相位差≤20°。表1-1并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)化指標(biāo)容量〔KVA〕電壓差〔V，%〕相位差〔Φ，°〕頻率差〔f，Hz〕0-50010200.3500-15005150.21500-100003100.1表1-2電壓諧波技術(shù)指標(biāo)N諧波N＞1111≤N＜1717≤N＜2323≤N＜3535≤N總諧波〔THD〕%4.02.01.50.60.35.01.3本文研究的內(nèi)容本文主要研究并網(wǎng)逆變器的設(shè)計方法及其控制策略的實現(xiàn)方法。為獲得與電網(wǎng)同頻同相等幅、單位功率因數(shù)、低畸變率的并網(wǎng)電壓電流，本文通過SPWM雙閉環(huán)控制。本文的主要研究工作歸納如下：〔1〕分別建設(shè)新能源發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型，并在Simulink上進(jìn)展仿真驗證?！?〕探討控制策略，詳細(xì)地研究雙閉環(huán)控制的設(shè)計方法?！?〕計算、設(shè)置逆變器主電路及控制電路各器件的參數(shù)值，在Simulink上進(jìn)展仿真調(diào)試，使得仿真結(jié)果符合設(shè)計的指標(biāo)，分析仿真結(jié)果。第二章并網(wǎng)逆變器的建模與仿真2.1逆變器的拓?fù)錁?gòu)造簡介與比較新能源發(fā)電輸出的既有交流電也有直流電，如風(fēng)能，發(fā)電機(jī)輸出的是交流電，通常要先進(jìn)展整流，再通過逆變器并網(wǎng)；而太陽能，發(fā)電輸出的是直流電，那么可直接逆變并網(wǎng)。逆變器常見的拓?fù)錁?gòu)造有雙PWM逆變型、不可控整流+SPWM逆變型、不可控整流+Z源逆變拓?fù)錁?gòu)造。本文以風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器為例對并網(wǎng)逆變器的拓?fù)錁?gòu)造作簡要介紹與比較。2.1.1雙PWM型拓?fù)錁?gòu)造雙PWM型逆變器電路圖如圖2-1所示，風(fēng)電機(jī)輸出的交流電通過AC-DC-AC變換器并入電網(wǎng)，其中整流環(huán)節(jié)和逆變環(huán)節(jié)均使用PWM全控型三相電橋。此種電路有一定優(yōu)點(diǎn)：通用性較強(qiáng)，機(jī)側(cè)和網(wǎng)側(cè)的控制電路、控制算法相似，能靈活控制風(fēng)電并網(wǎng)，且并網(wǎng)電能質(zhì)量較好，因此，目前該拓?fù)錁?gòu)造比較主流。但該拓?fù)錁?gòu)造也有其固有缺點(diǎn)：首先，太多的電力電子器件導(dǎo)致系統(tǒng)諧波難以控制；其次，PWM整流器使用全控型三相電橋，增加了系統(tǒng)成本，雖然系統(tǒng)穩(wěn)定性提高了，但是高昂的成本使得其性價比還不如不可控整流+SPWM逆變拓?fù)錁?gòu)造。圖2-1雙PWM型拓?fù)錁?gòu)造2.2.2不可控整流+SPWM逆變型拓?fù)錁?gòu)造不可控整流+SPWM逆變型拓?fù)錁?gòu)造如圖2-2所示，整流橋的開關(guān)器件是二極管，逆變橋的開關(guān)器件是全控型電力電子器件[2]。該拓?fù)錁?gòu)造的顯著優(yōu)點(diǎn)是成本低，控制簡單。當(dāng)然也有其缺點(diǎn)，即機(jī)側(cè)功率因數(shù)可能不為1。圖2-2不可控整流+SPWM逆變型拓?fù)錁?gòu)造2.2.3不可控整流+Z源逆變拓?fù)錁?gòu)造Z源逆變器電路圖如圖2-3所示，Z源逆變器的主電路有電流源型和電壓源型，負(fù)載有感性負(fù)載和容性負(fù)載，上下橋臂允許直通，這不同于傳統(tǒng)電橋[3]。由此可見Z源逆變器控制更加靈活，更能適應(yīng)風(fēng)電的隨機(jī)性，增強(qiáng)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。