第4章 傳輸技術(shù)

第4章傳輸技術(shù)

4.1模擬調(diào)制技術(shù)

4.2模擬信號的數(shù)字傳輸

4.3數(shù)字基帶傳輸技術(shù)

4.4數(shù)字頻帶傳輸技術(shù)4.1模擬調(diào)制技術(shù)幅度調(diào)制角度調(diào)制（非線性調(diào)制）

調(diào)制的定義：是按原始電信號的變化規(guī)律去改變載波某些參量的過程。

調(diào)制的方式：模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制；正弦波和脈沖調(diào)制。調(diào)制的目的：進(jìn)行頻譜搬移，把調(diào)制信號的頻譜搬移到所希望的位置上，從而提高系統(tǒng)信息傳輸?shù)挠行院涂煽啃?。調(diào)制的種類：AM、DSB-SC、SSB、VSB、FM和PM。4.1.1幅度調(diào)制（線性調(diào)制）幅度調(diào)制的一般模型

定義：用調(diào)制信號去控制高頻正弦載波的幅度，使其按調(diào)制信號的規(guī)律變化的過程。

若假設(shè)濾波器為全通網(wǎng)絡(luò)：為了保證包絡(luò)檢波時(shí)不發(fā)生失真，必須滿足

常規(guī)雙邊帶調(diào)幅（AM）

AM信號是帶有載波的雙邊帶信號，它的帶寬為基帶信號帶寬的兩倍，即AM信號的解調(diào)調(diào)制的逆過程叫做解調(diào)。AM信號的解調(diào)方法有兩種：相干解調(diào)和包絡(luò)檢波解調(diào)。相干解調(diào)用一個低通濾波器，就無失真的恢復(fù)出原始的調(diào)制信號：包絡(luò)檢波法包絡(luò)檢波法電路由二極管D、電阻R和電容C組成。RC滿足條件：這時(shí)，包絡(luò)檢波器的輸出與輸入信號的包絡(luò)十分相近，即：抑制載波的雙邊帶調(diào)幅DSB信號不能進(jìn)行包絡(luò)檢波，需采用相干解調(diào)；除不含有載頻分量離散譜外，DSB信號的頻譜由上下對稱的兩個邊帶組成。故DSB信號是不帶載波的雙邊帶信號，它的帶寬為基帶信號帶寬的兩倍。

DSB信號只能采用相干解調(diào)，則乘法器輸出為：經(jīng)低通濾波器濾除高次項(xiàng)，得

DSB信號的解調(diào)單邊帶調(diào)制（SSB）由于DSB信號的上、下兩個邊帶是完全對稱的，皆攜帶了調(diào)制信號的全部信息，因此，從信息傳輸?shù)慕嵌葋砜紤]，僅傳輸其中一個邊帶就夠了。SSB信號的產(chǎn)生濾波法單邊帶調(diào)制（SSB）SSB信號的解調(diào)SSB信號的解調(diào)也不能采用簡單的包絡(luò)檢波，需采用相干解調(diào)，乘法器輸出為：經(jīng)低通濾波后的解調(diào)輸出為殘留邊帶調(diào)制（VSB）殘留邊帶調(diào)制是介于單邊帶調(diào)制與雙邊帶調(diào)制之間的一種調(diào)制方式，它既克服了DSB信號占用頻帶寬的問題，又解決了單邊帶濾波器不易實(shí)現(xiàn)的難題。在殘留邊帶調(diào)制中，除了傳送一個邊帶外，還保留了另外一個邊帶的一部分。殘留邊帶信號的解調(diào)4.1.2

角度調(diào)制（非線性調(diào)制）線性調(diào)制不同，已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分，故又稱為非線性調(diào)制。角度調(diào)制可分為頻率調(diào)制（FM）和相位調(diào)制（PM）。即載波的幅度保持不變，而載波的頻率或相位隨基帶信號變化。

角度調(diào)制的基本概念角度調(diào)制信號的一般表達(dá)式為瞬時(shí)相位；瞬時(shí)相位偏移；瞬時(shí)頻率；瞬時(shí)頻偏。所謂相位調(diào)制，是指調(diào)相信號可表示為：所謂頻率調(diào)制，是指瞬時(shí)頻率偏移隨基帶信號而線性變化，即則可得調(diào)頻信號為

可見，F(xiàn)M和PM非常相似，如果預(yù)先不知道調(diào)制信號的具體形式，則無法判斷已調(diào)信號是調(diào)頻信號還是調(diào)相信號。如果將調(diào)制信號先微分，再進(jìn)行調(diào)頻，則可得到調(diào)相信號；如果將調(diào)制信號先積分，再進(jìn)行調(diào)相，則可得到調(diào)頻信號。從以上分析可見，調(diào)頻與調(diào)相并無本質(zhì)區(qū)別，兩者之間可以互換。數(shù)字通信系統(tǒng)具有許多優(yōu)點(diǎn)而成為當(dāng)今通信的發(fā)展方向。然而自然界的許多信息經(jīng)各種傳感器感知后都是模擬量，例如電話、電視等通信業(yè)務(wù)，其信源輸出的消息都是模擬信號。若要利用數(shù)字通信系統(tǒng)傳輸模擬信號，一般需三個步驟：（1）把模擬信號數(shù)字化，即模數(shù)轉(zhuǎn)換（A/D）；（2）進(jìn)行數(shù)字方式傳輸；（3）把數(shù)字信號還原為模擬信號，即數(shù)模轉(zhuǎn)換（D/A）。4.2模擬信號的數(shù)字傳輸由于A/D或D/A變換的過程通常由信源編（譯）碼器實(shí)現(xiàn)，所以我們把發(fā)端的A/D變換稱為信源編碼，而收端的D/A變換稱為信源譯碼。如語音信號的數(shù)字化叫做語音編碼。模擬信號數(shù)字化的方法：波形編碼和參量編碼。波形編碼是直接把時(shí)域波形變換為數(shù)字代碼序列，比特率通常在16kb/s~64kb/s范圍內(nèi)，接收端重建信號的質(zhì)量好。參量編碼是利用信號處理技術(shù)，提取語音信號的特征參量，再變換成數(shù)字代碼，其比特率在16kb/s以下，但接收端重建(恢復(fù))信號的質(zhì)量不夠好。目前用的最普遍的波形編碼方法有脈沖編碼調(diào)制(PCM)和增量調(diào)制（ΔM）。采用脈碼調(diào)制的模擬信號的數(shù)字傳輸系統(tǒng)如圖4-8所示，首先對模擬信息源發(fā)出的模擬信號進(jìn)行抽樣，使其成為一系列離散的抽樣值，然后將這些抽樣值進(jìn)行量化并編碼，變換成數(shù)字信號。這時(shí)信號便可用數(shù)字通信方式傳輸。在接收端，則將接收到的數(shù)字信號進(jìn)行譯碼和低通濾波，恢復(fù)原模擬信號。圖4-8脈沖編碼調(diào)制系統(tǒng)2.2.3時(shí)域抽樣信號和抽樣定理測控系統(tǒng)（如傳感器）能提供的原始信號多是連續(xù)信號，必須經(jīng)過離散化才能交由計(jì)算機(jī)作進(jìn)一步處理。時(shí)域抽樣（采樣、取樣）指時(shí)間上的離散化，也就是每隔一定時(shí)間間隔提取原始信號的瞬間值，得到“抽樣信號”。2.2.3時(shí)域抽樣信號和抽樣定理抽樣是把時(shí)間上連續(xù)的模擬信號變成一系列時(shí)間上離散的抽樣值的過程。能否由此樣值序列重建原信號，是抽樣定理要回答的問題。2.2.3時(shí)域抽樣信號和抽樣定理抽樣定理的大意是，如果對一個頻帶有限的時(shí)間連續(xù)的模擬信號抽樣，當(dāng)抽樣速率達(dá)到一定數(shù)值時(shí)，那么根據(jù)它的抽樣值就能重建原信號。也就是說，若要傳輸模擬信號，不一定要傳輸模擬信號本身，只需傳輸按抽樣定理得到的抽樣值即可。抽樣定理是模擬信號數(shù)字化的理論依據(jù)。2.2.3時(shí)域抽樣信號和抽樣定理根據(jù)信號是低通型的還是帶通型的，抽樣定理分低通抽樣定理和帶通抽樣定理；根據(jù)用來抽樣的脈沖序列是等間隔的還是非等間隔的，又分均勻抽樣和非均勻抽樣；根據(jù)抽樣的脈沖序列是沖擊序列還是非沖擊序列，又可分理想抽樣和實(shí)際抽樣。1.理想抽樣2.實(shí)際抽樣3.時(shí)域抽樣定理1.理想抽樣可以用一個如圖2.10所示的理想模型（沖激抽樣、理想抽樣）來研究抽樣過程。抽樣脈沖是脈寬為零的單位沖激信號，其頻譜是周期性的。圖2.10(a)圖2.10(b)圖2.10(c)可以看到，理想抽樣信號的頻譜是原連續(xù)信號頻譜的周期性延拓，延拓周期為抽樣頻率，也就是在周期性沖激函數(shù)頻譜各條譜線的位置上，按比例對原信號頻譜進(jìn)行復(fù)制。2.實(shí)際抽樣實(shí)際的抽樣過程通常是用電子開關(guān)來實(shí)現(xiàn)的，如圖2.11所示，電子開關(guān)每隔一定時(shí)間接通一次，每次接通時(shí)間為（這個值不可能為零）。

