ADI高速ADC的交流特征

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在越來越多的高科技領域里，設計師應該考慮到常見的轉換器性能特征。

量化

每種功能對轉換器交流性能均有影響。

由于數(shù)字轉換器用于分析連續(xù)輸入信號的代碼數(shù)量有限，其輸出會在鋸齒波形上產生誤差函數(shù)。鋸齒邊沿對應于ADC的碼字躍遷。

為了測量情況下的量化噪聲誤差，

式（1）給出的是N位轉換器的理論限制，因此這一數(shù)字只可作為判斷候選ADC的參考。

采樣

大家一般是采熟悉的是在大于采樣速率一半頻率的（fs/2）下混疊信號能量的特性。

現(xiàn)實中，采樣器混疊所有奈奎斯特區(qū)上的信號。

顯示為fa的帶外信號能量不一定來自預期信號源。這是失真性能的一項重要考慮因素。

通過在信號鏈內采樣器輸入之前加入基帶抗混疊濾波器，可以減小采樣器可用的帶外信號能量。為抗混疊濾波器過渡帶提供了一些頻譜空間。

如果ADC量化噪聲與交流輸入信號無關，則噪聲分布于奈奎斯特區(qū)中。在這種情況下，過采樣還會通過加寬奈奎斯特區(qū)減少有效量化噪聲，從而在采樣速率加倍時將SNR增加3dB，抗混疊濾波器可削弱帶外信號成分，使其混疊鏡像保持在本底噪聲以下。

如果輸入信號鎖定在采樣頻率的整數(shù)約數(shù)處，在這種情況下，量化噪聲將表現(xiàn)為關于信號諧波的群集。所以在選擇采樣速率時，應仔細考慮應用信號的頻譜特性。

SINAD和ENOB

如果失真積和帶外頻譜成分混疊無法保持在本底噪聲以下，則會形成SINAD。轉換器在輸入信號額定條件下將以dB表示SINAD。轉換器ENOB可能是ADC常提到的交流規(guī)格，它便是以位而非dB表示的SINAD：

如果失真積和混疊信號能量保持在本底噪聲以下，則SINAD=SNR。在此情況下，式（2）只是式（1）對N求解的調整形式。更常見的情況是SINAD<SNR。由于轉換器SINAD取決于工作和信號條件，目標應用可實現(xiàn)的SINAD（以及相應的ENOB）取決于如何驅動ADC。

盡管ENOB常被提及，但它不足以描述高速轉換器的性能。眾所周知，高速轉換器擁有多個參數(shù)，單個數(shù)字不可能囊括整張規(guī)格表的描述內容。因此只要不過度依賴ENOB，其數(shù)值可作為候選轉換器性能比較的一個合理起點。

SINAD對頻率特性曲線更有價值，許多高速轉換器會將其呈現(xiàn)在數(shù)據(jù)手冊內。圖2所示曲線可幫助使用者針對應用所需頻率鑒別典型性能，而不局限于轉換器制造商為數(shù)據(jù)手冊規(guī)格表選定的頻率點。

孔徑抖動噪聲

式（1）的量化噪聲是以理想數(shù)字轉換器為前提，其中假設了無噪聲信號和時鐘源。在真實電路中，信號到達ADC輸入端時，已經含有先前信號處理階段帶來的噪聲和失真積。噪聲成分通常與量化噪聲無關，因此會加入平方根之和：

其中en（i）是來自作用源的噪聲，作用源處于由m個不相關源組成的系統(tǒng)內。

作用源之一來自采樣時鐘邊沿時序的不確定性，產生孔徑抖動噪聲?？梢哉f，該噪聲得出采樣器正在針對移動目標捕捉交流信號的事實。采樣邊沿時序的變化導致采樣器捕捉幅度的統(tǒng)計分布，即噪聲。如圖3所示。信號頻率越高，信號斜率或壓擺率越大，因此邊沿時序既定變化導致的幅度誤差越大。這樣，既定孔徑抖動量的效果便取決于信號頻率。

由孔徑抖動引起的SNR為：

其中f為信號頻率，tj為均方根孔徑抖動。通常，挑選ADC時存在的問題是目標應用在既定頻率信號的SNR要求下可以容忍的幅度抖動。整理式(3)得出：

除了轉換器內的抖動源外，應用電路內也有抖動源。因此，電路實現(xiàn)的凈性能與轉換器選擇和設計其他方面(通常是時鐘產生電路和電路板布局)的品質都有關系。

為了解抖動影響既定ENOB信號頻率的程度，可分別考慮1ps和2ps抖動噪聲遠超其他性能限制參數(shù)的兩個系統(tǒng)。整理式(4)，可以針對既定抖動計算產生指定ENOB（或SNR）的信號頻率，如表1所示。

失真積

信號鏈內的非線性造成了許多失真積，通常是HD2、HD3、IMD2和IMD3。線性電路內的失真傾向于隨信號接近有源元件線性工作范圍的極限而逐漸增加。在代碼空間突然結束的ADC內則非如此。

因此，重要的是輸入跨度內有足夠的范圍容納需要進行低失真量化的預期輸入幅度，特別是在處理復雜寬帶信號時。終，選擇標稱輸入幅度是為了平衡信號跨度余量，避免限制優(yōu)化SNR的需要。

顧名思義，諧波失真會產生數(shù)倍于信號頻率的信號偽像。相比之下，交調失真源自包含兩個或兩個以上頻率信號的信號處理非線性，從而產生輸入頻率之和或差。

在窄帶應用中，嚴格調諧的抗混疊濾波器可削弱某些諧波失真積，甚至IMD2的加性分量，如圖4所示。另一方面，出現(xiàn)在2f2-f1和2f1-f2的IMD3減性分量由于可出現(xiàn)在信號頻譜內而較為不利。

無雜散動態(tài)范圍（SFDR）

SFDR（無雜散動態(tài)范圍）衡量的只是相對于轉換器滿量程范圍（dBFS）或輸入信號電平（dBc）的差頻譜偽像。比較AD