但是該拓?fù)錁?gòu)造控制復(fù)雜，目前還處于研發(fā)階段，應(yīng)用較少。圖2-3不可控整流+Z源逆變拓?fù)錁?gòu)造綜合上述三種拓?fù)錁?gòu)造的比較，考慮到性價比，本文采用不可控整流+SPWM逆變型拓?fù)錁?gòu)造。2.3逆變器的建模與解耦分析2.3.1三相電壓全控型逆變器的工作原理三相電壓全控型逆變器的構(gòu)造如圖2-4所示，直流側(cè)電壓用一個直流電壓源代表發(fā)電機(jī)輸出電能整流之后的直流電壓水平，用表示。直流側(cè)電容起穩(wěn)定直流電壓和濾波的作用，網(wǎng)側(cè)是無中性線的連接方式，LR組成濾波器。為簡化逆變器數(shù)學(xué)模型的推導(dǎo)，現(xiàn)做以下合理假設(shè)[5]：〔1〕電網(wǎng)電壓是穩(wěn)定的純粹弦波電壓，分別設(shè)為、、。〔2〕電路參數(shù)是三相對稱的?！?〕交流側(cè)濾波電感L為線性電感，無飽和。〔4〕主電路上的開關(guān)器件都是理想開關(guān)，沒有損耗。圖2-4三相電壓全控型逆變器的構(gòu)造圖任一時刻，三相橋的每對橋臂都只有一個開關(guān)導(dǎo)通，一個開關(guān)關(guān)斷?，F(xiàn)以相為例，說明該逆變器的工作原理：當(dāng)導(dǎo)通，關(guān)斷時，；當(dāng)關(guān)斷，導(dǎo)通時，。同理可根據(jù)-的導(dǎo)通關(guān)斷情況得出各個時刻、的電壓值。易知每一相輸出電壓都有正負(fù)電平兩個狀態(tài)，且正負(fù)電平出現(xiàn)的時間各占半個電平周期[10]。通過SPWM對-六個IGBT進(jìn)展合理控制就能輸出與電網(wǎng)電壓、頻率、相位、相序相符合的電能，實現(xiàn)安全并網(wǎng)。2.3.2逆變器的數(shù)學(xué)模型本文的目的是設(shè)計風(fēng)電并網(wǎng)逆變器，為此，首先要給逆變器建設(shè)數(shù)學(xué)模型，并將數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)化為便于在Simulink上進(jìn)展仿真的形式，然后搭建仿真模型，調(diào)試好參數(shù)，完成仿真。風(fēng)電并網(wǎng)逆變器的特點(diǎn)是多維度，強(qiáng)耦合，為了降低控制難度，增加控制的可靠性，就需要進(jìn)展解耦。因此，須進(jìn)展和坐標(biāo)變換，在坐標(biāo)系下建設(shè)數(shù)學(xué)模型，實現(xiàn)有功和無功的解耦控制[6]?；谇笆黾僭O(shè)，由逆變器的開關(guān)工作原理，并利用KCL和KVL，便可建設(shè)逆變器的數(shù)學(xué)模型。通?？刹捎瞄_關(guān)函數(shù)或通過占空比描述三相電橋建設(shè)逆變器數(shù)學(xué)模型。鑒于開關(guān)函數(shù)描述三相電橋比較準(zhǔn)確、直觀，易于理解，且方便仿真，本文采用開關(guān)函數(shù)法。1.坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型每對橋臂都只有兩種狀態(tài)，同一時刻，一對橋臂上一個開關(guān)導(dǎo)通另一個開關(guān)那么關(guān)斷，因此，三相全橋逆變器一共有8種開關(guān)狀態(tài)。可對逆變器開關(guān)函數(shù)做如下定義：如表2-1所示，逆變器的8種開關(guān)狀態(tài)下逆變器輸出電壓與直流側(cè)電壓的關(guān)系，表中、、是逆變器輸出的相電壓，、、是線電壓。表2-1逆變器8種開關(guān)狀態(tài)下交流側(cè)輸出電壓與直流側(cè)電壓的關(guān)系開關(guān)狀態(tài)〔，，〕相電壓〔，，〕線電壓〔，，〕由表2-1可以歸納出用、、表示逆變器交流側(cè)輸出的相電壓與線電壓的方程式，即：由KCL導(dǎo)出逆變器各相回路電壓方程：其中，式中，——電網(wǎng)相電壓的幅值；——電網(wǎng)基波角頻率?