圖2.11圖2.12示意了這個過程的時(shí)域、頻域變化?？梢钥吹?，抽樣信號的頻譜也是原信號頻譜的“周期性復(fù)制”，只是復(fù)制受到抽樣函數(shù)（矩形脈沖的頻譜特性）的限制。圖2.12(a)圖2.12(b)圖2.12(c)注：實(shí)際應(yīng)用中還有其他的抽樣形式，如平頂抽樣等。

3.時(shí)域抽樣定理抽樣是對原始信號一種常見的處理方式，雖然這樣的處理會舍去信號在抽樣間隔中的波形，但抽樣定律告訴我們：只要滿足一定的條件，抽樣過程也能保全原信號的所有特征，也就是說，能由抽樣信號無失真地恢復(fù)原始信號。低通抽樣定理一個頻帶限制在內(nèi)的連續(xù)信號，如果抽樣頻率大于或等于，則可以由抽樣序列無失真地重建（恢復(fù)）原始信號。該定理告訴我們：若m(t)的頻譜在某一角頻率ωH以上為零，則m(t)中的全部信息完全包含在其間隔不大于1/(2fH)秒的均勻抽樣序列里。換句話說，在信號最高頻率分量的每一個周期內(nèi)起碼應(yīng)抽樣兩次?；蛘哒f，抽樣速率fs（每秒內(nèi)的抽樣點(diǎn)數(shù)）應(yīng)不小于2fH，若抽樣速率fs＜2fH，則會產(chǎn)生失真，這種失真叫混疊失真。

δT(t)是周期性函數(shù)，它的頻譜δT(ω)必然是離散的，不難求得

抽樣過程可看成是m(t)與δT(t)相乘，即抽樣后的信號可表示為設(shè)抽樣脈沖序列是一個周期性沖擊序列，它可以表示為根據(jù)沖擊函數(shù)性質(zhì)，m(t)與δT(t)相乘的結(jié)果也是一個沖擊序列，其沖擊的強(qiáng)度等于m(t)在相應(yīng)時(shí)刻的取樣值m(nTs)。抽樣后信號ms(t)可表示為上述關(guān)系的時(shí)間波形如圖2-10(a)、(c)、(e)所示。根據(jù)頻率卷積定理，抽樣后信號的頻譜為

式中M(ω)是低通信號m(t)的頻譜，其最高角頻率為ωH，如圖2-10(b)所示。

由沖擊卷積性質(zhì)，上式可寫成抽樣后信號的頻譜Ms(ω)由無限多個間隔為ωs的M(ω)相疊加而成，這意味著抽樣后的信號ms(t)包含了信號m(t)的全部信息。如果ωs≥2ωH，

即

也即圖2–10抽樣過程各信號及對應(yīng)頻譜示意圖如果ωs＜2ωH，即抽樣間隔Ts＞1/(2fH)，則抽樣后信號的頻譜在相鄰的周期內(nèi)發(fā)生混疊，如圖所示，此時(shí)不可能無失真地重建原信號。

因此必須要求滿足Ts≤1/(2fH)，m(t)才能被ms(t)完全確定，這就證明了抽樣定理。顯然，Ts=是最大允許抽樣間隔，它被稱為奈奎斯特間隔，相對應(yīng)的最低抽樣速率fs=2fH稱為奈奎斯特速率。頻域已證明，將Ms(ω)通過截止頻率為ωH的低通濾波器后便可得到M(ω)。

帶通抽樣定理實(shí)際中遇到的許多信號是帶通型信號。如果采用低通抽樣定理的抽樣速率fs≥2fH，對頻率限制在fL與fH之間的帶通型信號抽樣，肯定能滿足頻譜不混疊的要求。但這樣選擇fs太高了，它會使0~fL一大段頻譜空隙得不到利用，降低了信道的利用率。為了提高信道利用率，同時(shí)又使抽樣后的信號頻譜不混疊，那么fs到底怎樣選擇呢？帶通信號的抽樣定理將回答這個問題帶通抽樣定理對帶通信號而言，若抽樣頻率滿足（2.16）則可以由抽樣序列無失真地重建恢復(fù)原始信號。其中

為不超過的最大正整數(shù)。

可知，而則在到之間變動。此時(shí)的抽樣頻率低于低通抽樣定律的要求。脈沖振幅調(diào)制(PAM)連續(xù)波調(diào)制是以連續(xù)振蕩的正弦信號作為載波。然而，正弦信號并非是惟一的載波形式，時(shí)間上離散的脈沖串，同樣可以作為載波。脈沖調(diào)制就是以時(shí)間上離散的脈沖串作為載波，用模擬基帶信號m(t)去控制脈沖串的某參數(shù)，使其按m(t)的規(guī)律變化的調(diào)制方式。通常，按基帶信號改變脈沖參量（幅度、寬度和位置）的不同，把脈沖調(diào)制又分為脈幅調(diào)制(PAM)、脈寬調(diào)制(PDM)和脈位調(diào)制(PPM)。PAM、PDM、PPM信號波形脈沖振幅調(diào)制脈沖振幅調(diào)制(PAM)是脈沖載波的幅度隨基帶信號變化的一種調(diào)制方式。按抽樣定理進(jìn)行抽樣得到的信號ms(t)就是一個PAM信號。但是，用沖激脈沖序列進(jìn)行抽樣是一種理想抽樣的情況，是不可能實(shí)現(xiàn)的。因?yàn)闆_擊序列在實(shí)際中是不能獲得的，即使能獲得，由于抽樣后信號的頻譜為無窮大，對有限帶寬的信道而言也無法傳遞。因此，在實(shí)際中通常采用脈沖寬度相對于抽樣周期很窄的窄脈沖序列近似代替沖激脈沖序列，從而實(shí)現(xiàn)脈沖振幅調(diào)制。這里我們介紹用窄脈沖序列進(jìn)行實(shí)際抽樣的兩種脈沖振幅調(diào)制方式：自然抽樣的脈沖調(diào)幅和平頂抽樣的脈沖調(diào)幅。自然抽樣的脈沖調(diào)幅自然抽樣又稱曲頂抽樣，它是指抽樣后的脈沖幅度（頂部）隨被抽樣信號m(t)變化，或者說保持了m(t)的變化規(guī)律。設(shè)模擬基帶信號m(t)的波形及頻譜如圖所示，脈沖載波以s(t)表示，它是寬度為τ，周期為Ts的矩形窄脈沖序列，其中Ts是按抽樣定理確定的，這里取Ts=1/(2fH)。圖自然抽樣的PAM波形及頻譜由頻域卷積定理知ms(t)的頻譜為其頻譜如圖(d)所示，它與理想抽樣（采用沖擊序列抽樣）的頻譜非常相似，也是由無限多個間隔為ωs=2ωH的M(ω)頻譜之和組成。其中,n=0的成分是(τ/Ts)M(ω)，與原信號譜M(ω)只差一個比例常數(shù)(τ/Ts)，因而也可用低通濾波器從Ms(ω)中濾出M(ω)，從而恢復(fù)出基帶信號m(t)。比較理想抽樣和自然抽樣，發(fā)現(xiàn)它們的不同之處是:

理想抽樣的頻譜被常數(shù)1/Ts加權(quán)，因而信號帶寬為無窮大；自然抽樣頻譜的包絡(luò)按Sa函數(shù)隨頻率增高而下降，因而帶寬是有限的，且?guī)捙c脈寬τ有關(guān)。τ越大，帶寬越小，這有利于信號的傳輸，但τ大會導(dǎo)致時(shí)分復(fù)用的路數(shù)減小，顯然τ的大小要兼顧帶寬和復(fù)用路數(shù)這兩個互相矛盾的要求。平頂抽樣的脈沖調(diào)幅平頂抽樣又叫瞬時(shí)抽樣，它與自然抽樣的不同之處在于它的抽樣后信號中的脈沖均具有相同的形狀——頂部平坦的矩形脈沖，矩形脈沖的幅度即為瞬時(shí)抽樣值。平頂抽樣PAM信號在原理上可以由理想抽樣和脈沖形成電路產(chǎn)生，其原理框圖及波形如圖所示，其中脈沖形成電路的作用就是把沖激脈沖變?yōu)榫匦蚊}沖。圖平頂抽樣信號及其產(chǎn)生原理框圖這就是說，ms(t)是由一系列被m(nTs)加權(quán)的沖激序列組成，而m(nTs)就是第n個抽樣值幅度。經(jīng)過矩形脈沖形成電路，每當(dāng)輸入一個沖激信號，在其輸出端便產(chǎn)生一個幅度為

m(nTs)的矩形脈沖q(t)，因此在ms(t)作用下，輸出便產(chǎn)生一系列被m(nT)加權(quán)的矩形脈沖序列，這就是平頂抽樣PAM信號mq(t)。它表示為設(shè)脈沖形成電路的傳輸函數(shù)為H(ω)=Q(ω)，則輸出的平頂抽樣信號頻譜Mq(ω)為

Mq(ω)=Ms(ω)Q(ω)(7.2-5)利用式（7.1-6）取樣Ms(ω)的結(jié)果，上式變?yōu)?/p>

(7.2-6)由上式看出，平頂抽樣的PAM信號頻譜Mq(ω)是由Q(ω)加權(quán)后的周期性重復(fù)的M(ω)所組成，由于Q(ω)是ω的函數(shù)，如果直接用低通濾波器恢復(fù)，得到的是Q(ω)M(ω)/Ts，它必然存在失真。為了從mq(t)中恢復(fù)原基帶信號m(t)，可采用圖7-13所示的解調(diào)原理方框圖。在濾波之前先用特性為1/Q(ω)頻譜校正網(wǎng)絡(luò)加以修正，則低通濾波器便能無失真地恢復(fù)原基帶信號m(t)。

在實(shí)際應(yīng)用中，平頂抽樣信號采用抽樣保持電路來實(shí)現(xiàn)，得到的脈沖為矩形脈沖。在后面將講到的PCM系統(tǒng)的編碼中，編碼器的輸入就是經(jīng)抽樣保持電路得到的平頂抽樣脈沖。在實(shí)際應(yīng)用中，恢復(fù)信號的低通濾波器也不可能是理想的，因此考慮到實(shí)際濾波器可能實(shí)現(xiàn)的特性，抽樣速率fs要比2fH選的大一些，一般fs=（2.5~3）fH。例如語音信號頻率一般為300~3400Hz，抽樣速率fs一般取8000Hz。

以上按自然抽樣和平頂抽樣均能構(gòu)成PAM通信系統(tǒng)，也就是說可以在信道中直接傳輸抽樣后的信號，但由于它們抗干擾能力差，目前很少實(shí)用。它已被性能良好的脈沖編碼調(diào)制(PCM)所取代。4.3數(shù)字基帶傳輸技術(shù)引言數(shù)字基帶信號基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型基帶信號的頻譜特性基帶傳輸波形的形成基帶傳輸?shù)淖罴鸦拖到y(tǒng)的誤碼性能眼圖基帶傳輸中的時(shí)域均衡

1、引言

從消息傳輸角度看，數(shù)字通信系統(tǒng)通常包括兩個重要變換：消息與數(shù)字基帶信號之間的變換由發(fā)、收終端設(shè)備來完成：把離散的或連續(xù)的消息轉(zhuǎn)換成數(shù)字的基帶信號，或反之?dāng)?shù)字基帶信號與信道信號之間的變換由調(diào)制和解調(diào)器完成然而，在數(shù)字通信中并非所有實(shí)際系統(tǒng)都要經(jīng)過以上兩個變換基帶傳輸系統(tǒng)定義：不使用調(diào)制和解調(diào)裝置而直接傳送基帶信號的系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)：信道信號形成器信道接收濾波器抽樣判決器干擾頻帶傳輸系統(tǒng)定義：包括了調(diào)制和解調(diào)過程的傳輸系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)：調(diào)制器信道解調(diào)器干擾2、數(shù)字基帶信號數(shù)字基帶信號就是消息代碼的電波形以由矩形脈沖組成的基帶信號為例，介紹幾種最基本的基帶信號波形：單極性波形基帶信號的零電位及正電位分別與二進(jìn)制符號0及1一一對應(yīng)特點(diǎn)：在一個碼元時(shí)間內(nèi)，不是有電壓，就是無電壓；電脈沖之間無間隔；極性單一雙極性波形基帶信號的正、負(fù)電位分別與二進(jìn)制符號0、1一一對應(yīng)特點(diǎn)：電脈沖之間也無間隔；當(dāng)0、1符號等可能出現(xiàn)時(shí)，它將無直流成分。單極性歸零波形單極性波形的歸零形式電脈沖寬度比碼元寬度窄，每個脈沖都回到零電位雙極性歸零波形雙極性波形的歸零形式對應(yīng)每一符號都有零電位的間隙產(chǎn)生，即相鄰脈沖之間必定留有零電位的間隔差分波形/相對碼波形把信息符號0和1反映在相鄰碼元的相對變化上的波形特點(diǎn)：在形式上與單極性或雙極性波形相同；但它代表的信息符號與碼元本身電位或極性無關(guān)，而僅與相鄰碼元的電位變化有關(guān)多值波形（多電平波形）多于一個二進(jìn)制符號對應(yīng)一個脈沖的波形由于一個脈沖可以代表多個二進(jìn)制符號，故在高速率數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中，采用這種信號形式是適宜的基帶信號的表示：實(shí)際上，組成基帶信號的單個碼元波形并非一定是矩形的根據(jù)實(shí)際的需要，還可有多種多樣的波形形式，比如升余弦脈沖、高斯形脈沖、半余弦脈沖等等這說明，信息符號并不是與唯一的基帶波形相對應(yīng)。若令g1(t)代表二進(jìn)制符號的“0”，g2(t)代表“1”，碼元的間隔為Ts，則基帶信號可表示成：

(3-1)式中，an表示第n個信息符號所對應(yīng)的電平值（0、1、-1、1等）an是信息符號所對應(yīng)的電平值，是一個隨機(jī)量，因此，通?；鶐盘柖际且粋€隨機(jī)脈沖序列。