；啞?.4〕式可得逆變器交流側(cè)三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：觀察〔6〕式可知，坐標(biāo)系下的逆變器模型中各相電路參數(shù)之間彼此獨(dú)立，所以該逆變器是一個線性解耦系統(tǒng)，可通過調(diào)節(jié)輸出電壓改變交流側(cè)電流從而控制逆變器。但逆變器模型中仍包含隨時間變換的交流量，具有多變量、強(qiáng)耦合的特點(diǎn)，非常不方便設(shè)計控制系統(tǒng)。因此需要進(jìn)展坐標(biāo)變換，把三相靜止坐標(biāo)系下的逆變器模型轉(zhuǎn)化到兩一樣步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中，把模型中的交流量變換成直流量，到達(dá)解耦控制有功功率與無功功率的目的，使功率因數(shù)接近1。2.坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型可以根據(jù)兩種原那么進(jìn)展坐標(biāo)變換，其一是根據(jù)“等量〞原那么，變換前后通用矢量相等，變換矩陣前的系數(shù)為；其二是根據(jù)“等功率〞原那么，變換前后功率相等，變換矩陣前的系數(shù)為[2]。本文采用“等功率〞原那么進(jìn)展坐標(biāo)變換。取相繞組的軸線與軸重合，軸超前軸90°，那么坐標(biāo)變換前后兩坐標(biāo)系上的模型參數(shù)有如下對應(yīng)關(guān)系[7]：用坐標(biāo)系中的變量代換坐標(biāo)系下所得模型中的變量，整理得坐標(biāo)系下的逆變器數(shù)學(xué)模型：分析〔11〕式可知，雖然在坐標(biāo)系下的逆變器模型已經(jīng)解耦合，但是模型中仍有交流量，故仍需進(jìn)展坐標(biāo)變換。3．坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型在坐標(biāo)系中，由于坐標(biāo)分量都是靜止的直流量，可按照直流控制系統(tǒng)的設(shè)計方法設(shè)計逆變器控制系統(tǒng)，變量要少很多，且沒有耦合，比在坐標(biāo)系下直接設(shè)計控制系統(tǒng)簡單得多。設(shè)零時刻坐標(biāo)系的軸與坐標(biāo)系的軸重合，代表有功分量，軸超前軸90°，代表無功分量。根據(jù)瞬時無功理論，軸按電網(wǎng)電壓矢量方向，從坐標(biāo)系變換到坐標(biāo)系，其變換矩陣一定是時間的函數(shù)，兩坐標(biāo)系的參數(shù)關(guān)系如下[2]：式中，，，，——坐標(biāo)系中的變量；，，，——坐標(biāo)系中的變量；——電網(wǎng)基波角頻率。整理可得坐標(biāo)系下的逆變器模型：化簡得：第三章逆變器的控制策略上一章分析了風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)主電路的構(gòu)成，建設(shè)了各主要模塊的數(shù)學(xué)模型以及仿真模型。本章將對逆變器的控制策略及控制系統(tǒng)的設(shè)計方法進(jìn)展詳細(xì)闡述，為逆變器的仿真打下根基。3.1直驅(qū)式風(fēng)電并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)的構(gòu)造框圖由于該系統(tǒng)是三相對稱系統(tǒng)，就交流量的基波分量而言，逆變器模型中的交軸分量和直軸分量在穩(wěn)態(tài)時均為直流變量，故本文采用雙閉環(huán)控制策略，以中間直流電壓反響作為電壓外環(huán)進(jìn)展PI調(diào)節(jié)，以網(wǎng)側(cè)電流反響作為電流內(nèi)環(huán)進(jìn)展PI調(diào)節(jié)?？紤]到風(fēng)電的波動性、隨機(jī)性、擾動性較火電水電都要強(qiáng)，本文采用SPWM對雙閉環(huán)調(diào)節(jié)的結(jié)果進(jìn)展控制。由第2章的〔17〕式可知，軸電流與軸電流的變化會互相影響，、既受控制量，的影響，還受耦合項，擾動以及網(wǎng)側(cè)電壓，的影響，耦合程度強(qiáng)，因此，本文采取前饋解耦控制策略來控制電流。本文采用PI調(diào)節(jié)器控制電壓和電流，由KCL和KVL可得到，的控制方程如下：式中，，——逆變器輸出電壓的、分量；，——逆變器交流側(cè)給定電流的、分量；，——電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器比例、積分調(diào)節(jié)增益。電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸出即為SPWM逆變器交流側(cè)的給定電壓[9]，將〔18〕式代入〔17〕式，整理得：〔19〕式說明，可以通過引入電流反響，實現(xiàn)電流內(nèi)環(huán)的解耦控制。具體就是分別在、軸的電流PI調(diào)節(jié)器輸出結(jié)果中注入、軸電流信息的分量，且注入分量與被控制量產(chǎn)生的耦合量大小相等、方向相反，并引入電網(wǎng)的反響電壓進(jìn)展補(bǔ)償[8]。本文所設(shè)計風(fēng)電逆變器總體的動態(tài)控制構(gòu)造框圖如圖3-1所示。圖中，是給定的中間直流電壓，是作為外環(huán)反響的中間直流電壓，二者之差作為PI調(diào)節(jié)器的調(diào)節(jié)信號進(jìn)入PI調(diào)節(jié)器進(jìn)展調(diào)控，調(diào)控的結(jié)果又作為內(nèi)環(huán)軸的給定電流。作為內(nèi)環(huán)反響的逆變器網(wǎng)側(cè)并網(wǎng)交流電流信號經(jīng)過坐標(biāo)變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下的直軸分量和交軸分量。賦值為0以獲得單位功率因數(shù)。軸和軸各自的反響量和給定量進(jìn)展比較后分別進(jìn)入獨(dú)立的PI調(diào)節(jié)器進(jìn)展獨(dú)立調(diào)控，PI調(diào)節(jié)器的輸出結(jié)果注入反響的電網(wǎng)電壓以及軸互相之間的耦合量進(jìn)展解耦，經(jīng)過坐標(biāo)變換將反響調(diào)控的結(jié)果變換到兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系，然后把信號交給SPWM調(diào)控，對逆變器三相橋上開關(guān)器件進(jìn)展控制，實現(xiàn)逆變器的控制。圖3-1逆變器的動態(tài)控制構(gòu)造圖3.2電流內(nèi)環(huán)的一般設(shè)計根據(jù)雙閉環(huán)控制先內(nèi)環(huán)后外環(huán)的原那么，本文先設(shè)計電流內(nèi)環(huán)，然后將電流內(nèi)環(huán)視為電壓外環(huán)的一局部，進(jìn)展電壓外環(huán)的設(shè)計[4]。根據(jù)〔18〕式可以畫出電流內(nèi)環(huán)的動態(tài)構(gòu)造框圖，此處僅對軸電流的控制進(jìn)展分析，內(nèi)環(huán)控制的動態(tài)構(gòu)造圖如圖3-2所示：圖3-2內(nèi)環(huán)控制的動態(tài)構(gòu)造圖圖3-2中，在CCM模式下，可將開關(guān)器件和逆變裝置近似為一階慣性環(huán)節(jié)，那么為三相橋開關(guān)器件和PWM逆變裝置的放大系數(shù)，是電流采用周期不計擾動的影響，且將PWM開關(guān)周期與最小時間常數(shù)0.5整合，那么可化簡得到如圖3-3示的電流內(nèi)環(huán)構(gòu)造圖。