3、基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型對傳輸用的基帶信號的主要要求：對各種代碼的要求期望將原始信息符號編制成適合于傳輸用的碼型傳輸碼型的選擇對所選碼型的電波形要求期望電波形適宜于在信道中傳輸基帶脈沖的選擇?；鶐盘柺侵竵碜杂?jì)算機(jī)數(shù)據(jù)終端的信號信號與信道匹配是基帶傳輸?shù)幕舅枷氡M量減小碼型頻譜中的高頻分量

基帶信號的高頻分量越大,對鄰近線路產(chǎn)生的干擾就越嚴(yán)重.由上述兩點(diǎn)可以看出，傳輸碼型的高頻和低頻部分均需要受到限制.一般說來，較理想的傳輸碼型的能量譜應(yīng)集中在碼束附近為好。其頻譜特性示意圖如3所示。使得碼型頻譜中沒有直流分量，而且低頻分量盡量少選擇傳輸碼型的原則碼流中應(yīng)含有時(shí)鐘頻率分量，以便于接收端從碼流中提取同步信息

在基帶數(shù)據(jù)傳輸中，收發(fā)雙方必須同步，同步信息是接收端再生原始信息所不可缺少的。碼型變換設(shè)備應(yīng)簡單可靠對噪聲及碼間干擾，應(yīng)有一定的抗干擾能力

這樣便于實(shí)時(shí)監(jiān)測傳輸系統(tǒng)信號的傳輸質(zhì)量，有利于基帶傳輸系統(tǒng)的維護(hù)與使用。碼流中“1”和“0”的統(tǒng)計(jì)概率應(yīng)各占1/2,避免碼流中出現(xiàn)長連“0”或長連“1”。

長“1”或長“0”會帶來較多的直流分量，也不容易提取出同步信號來.傳號交替反轉(zhuǎn)碼編碼規(guī)則：“1”

交替變成“＋1”和“－1”， “0”仍保持為“0”，例：消息碼：010110001 AMI碼：0+10-1+1000-1優(yōu)點(diǎn)：沒有直流分量、譯碼電路簡單、能發(fā)現(xiàn)錯碼缺點(diǎn)：出現(xiàn)長串連“0”時(shí)，將使接收端無法取得定時(shí)信息?！?B/1T”碼－1位二進(jìn)制碼變成1位三進(jìn)制碼。常見的傳輸碼型：AMI碼首先，將消息碼變換成AMI碼然后，檢查AMI碼中連“0”的情況：當(dāng)沒有發(fā)現(xiàn)4個以上（包括4個）連“0”時(shí)，則不作改變，AMI碼就是HDB3碼。當(dāng)發(fā)現(xiàn)4個或4個以上連“0”的碼元串時(shí)，就將第4個“0”變成與其前一個非“0”碼元（“＋1”或“－1”）同極性的碼元。將這個碼元稱為“破壞碼元”，并用符號“V”表示，即用“+V”表示“＋1”，用“－V”表示“－1”。

HDB3碼--3階高密度雙極性碼為了保證相鄰“V”的符號也是極性交替：*當(dāng)相鄰“V”之間有奇數(shù)個非“0”碼元時(shí)，這是能夠保證的。*當(dāng)相鄰“V”之間有偶數(shù)個非“0”碼元時(shí)，不符合此“極性交替”要求。這時(shí)，需將這個連“0”碼元串的第1個“0”變成“＋B”或“－B”。B的符號與前一個非“0”碼元的符號相反；并且讓后面的非“0”碼元符號從V碼元開始再交替變化。例：消息碼:100001000011000011AMI碼:-10000+10000-1+10000-1+1HDB3碼:-1000-V+1000+V-1+1-B00-V+1-1

-1000-1+1000

+1

-1+1

-1

00

-1

+1-1

譯

碼：

-10000+1

0000

-1+1

0000

+1-1

1000010000110000 11譯碼：發(fā)現(xiàn)相連的兩個同符號的“1”時(shí)，后面的“1”及其前面的3個符號都譯為“0”。然后，將“+1”和“-1”都譯為“1”，其它為“0”。優(yōu)點(diǎn)：除了具有AMI碼的優(yōu)點(diǎn)外，還可以使連“0”碼元串中“0”的數(shù)目不多于3個，而且與信源的統(tǒng)計(jì)特性無關(guān)。編碼規(guī)則：消息碼“0”傳輸碼“01”

消息碼“1”傳輸碼“10”

例：

消息碼：

11

0

0

10

1 雙相碼：1010

01

01

10

01

10 譯碼規(guī)則：消息碼“0”和“1”交替處有連“0”和連“1”，可以作為碼組的邊界。優(yōu)缺點(diǎn)：只有2電平，可以提供定時(shí)信息，無直流分量；

但是占用帶寬較寬。+E-E1001雙相碼－曼徹斯特碼編碼規(guī)則：消息碼“1”用中點(diǎn)處電壓的突跳表示，或者說用“01”或“10”表示；消息碼“0”單個消息碼“0”不產(chǎn)生電位變化，連“0”消息碼則在邊界使電平突變，或用“11”或“00”表示00消息碼：10110001雙相碼：10011010 0101

0110雙相碼波形：雙相碼相位：0 00

0密勒碼：密勒碼特點(diǎn)：當(dāng)“1”之間有一個“0”時(shí)，碼元寬度最長（等于兩倍消息碼的長度）。這一性質(zhì)也可以用來檢測誤碼。產(chǎn)生：雙相碼的下降沿正好對應(yīng)密勒碼的突變沿。因此，用雙相碼的下降沿觸發(fā)雙穩(wěn)觸發(fā)器就可以得到密勒碼。00消息碼：10110001雙相碼：10011010 0101

0110雙相碼波形：雙相碼相位：0 00

0密勒碼：0CMI碼：CMI碼－傳號反轉(zhuǎn)碼編碼規(guī)則：消息碼“1”交替用“11”和“00”表示消息碼“0”用“01”表示分組碼，它把消息碼流的n位二進(jìn)制碼元編為一組，并變換成為m位二進(jìn)制的碼組，其中m>n。后者有2m種不同組合。由于m>n，所以后者多出(2m–2n)種組合。在2m種組合中，可以選擇特定部分為可用碼組，其余部分為禁用碼組，以獲得好的編碼特性。雙相碼、密勒碼和CMI碼等都可以看作是1B2B碼。在光纖通信系統(tǒng)中，常選用m=n+1，例如5B6B碼等。除了nBmB碼外，還可以有nBmT碼等等。nBmT碼表示將n個二進(jìn)制碼元變成m個三進(jìn)制碼元。nBmB碼4、基帶信號的頻譜特性是一個隨機(jī)序列的譜分析問題準(zhǔn)備工作：設(shè)一個二進(jìn)制的隨機(jī)脈沖序列如下圖：這里g1(t)和g2(t)分別表示信息符號的0和1，Ts為每一碼元的寬度假設(shè)序列中任一碼元時(shí)間Ts內(nèi)g1(t)和g2(t)出現(xiàn)的概率分別為P和1-P，且認(rèn)為它們的出現(xiàn)互不依賴（統(tǒng)計(jì)獨(dú)立），則該序列s(t)可由式(3-1)表征，或者寫成

(3-2)其中確定s(t)的功率譜密度Ps(ω)：其中：fs是碼元速率，為函數(shù)；P和1-P分別為基帶隨機(jī)信號中出現(xiàn)信號g1(t)和g2(t)的概率；G1(f)和G2(f)分別是g1(t)和g2(t)的傅里葉變換了解功率譜密度Ps(ω)的意義：了解脈沖序列頻譜的特點(diǎn)，從而大致可掌握傳輸某一數(shù)據(jù)信號所需要的帶寬。利用它的離散譜是否存在這一特點(diǎn)，將使我們明確能否從脈沖序列中直接提取離散分量舉例：例4-1：試求信息序列中“0”和“1”等概率出現(xiàn)的雙極性歸零碼的功率譜密度。脈沖寬度為，幅度為。例4-2：試求雙極性不歸零碼的功率譜密度。設(shè)“1”碼出現(xiàn)的概率為P=1/2，脈沖寬度為=T，幅度為例4-3：試求“0”、“1”等概率出現(xiàn)的單極性歸零碼的功率譜密度。例4-1由于在雙極性碼中g(shù)1(t)=-g2(t),即A，0tτg1(t)=0，其它t-A，0tτg2(t)=0，其它t例4-1所以，其傅里葉變換