圖3-3電流內(nèi)環(huán)簡化構(gòu)造圖由于風(fēng)力發(fā)電逆變器控制系統(tǒng)需要良好的跟隨性能，才能適應(yīng)風(fēng)電的隨機(jī)性，而電流內(nèi)環(huán)控制的目的就是跟蹤風(fēng)的變換，故本文按典型型系統(tǒng)設(shè)計電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器。由圖3-3可得電流內(nèi)環(huán)典型型系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)：其中，式中，——PI調(diào)節(jié)器的放大系數(shù)；——系統(tǒng)等效電阻；——系統(tǒng)等效電感。取最正確阻尼比0.707，那么：求得PI調(diào)節(jié)器的放大系數(shù)和積分系數(shù)為：在設(shè)置仿真參數(shù)時，可參考〔22〕式和〔23〕大概計算PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)值。典型型系統(tǒng)的動態(tài)跟隨性能較好，但是其動態(tài)抗干擾性能較差，所以，在仿真過程中，上述兩個公式計算得到的參數(shù)值并非適宜值，只能作為調(diào)試的參考值需要反復(fù)調(diào)試才能得到適宜的參數(shù)值。3.3電壓外環(huán)的設(shè)計將電流內(nèi)環(huán)視為電壓外環(huán)的一個環(huán)節(jié)處理，那么電壓外環(huán)的動態(tài)構(gòu)造圖如圖3-4示。圖3-4電壓外環(huán)的動態(tài)構(gòu)造圖圖3-4中，，分別為電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的放大系數(shù)和積分系數(shù)。滯后環(huán)節(jié)代表電壓采樣延時，是開關(guān)頻率足夠高時電流內(nèi)環(huán)簡化的傳遞函數(shù)。與內(nèi)環(huán)化簡同理，不計負(fù)載擾動的影響，那么有電壓外環(huán)簡化的動態(tài)構(gòu)造圖如圖3-5所示。圖3-5電壓外環(huán)簡化的動態(tài)構(gòu)造圖電壓外環(huán)控制是為了穩(wěn)定逆變器直流側(cè)電壓，因此，電壓外環(huán)設(shè)計更注重穩(wěn)定性能，故本文按典型型系統(tǒng)設(shè)計電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器。由圖3-5可得開環(huán)傳遞函數(shù)為：取最正確中頻寬，并結(jié)合典型型系統(tǒng)PI控制器的整定關(guān)系：那么可得電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器參數(shù)設(shè)置的表達(dá)式：同電流內(nèi)環(huán)一樣，在設(shè)置仿真參數(shù)時，可參考〔27〕式大概計算外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)值，但只能作為調(diào)試的參考值，需要反復(fù)調(diào)試才能得到適宜的參數(shù)值。3.4本章小結(jié)本章主要研究逆變器的控制系統(tǒng)，現(xiàn)對本章所做工作歸納總結(jié)如下：〔1〕三相逆變器是多變量、強(qiáng)耦合的系統(tǒng)，本章首先進(jìn)展了逆變器的前饋解耦分析，建設(shè)了采用PI調(diào)節(jié)時雙環(huán)的數(shù)學(xué)模型，然后整理把握控制系統(tǒng)，分析其運(yùn)作過程?！?〕通過合理地假設(shè)、等效變換、化簡建設(shè)了電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)的數(shù)學(xué)模型，為第4章設(shè)置PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)進(jìn)展仿真提供了依據(jù)。