G1(f)=-G2(f)=G(f)

=AτSa(πfτ)e-jπfτp(f)=fs

|G(f)|2=A2fsτ2Sa2(πfτ)當(dāng)τ=T/2=1/2fs時(shí)，為半占空碼例4-2將τ=T代入4-1結(jié)果即可，p(f)=

A2TSa2(πfT)5、基帶傳輸波形的形成基帶數(shù)據(jù)傳輸模型回顧圖中：{ak}是發(fā)送的數(shù)據(jù)序列：兩個/多個狀態(tài)；前后可以獨(dú)立，也可以不獨(dú)立。發(fā)送濾波器信道接收濾波器抽樣判決器干擾{ak}{a’k}12理想低通網(wǎng)絡(luò)的波形形成 （理想低通傳輸特性）1H(f)-fNfNf2πftd理想低通的傳遞函數(shù)H(f)：沖激響應(yīng)h(t)：網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)的傅里葉反變換推導(dǎo)：沖激響應(yīng)h(t)的特點(diǎn)：在t=td處有一最大值(2fN)在最大值兩邊作均勻間隔的衰減波動，以t=td為中心每隔1/(2fN)秒出現(xiàn)一個過零點(diǎn)。Nyquist第一準(zhǔn)則如系統(tǒng)等效網(wǎng)絡(luò)具有理想低通特性，且截止頻率為fN時(shí)，則該系統(tǒng)中允許的最高碼元（符號）速率為2fN，此時(shí)系統(tǒng)輸出波形在峰值點(diǎn)上不產(chǎn)生前后符號間干擾。fN

稱為Nyquist頻帶；2fN波特稱為Nyquist速率；T=1/2fN稱為Nyquist間隔。系統(tǒng)的最高頻帶利用率為2Bd/Hz幅度滾降特性的低通網(wǎng)絡(luò)的波形形成基于理想低通：非物理可實(shí)現(xiàn)：幅頻特性尖銳截止要求收端定時(shí)準(zhǔn)確：沖激響應(yīng)的前導(dǎo)、后尾很大提出問題：尋找一個傳輸系統(tǒng)，既可實(shí)現(xiàn)，又能滿足奈氏第一準(zhǔn)則的基本要求？思路：對理想低通的幅頻特性加以修改，使其在fN附近不是銳截止——物理可實(shí)現(xiàn)部分響應(yīng)系統(tǒng)基于理想低通：基于幅度滾降系統(tǒng)：盡管波形的前導(dǎo)、后尾波動減少但所需頻帶要加寬，頻帶利用率降低可見頻帶利用率與碼間干擾的消除是一對矛盾提出問題：尋求一種可實(shí)現(xiàn)的傳輸系統(tǒng)，允許存在一定的、受控制的碼間干擾（在接收端可加以消除）系統(tǒng)既能使頻帶利用率提高到理論上的最大值，又可降低對定時(shí)取樣精度的要求——稱為部分響應(yīng)系統(tǒng)思路：使形成波的表達(dá)式分母隨時(shí)間很快增加，從而加快整個形成波的前導(dǎo)和后尾的衰減。一般性原理(又稱相關(guān)編碼)原理框圖：說明：利用N個T時(shí)延單元，由N+1個序列組合而成；第一類部分響應(yīng)編碼：利用兩個在時(shí)間上錯開T的Sa(2πfNt)波形相加：

g(t)=Sa(2πfNt)+Sa(2πfN(t-T))=……相關(guān)編碼規(guī)則：ck=bk+bk-1（模2加）說明：在|t|較大時(shí)，g(t)按1/t2減少，隨著t的增大，減小得比Sa(2πfNt)波形更快。g(t)的帶寬與sinx/x波形相同，用該g(t)作為系統(tǒng)的基本傳輸波形可達(dá)到極限速率（2Bd/Hz)g(t)波形在t=0與t=T時(shí)刻都等于1，有符號間干擾。但該干擾是固定的，在收端可將其去除。存在問題：誤碼擴(kuò)散——接收時(shí)因信道噪聲使接收判決錯誤，就可能使下一個碼也發(fā)生誤判。解決方法：在發(fā)端采用預(yù)編碼：bk=ak+bk-1（模2加）第四類部分響應(yīng)編碼：第一類部分響應(yīng)信號的頻譜是余弦型的，對應(yīng)的功率譜密度也是這樣的形狀，頻率越低，功率譜密度越大。這種信號經(jīng)過低頻特性不好的信道會帶來信號失真若基帶信號還要經(jīng)過單邊帶調(diào)制，則要求基帶信號的低頻分量越小越好?；诖耍Ｍ玫揭粋€正弦型的頻譜信號。將時(shí)間上錯開2T的兩個Sa(2πfNt)波形相減作為系統(tǒng)的基本傳輸波形：

g(t)=Sa(2πfNt)-Sa(2πfN(t-2T))=……相關(guān)編碼規(guī)則：ck=bk-bk-2（模2加）發(fā)端預(yù)編碼：bk=ak+bk-2（模2加）6、基帶傳輸?shù)淖罴鸦?/p>

和系統(tǒng)的誤碼性能回顧——基帶傳輸波形的形成目標(biāo)：在無噪聲情況下，通過形成濾波器得到一個接近或達(dá)到極限傳碼速率下無符號間干擾的傳輸波形形成濾波器包括發(fā)、收濾波器和信道共同組成基帶傳輸問題：在噪聲條件下，如何將形成濾波器的特性H(f)分配到發(fā)、收濾波器，以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最佳化：在噪聲條件下分配形成濾波器的特性H(f)到發(fā)、收濾波器，以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)并使接收濾波器的輸出有最大信噪比思路設(shè)發(fā)、收濾波器的傳遞函數(shù)分別為T(f)、R(f)；信道傳遞函數(shù)為C(f)=ke-j2πftd

（k、td為常數(shù)），即假定信道已被完善均衡；信道噪聲n(t)的雙邊功率譜密度為N(f)。于是最佳化也就是在噪聲條件下選取T(f)及R(f)使得既滿足形成濾波器特性要求：T(f)·C(f)·R(f)=H(f)又能使接收濾波器的輸出有最大信噪比，以保證系統(tǒng)誤碼率最小，可靠性最大。思路可以證明：最佳接收濾波器傳遞函數(shù)為

|R(f)|=|H(f)|1/2/N1/4(f)使C(f)歸一化，則最佳發(fā)送濾波器傳遞函數(shù)為

|T(f)|=|H(f)|1/2N1/4(f)假定信道中的噪聲是均值為零的高斯白噪聲，則最佳化條件可簡化為：

|T(f)|=|R(f)|=|H(f)|1/2理想基帶系統(tǒng)的誤碼性能理想基帶系統(tǒng)：既能消除符號間干擾，又采用最佳發(fā)、收濾波器使得接收濾波器輸出具有最大信噪比的基帶系統(tǒng)二電平傳輸系統(tǒng)的誤碼率設(shè)系統(tǒng)傳輸雙極性信號：發(fā)端發(fā)“1”碼時(shí)，收端取樣時(shí)刻的值為d發(fā)“0”碼時(shí)，為-d設(shè)數(shù)據(jù)信號0、1等概率出現(xiàn)，且前后符號統(tǒng)計(jì)獨(dú)立收端判決電平為0噪聲在取樣時(shí)刻的值為n，則發(fā)“1”時(shí)，當(dāng)n<-d時(shí)，誤判為“0”發(fā)“0”時(shí)，當(dāng)n>d時(shí)，誤判為“1”系統(tǒng)誤碼率Pe為Pe=P(1)P(0/1)+P(0)P(1/0)=P(1)P(n<-d)+P(0)P(n>d)=(1/2)[P(n<-d)+P(n>d)]=P(n>d)=Q(d/σ）其中σ為方差，即收端濾波器輸出噪聲的平均功率多電平傳輸系統(tǒng)的誤碼率設(shè)數(shù)據(jù)符號ak有L個電平取值：±d，±3d，……，±（L-1)d，相互獨(dú)立并等概出現(xiàn)理想情況下，收端判決門限為0，±2d，……，±（L-2)d發(fā)生誤判：當(dāng)ak取最高、低電平時(shí)，則只有當(dāng)噪聲瞬時(shí)值分別超過-d及d時(shí)才會出現(xiàn)誤判；當(dāng)ak取非最高、低電平時(shí)，則當(dāng)噪聲瞬時(shí)值|n|>d時(shí)，就將使判決失誤，造成誤碼系統(tǒng)的平均誤碼率為：Pe=(L-2)/L·P(|n|>d)+(2/L)·(1/2)·P(|n|>d) =(1-1/L)·P(|n|>d) =2(1-1/L)Q(d/σ）結(jié)論系統(tǒng)誤碼率Pe與d/σ比值有關(guān)，而d/σ與信噪比成正比所以Pe隨輸出信噪比的增加而減少，這是符合物理意義的從不同角度對誤碼性能討論：相同噪聲功率譜密度和誤碼率（符號錯誤率）相同噪聲功率譜密度和比特錯誤率（誤比特率）奈氏頻帶內(nèi)信噪比與Pe的關(guān)系例4-4：某一理想基帶傳輸系統(tǒng)，若要求傳輸誤碼率不高于9.255*10-7，求4電平傳輸時(shí)奈氏頻帶內(nèi)的信噪比（dB）?7眼圖系統(tǒng)性能實(shí)際的基帶傳輸系統(tǒng)，其傳輸特性幾乎不可能完全符合理想情況，因此碼間干擾不可能完全避免。再加上噪聲的存在，對系統(tǒng)性能的定量分析，就是想得到一個近似的結(jié)果也非常復(fù)雜。實(shí)際工作中，常利用實(shí)驗(yàn)手段對系統(tǒng)性能進(jìn)行估計(jì)操作：將示波器跨接在接收濾波器的輸出端，并將示波器的掃描周期調(diào)整為碼元周期/間隔T的整數(shù)倍示波器熒光屏上顯示出由多個隨機(jī)碼元波形所共同形成的圖形，類似于人眼，稱為數(shù)據(jù)信號的眼圖，以此來判決系統(tǒng)的傳輸質(zhì)量*眼圖分析法——利用實(shí)驗(yàn)手段通過示波器估計(jì)系統(tǒng)性能的一種方法。對眼圖的分析不存在符號間干擾和噪聲時(shí)，眼圖的跡線又細(xì)、又清晰，眼孔最大，說明傳輸質(zhì)量好存在符號間干擾和噪聲時(shí)，眼圖的跡線加粗，眼孔變小，說明傳輸質(zhì)量下降借助眼圖可得到：對接收波形的最佳取樣時(shí)刻應(yīng)選擇眼圖最大張開處系統(tǒng)對定時(shí)誤差的靈敏度——眼圖上/下邊的兩條人字形斜線的陡度噪聲邊際/噪聲容限——取樣時(shí)刻距離判決門限最近的跡線到判決門限的距離最佳取樣時(shí)刻的信號失真判決門限電平*一個簡化眼圖的模型①最佳抽樣時(shí)刻應(yīng)是眼睛張開最大的時(shí)刻；②對定時(shí)誤差的靈敏度可由眼圖的斜邊之斜率決定。斜率越陡，對定時(shí)誤差就越靈敏③圖的陰影區(qū)的垂直高度表示信號畸變范圍④圖中央和橫軸位置應(yīng)對應(yīng)判決門限電平；⑤在抽樣時(shí)刻上，上下兩陰影區(qū)的間隔距離之半為噪聲的容限（或稱噪聲邊際），即若噪聲瞬時(shí)值超過這個容限，則就可能發(fā)生錯誤判決。*圖(a)是在幾乎無噪聲和無碼間串?dāng)_下得到的，而圖（b）則是在一定噪聲和碼間串?dāng)_下得到的。8、時(shí)域均衡均衡的必要性實(shí)際通信時(shí)，系統(tǒng)總的傳輸特性會偏離設(shè)計(jì)時(shí)的理想特性，從而引起碼間干擾均衡器的種類時(shí)域均衡器頻域均衡器頻域均衡原理：利用幅度均衡器和相位均衡器來補(bǔ)償傳輸系統(tǒng)的幅頻和相頻特性的不理想性，以達(dá)到所要求的理想形成波形，從而消除碼間干擾以保持形成波形的不失真為出發(fā)點(diǎn)時(shí)域均衡原理：利用接收信號波形本身來進(jìn)行補(bǔ)償，消除取樣點(diǎn)的碼間干擾，提高判決的可靠性建立在消除取樣點(diǎn)的碼間干擾的基礎(chǔ)上，并不要求傳輸波形的所有細(xì)節(jié)都與奈氏準(zhǔn)則所要求的理想波形一致時(shí)域均衡器構(gòu)成：主要由橫截濾波器構(gòu)成——是由多級抽頭遲延線、可變增益電路和求和器組成的線性系統(tǒng)工作過程：4.4數(shù)字頻帶傳輸技術(shù)引言振幅鍵控相移鍵控頻移鍵控頻帶傳輸中的性能比較多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制簡介數(shù)字調(diào)制中的載波提取和形成基本內(nèi)容1.二進(jìn)制振幅鍵控(2ASK)

調(diào)制方法，

解調(diào)方法(非相干解調(diào)（包絡(luò)檢波），相干解調(diào)（同步檢測）)

頻譜特性

抗噪聲性能基本內(nèi)容續(xù)2.二進(jìn)制移頻鍵控(2FSK)

調(diào)制方法，

解調(diào)方法(非相干解調(diào)，相干解調(diào)，過零檢測，差分檢波)

頻譜特性

抗噪聲性能基本內(nèi)容續(xù)3.二進(jìn)制移相及二進(jìn)制差分相位鍵控(2PSK及2DPSK)

調(diào)制方法，

解調(diào)方法

頻譜特性

抗噪聲性能基本內(nèi)容續(xù)4.多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制

多進(jìn)制數(shù)字振幅調(diào)制

多進(jìn)制數(shù)字頻率調(diào)制

多進(jìn)制數(shù)字相位調(diào)制

最小頻移鍵控(MSK)

時(shí)頻調(diào)制方式一、引言-調(diào)制必要性：基于實(shí)際通信中不少信道都不能直接傳送基帶信號定義：用基帶信號對載波波形的某些參量進(jìn)行控制，使載波的這些參量隨基帶信號的變化而變化頻帶傳輸與基帶傳輸?shù)膮^(qū)別：增加調(diào)制（發(fā)端）和解調(diào)（收端）調(diào)制的目的

便于信息的傳輸改變信號占據(jù)的帶寬,改善系統(tǒng)性能便于多路多址傳輸影響數(shù)字調(diào)制方案選擇的因素低接收信噪比的條件下提供小的誤比特率對抗多徑和衰落情況性能良好占用最小的帶寬容易實(shí)現(xiàn)，價(jià)格低廉

現(xiàn)有的調(diào)制方案不能同時(shí)滿足以上所有的要求，有的誤比特率性能好，有的帶寬利用率高。對于不同應(yīng)用的要求，需要在選擇數(shù)字調(diào)制方案時(shí)進(jìn)行折衷。調(diào)制方案的性能-功率效率描述了在低功率情況下一種調(diào)制技術(shù)保持?jǐn)?shù)字信息信號正確傳送的能力。為提供抗噪聲性能，有必要提高信號的功率。為得到可接受的誤比特率所需要提高信號功率的數(shù)值，取決于使用的調(diào)制方法。功率效率，通常表示為在接收機(jī)輸入端特定的誤碼概率下，每比特信號能量和噪聲功率譜密度的比值。調(diào)制方案的性能帶寬效率（頻帶利用率）