第四章風(fēng)電并網(wǎng)逆變器的參數(shù)設(shè)計與仿真4.1并網(wǎng)逆變器技術(shù)指標(biāo)設(shè)電網(wǎng)額定頻率為50Hz，電網(wǎng)線電壓額定值為690v。本文取，再參考逆變器單相并網(wǎng)的標(biāo)準(zhǔn)化指標(biāo)，本文設(shè)計的直驅(qū)式風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器的技術(shù)指標(biāo)如表4-1所示：表4-1逆變器技術(shù)指標(biāo)額定輸入電壓〔，V〕1100電壓差〔，%〕5最大允許輸出電流〔A〕160相位差〔，°〕15并網(wǎng)線電壓有效值〔，V〕690頻率差〔，Hz〕0.24.2交流側(cè)電感的設(shè)計交流側(cè)的電感與電阻又叫RL濾波環(huán)節(jié)，可知電感的主要作用是濾除交流側(cè)電流中的諧波，使波形更接近于正弦波，同時還起到一個隔離作用，將逆變器交流側(cè)與電網(wǎng)相隔離，此外，交流側(cè)電感會產(chǎn)生無功功率輸給電網(wǎng)，影響系統(tǒng)的時間常數(shù)與功率因數(shù)，還可以影響逆變器控制系統(tǒng)的阻尼特性，利于系統(tǒng)穩(wěn)定性指標(biāo)的實現(xiàn)[17]。交流側(cè)電感的設(shè)計必須滿足瞬態(tài)電流跟蹤和電流諧波抑制兩個指標(biāo)，綜合兩個條件選取電感值。1.考慮瞬態(tài)電流跟蹤指標(biāo)以a相為例，根據(jù)第2章中逆變器的拓?fù)潆娐芬约敖ㄔO(shè)的數(shù)學(xué)模型并忽略交流側(cè)電阻R那么可得：本文采用功率因數(shù)為1的電流控制，穩(wěn)態(tài)時，電流上升過零處的電流變化率最大且為，此時，，當(dāng)開關(guān)狀態(tài)為〔011〕時，電流最大上升率為，可求得電感的最大值。由此可得不等式：即根據(jù)本文設(shè)計的逆變器指標(biāo)，V，rad/s，A，代入〔30〕式那么有mH。2.考慮諧波抑制指標(biāo)依舊以a相為例，根據(jù)穩(wěn)態(tài)條件下，時的電流變化量等于的電流變化量，可得到如下關(guān)系：式中，V，為最大諧波電流變化量，本文取25A，是開關(guān)周期，本文取0.0005s，故可求得：mH。綜合考慮兩個指標(biāo)，求得電感的值域為：，再考慮到電感值會對系統(tǒng)相位造成影響，本文取電感值為10mH。4.3直流側(cè)電容的設(shè)計直流側(cè)電容的主要作用是穩(wěn)定中間直流電壓同時濾除不可控整流輸出電壓中的紋波。此外，直流側(cè)會消耗無功功率，影響系統(tǒng)的時間常數(shù)與功率因數(shù)，還可以影響逆變器控制系統(tǒng)的阻尼特性，利于系統(tǒng)穩(wěn)定性指標(biāo)的實現(xiàn)。交流側(cè)電感的設(shè)計必須滿足直流電壓快速跟隨性和電壓諧波抑制兩個指標(biāo)，綜合兩個條件選取電容值。1.考慮直流電壓跟隨性指標(biāo)快速跟隨性即直流電壓從穩(wěn)態(tài)的最低值上升到額定直流電壓的上升時間指標(biāo)。不可控整流電路的輸出電壓與電網(wǎng)三相電壓線電壓的有效值以及相電壓幅值有如下關(guān)系：由歐姆定律，根據(jù)直流側(cè)額定電壓和系統(tǒng)容量可求得直流側(cè)額定負(fù)載：本文中取V，KVA，所以，。又本文電壓外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)器，外環(huán)給定的直流電壓為1100V，不計電流內(nèi)環(huán)的慣性作用，電容以最大電流充電，且電容的初始電壓為，故友如下關(guān)系：式中，——電容電壓從初始值上升到額定直流電壓的上升時間；——最大直流電流。一般應(yīng)小于系統(tǒng)規(guī)定的上升時間，由此可得：本文取為20ms，由〔32〕式可得V，由〔35〕式可得A，代入〔36〕式可得：F。2.