是調(diào)制方案在有限的帶寬內(nèi)容納數(shù)據(jù)的能力。根據(jù)Shannon信道編碼理論，頻帶利用率有一個基本的上限。在數(shù)字通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，經(jīng)常需要在帶寬效率和功率效率之間折衷。對信息信號增加差錯控制編碼，提高了占用帶寬，但同時(shí)對于給定的誤比特率所必需的接收功率降低了，以帶寬效率換取了功率效率。另一方面，多進(jìn)制的調(diào)制方案（多進(jìn)制鍵控）降低了占用帶寬，但是增加了所必需的接收功率，以功率效率換取了帶寬效率。波形傳輸問題

當(dāng)矩形脈沖通過帶限信道傳輸時(shí)，脈沖會在時(shí)間上延伸，每個符號的脈沖將延伸到相鄰符號的時(shí)間間隔內(nèi)，造成符號間干擾（碼間串?dāng)_），并導(dǎo)致接收機(jī)在檢測一個符號時(shí)發(fā)生錯誤的概率增大。發(fā)送低通調(diào)制發(fā)送帶通信道接收帶通解調(diào)接收低通取樣判決噪聲噪聲調(diào)制發(fā)送帶通信道接收帶通解調(diào)接收低通取樣判決(a)(b)基本結(jié)構(gòu)：二、振幅鍵控?cái)?shù)字幅移鍵控ASK

(AmplitudeShiftKeying)定義：用基帶數(shù)據(jù)信號控制一個載波的幅度2ASK產(chǎn)生：一個單極性矩形脈沖序列與一個正弦載波相乘基帶形成發(fā)送帶通信道接收帶通接收低通取樣判決噪聲由頻域分析可知，時(shí)域上的m(t)與頻域上的M(f)對應(yīng)，時(shí)域上的m(t)與cosωct相乘，則對應(yīng)于M(f)在頻域上進(jìn)行搬移。如圖,M(f)的中心位置從零頻率搬移至±fc處。即時(shí)域上s(t)對應(yīng)于頻域上的s(f)=M(f+fc)+M(f-fc)從fc-fs到fc+fs稱為其中的主瓣。信號的能量90%以上集中在主瓣上表示：功率譜密度說明：⑴由連續(xù)譜和離散譜組成：其中連續(xù)譜則由基帶譜中的連續(xù)譜經(jīng)調(diào)制后的雙邊帶譜，而離散譜則由基帶譜中的離散譜來確定；

⑵2ASK信號的帶寬是基帶信號帶寬的兩倍適應(yīng)于：功率利用率要求不高的場合（功率譜中存在幅度恒定的載波，不帶信息，從有效利用功率來看，這樣是浪費(fèi)的）解調(diào)：收端可用包絡(luò)檢波和相干解調(diào)法恢復(fù)基帶信號假定解調(diào)器的輸入信號r(t)為調(diào)制器輸出信號：

r(t)=s(t)Acos(ω0t+φ0)

又設(shè)本地載波為A′cos(ωL+φL),則乘法器的輸出為：（幅度與討論結(jié)果無關(guān)，故省去) s(t)·r(t)=s(t)cos(ω0t+φ0)cos(ωLt+φL) =s(t)cos[(ω0-ωL)t+(φ0-φL)]+s(t）cos[(ω0+ωL)t+(φ0+φL)]（積化和差）乘法器的輸出經(jīng)過低通濾波器,分量（ω0+ωL）被濾除，故低通濾波器的輸出為:KLS(t)[cos(ωo-ωL)t+(φo-φL)] (4-5)

式中KL為低通濾波器的傳輸系數(shù)。如果有

ωo=ωL、φo=φL (4-6)

那么低通濾波器的輸出就變成了1/2KLS(t),它與原數(shù)字信號序列僅有幅度上的差別。包絡(luò)檢波法是利用包絡(luò)檢波器對2ASK信號進(jìn)行檢波以恢復(fù)數(shù)字信號的方法圖中的包絡(luò)檢測，實(shí)用方法是采用二極管，并從中取出其直流分量，而低通濾波器是對直流分量的積分。這樣包絡(luò)中有載頻的部分具有較高的電平值，而沒有載頻的部分即趨近于零電平。如是可恢復(fù)出原數(shù)字序列的波形抑制載頻的雙邊帶信號（DSB）產(chǎn)生：用雙極性不歸零碼對載波進(jìn)行相乘的調(diào)制（“0”、“1”碼等概時(shí)便抑制了載頻）表示：功率譜密度解調(diào)：收端利用相干載波通過相乘解調(diào)器恢復(fù)基帶信號單邊帶調(diào)制(SSB)基于：2ASK信號具有兩個邊帶，都含有相同的信息，為了提高信道頻帶利用率，只需傳送一個邊帶就能實(shí)現(xiàn)信息傳遞——單邊帶調(diào)制實(shí)現(xiàn)：在fc處用銳截止濾波器濾除其中一個邊帶（是因?yàn)榛鶐盘柧哂胸S富的低頻分量）單邊帶調(diào)制克服：通常對基帶信號進(jìn)行某種處理，使其直流為零，低頻分量盡可能小，從而使已調(diào)ASK信號的上下邊帶之間有一個明顯的分界，這樣就能用普通濾波器切除一個邊帶，從而實(shí)現(xiàn)單邊帶調(diào)制優(yōu)勢：（對比于雙邊帶調(diào)制）信道頻帶利用率提高了一倍殘余邊帶調(diào)制(VSB)介于雙邊帶和單邊帶調(diào)制之間的一種調(diào)制方法實(shí)現(xiàn)：讓已調(diào)雙邊帶信號通過一只殘余邊帶濾波器，只使它的一個邊帶的大部分和另一邊帶的小部分通過特點(diǎn)：頻譜利用率略小于單邊帶調(diào)制正交調(diào)幅QAM(QuandratiVeAmplitudeModulation)基于：單邊帶調(diào)制：對發(fā)送濾波器性能要求還是很高的，并且解調(diào)所需的相干載波必需通過發(fā)送導(dǎo)頻來獲取。殘余邊帶調(diào)制：要求殘余邊帶濾波器的傳遞函數(shù)關(guān)于fc這一點(diǎn)呈現(xiàn)嚴(yán)格的奇對稱滾降特性，且相頻特性保持線性。當(dāng)滾降系數(shù)較小時(shí)，從接收信號中提取相干載波就很困難。QAM調(diào)制：不僅頻帶利用率和單邊帶調(diào)制相同，而且不需要發(fā)送用于載波同步的導(dǎo)頻信號，故使信噪比占了很大的優(yōu)勢。基本原理由兩路在頻譜上成正交的抑制載頻的雙邊帶調(diào)幅組成系統(tǒng)框圖：QAM信號：解調(diào)：相干解調(diào)QAM信號表示法矢量表示星座表示(信號矢量端點(diǎn)的分布圖)AB11（2）AB01（1）AB10（3）AB00（0）AB10AB00AB11AB014QAM信號空間分布

16QAM信號空間分布

QAM信號的功率譜密度正交調(diào)幅是將兩路雙邊帶信號合在一起如果兩路隨機(jī)數(shù)碼相互獨(dú)立，則正交調(diào)幅信號的功率譜密度就是A路的與B路的相加，而且都處于相同頻段之中。MQAM的頻譜利用率正交調(diào)幅中的差分編碼收端解調(diào)采用相干載波（要求和輸入載波同頻同相）而且收端相干載波是從收到的信號本身取得的，有四種可能的相位。當(dāng)收端產(chǎn)生的載波相位與發(fā)端載波不同時(shí)，便會使接收錯誤。正交調(diào)幅中的差分編碼為了消除接收中的錯誤，采用差分編碼將輸入數(shù)據(jù)序列{akbk}每一個雙比特碼變?yōu)樗碾娖酱a{Ck}（按照格雷編碼規(guī)則）將Ck變?yōu)椴罘执aDk：