考慮濾波作用電容電壓的紋波與電容值、直流電流之間的關(guān)系為：由設(shè)計指標(biāo)可知，直流電壓紋波幅值為：V，又一般直流電壓變化量要小于給定直流電壓變化量，故有：根據(jù)上述本文采用的數(shù)據(jù)代入〔18〕式，可求得：F。綜合考慮直流電壓跟隨性和紋波抑制指標(biāo)后，本文取電容的值為F。4.4PI調(diào)節(jié)器參數(shù)的計算4.4.1電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器取，RL濾波器中的電阻為，回路等效電阻為，等效電感為60mH[9]，那么可求得時間常數(shù)為：再將數(shù)據(jù)代入第三章的〔20〕式和〔21〕式，那么可求得電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)：4.4.2電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器在第3章的分析中可知，電壓外環(huán)的PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)由直流側(cè)電容值與PWM開關(guān)周期決定，由上文確定了電容值為2300F，代入〔3.8〕式即可求得電壓外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)：在第3章分析中，計算得到的PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)值只能作為調(diào)試的一個參考，適合系統(tǒng)的具體值要經(jīng)過反復(fù)調(diào)試才可確定。本文在逆變器的仿真調(diào)試中，確定的PI調(diào)節(jié)器參數(shù)值如表4-2所示：表4-2PI調(diào)節(jié)器參數(shù)值電流內(nèi)環(huán)比例系數(shù)〔〕3電壓外環(huán)比例系數(shù)〔〕0.66電流內(nèi)環(huán)積分系數(shù)〔〕100電壓外環(huán)積分系數(shù)〔〕0.014.5風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)仿真及結(jié)果分析風(fēng)電并網(wǎng)逆變器在Simulink上搭建的仿真電路模型如圖4-1所示，由于本文設(shè)計的重點(diǎn)是逆變器，仿真逆變器時忽略整流得到直流電壓之前的環(huán)節(jié)。為了仿真逆變器的并網(wǎng)性能，逆變器的直流側(cè)接一個1100V的直流電壓源，設(shè)以獲得單位功率因數(shù)。圖4-1風(fēng)電并網(wǎng)逆變器的仿真電路圖根據(jù)圖4-1仿真得到的仿真結(jié)果如圖4-2——4-4所示，分別為逆變器直流側(cè)電容電壓、逆變器交流側(cè)相電壓、網(wǎng)側(cè)電壓電流。圖4-2逆變器直流側(cè)電容電壓由圖4-2可知，逆變器直流側(cè)電容電壓紋波為0，這是因為使用了直流電壓源作為中間直流電壓，而電壓外環(huán)控制實現(xiàn)了穩(wěn)定直流側(cè)電壓的功能，且直流側(cè)電容有濾波作用。圖4-3逆變器交流側(cè)相電壓由圖4-3可知，逆變器交流側(cè)的輸出電壓接近正弦波，周期為0.02s，a相電壓幅值約為400v，線電壓幅值那么約為690v，在5%〔要求相電壓紋波小于20v，線電壓紋波小于35v〕的波動范圍內(nèi)，且波形穩(wěn)定規(guī)律，比較平滑，說明雙閉環(huán)控制參數(shù)設(shè)置合理，逆變器逆變效果良，實現(xiàn)了電壓的同頻同幅。圖4-4逆變器交流側(cè)相電流由圖4-4可知，逆變器交流側(cè)輸出的相電流周期為0.02s，幅值小于最大相電流160A，波形十分接近正弦波，說明逆變器輸出的電流能實現(xiàn)安全并網(wǎng)。圖4-5逆變器并網(wǎng)電壓與電流由圖4-5可知，并網(wǎng)電壓與電流之間的相位小于15°，滿足相位指標(biāo)，說明逆變器輸