Dk=Ck+Dk-1（模4加）收端將D’k-D’k-1變?yōu)镃’k，即C’k=

D’k-D’k-1=

Dk-Dk-1將四電平碼Ck變?yōu)樵瓉淼臄?shù)據(jù){akbk}序列三、相移鍵控?cái)?shù)字相移鍵控PSK

(PhaseShiftKeying)定義：用基帶數(shù)據(jù)信號控制載波的相位，使它作不連續(xù)的、有限取值的變化以實(shí)現(xiàn)信息傳輸?shù)姆椒ā?yīng)用：中速和中高速(1200bit/s----4800bit/s)的數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中分類絕對調(diào)相PSK已調(diào)信號的相位變化都是相對于一個固定的參考相位——未調(diào)載波的相位來取值2PSK：已調(diào)信號只有兩種相位取值（0、π）相對調(diào)相DPSK基于2PSK等效于抑制載波的2ASK，在收端解調(diào)用相干載波，同樣存在相位模糊問題每一個碼元載波相位的變化不是以固定相位作參考，而是以前一碼元載波相位作參考2DPSK：只有兩種載波相位差（0、π）說明：從波形上看，無法區(qū)分是PSK還是DPSK，只有與S(t)聯(lián)系起來才能確定兩者關(guān)系：相對調(diào)相本質(zhì)上就是經(jīng)過相對碼變換后的數(shù)字信號序列的絕對調(diào)相。二相數(shù)字調(diào)相信號矢量表示：A方式、B方式2PSK(BPSK)信號產(chǎn)生：雙極性基帶通過乘法器；相位選擇法解調(diào)：相干解調(diào)2DPSK信號產(chǎn)生：相對碼變換+2PSK解調(diào)：極性比較法、相位比較法四相數(shù)字調(diào)相信號矢量表示：A方式、B方式產(chǎn)生與解調(diào)：等效于4QAM多相數(shù)字調(diào)相信號MPSK頻帶利用率：一.(1)2PSK2PSK的調(diào)制2PSK是用載波的兩種不同相位來分別表示調(diào)制數(shù)字信號的”1”或”0”。2PSK的時(shí)域表達(dá)式為式中，g(t)為寬度為Ts的矩形基帶信號；

ωc為載波角頻率

φn為第n個碼元的載波相位，是個隨機(jī)變量，只有0和π兩種取值、故又可寫成：上式與ASK在形式上完全相同，所不同的只是an的取值和2ASK中未調(diào)載波的初始相位，2PSK系統(tǒng)的頻帶利用率也是1/2bps/Hz。假設(shè)g(t)為寬度為，幅度為A的矩形脈沖則：已調(diào)信號單邊功率譜為：BPSK理想最高頻帶利用率為1bit/s/Hz，實(shí)際頻帶利用率為0.5bit/s/Hz

2.2PSK的解調(diào)倍頻一分頻法對于BPSK信號進(jìn)行相干解調(diào)時(shí)，接收端的相干載波由鎖相環(huán)提取，鎖相環(huán)路在跟蹤載波相位時(shí)，對0和π兩個相位都存在穩(wěn)定的鎖定點(diǎn)，不能確定哪一點(diǎn)是所需相位，引起接收數(shù)據(jù)反向的問題，稱之為二重相位模糊度。解決方法：以前一個碼元的載波相位為基準(zhǔn)，利用相鄰碼元的相對變化來傳輸信號，稱為相對調(diào)相，用DPSK表示。(2)四相移相鍵控QPSKQPSK信號的表示及產(chǎn)生原理

QPSK信號表示：隨著輸入數(shù)字序列的變化，四種不同的取值。Π/2系列，相位取值：

Π/4系列，相位取值：

IIQQ（00）（01）（11）（10）將調(diào)制信號的相位變化轉(zhuǎn)變?yōu)榉茸兓菏街笑誯 由調(diào)制信號表達(dá)式知，QPSK是由兩路BPSK信號合成的，只是這兩路信號的載波是正交的，QPSK正交調(diào)制法如下：Π/2串/并電平產(chǎn)生電平產(chǎn)生QPSKI路Q路ΣI、Q通路合成信號的4種情況：

QPSK的4種相位，分別對應(yīng)2位二進(jìn)制碼的4種組合。Q通道I通道合成111100011110

輸入碼元與I、Q通路的對應(yīng)關(guān)系，以及QPSK的相位變化路徑：相位變化為，1101011001001110IQQPSKQPSK信號的功率譜

QPSK由兩路BPSK信號合成，且兩路信號的載波是正交的，其功率譜是兩者之和：QPSK的符號率QPSK主瓣范圍比BPSK小一倍，頻帶利用率高一倍QPSK信號的解調(diào)和誤碼性能一般采用相干解調(diào)，框圖如下：取樣判決積分位定時(shí)并/串取樣判決積分Π/2載波恢復(fù)IQQPSK二進(jìn)制信號接收QPSK信號為分別與正交載波，相乘：

I、Q路誤碼率分別為，都是BPSK信號的誤碼率：QPSK正確接收的概率：誤碼率：QPSK在進(jìn)行相干解調(diào)時(shí)，與BPSK一樣也存在相位模糊問題，鎖相環(huán)路在跟蹤載波相位時(shí)，對0、π/2、π和3π/2四個相位都存在穩(wěn)定的鎖定點(diǎn)，不能確定哪一點(diǎn)是所需相位，稱之為四重相位模糊度。解決方法仍然是采用相對調(diào)相，先對輸入數(shù)據(jù)流進(jìn)行差分編碼，然后再進(jìn)行相移調(diào)制，接收端進(jìn)行差分解碼。采用多進(jìn)制相移鍵控，頻帶利用率可以提高，但是進(jìn)制數(shù)增加，抗干擾能力會下降，誤碼率將增大。

MPSK在相干解調(diào)時(shí)，誤碼率為：顯然，M增大，增大較快。二、2DPSK對于2PSK，相位變化是以未調(diào)載波的相位作為參考基準(zhǔn)的。由于它是利用載波相位的絕對數(shù)值來傳送信字信號的，因而又稱為絕對調(diào)相相對調(diào)相，不是利用載波相位的絕對數(shù)字信號，而是用前后碼元的相對變化相位變化傳送數(shù)字信號1.2DPSK的調(diào)制2.2DPSK的解調(diào)分為兩種：載波提取相干解調(diào)法前后碼元差分相干解調(diào)法載波提取差分相干解調(diào)法差分相干解調(diào)四、頻移鍵控?cái)?shù)字頻移鍵控FSK

(FrequencyShiftKeying)定義：用基帶數(shù)據(jù)信號控制載波頻率。當(dāng)傳送“1”碼時(shí)送出一個頻率f1，傳送“0”碼時(shí)送出另一個頻率f0應(yīng)用：主要應(yīng)用于低速或中低速的數(shù)據(jù)傳輸中（是因?yàn)樵谙嗤瑐餍怕氏拢枰葦?shù)字調(diào)幅和數(shù)字調(diào)相更寬的傳輸頻帶。在話路頻帶下，一般傳信率只能達(dá)到1200bit/s)分類：相位連續(xù)的頻移鍵控相位不連續(xù)的頻移鍵控特征頻率2FSK是利用不同頻率f1和f2來表示“1”或“0”有時(shí)也用中心頻率fc和頻偏Δf來表示特征頻率：

fc=(f1+f2)/2 (4-7)

fc±Δf=f1或f2(4-8)f1和f2頻率相差較大，對于解調(diào)識別是有利的，但是這樣做勢必使FSK信號的頻帶寬度增大，不利于頻帶利用率的提高；而f1和f2非常接近時(shí)，解調(diào)時(shí)則可能識別不出。頻率調(diào)制指數(shù)

h是分析頻率鍵控的重要參數(shù)。由于可得