UC3845反激式開關(guān)電源

目錄一、目的3二、內(nèi)容3.主電路工作原理與設(shè)計5單端反激變換器工作原理5單端反激變換器的工作模式與基本關(guān)系6電流連續(xù)時反激式變換器的基本關(guān)系6電流臨界連續(xù)時反激式變換器的基本關(guān)系8電流斷續(xù)時反激式變換器的基本關(guān)系9RCD吸收電路工作原理與設(shè)計9RCD吸收電路工作原理9RCD電路參數(shù)設(shè)計9變壓器設(shè)計10確定匝比10電感設(shè)計11磁芯選擇12匝數(shù)設(shè)計12氣隙設(shè)計13主電路器件的選擇13功率開關(guān)管的選擇13副邊整流二極管的選擇14輸出濾波電容的選取14鉗位電路設(shè)計14.控制電路工作原理與設(shè)計14電流控制技術(shù)原理14電流控制型脈寬調(diào)制器UC384515UC3845內(nèi)部方框圖15UC3845功能介紹16基于UC3845的控制電路設(shè)計18開關(guān)頻率計算18保護電路設(shè)計19.反饋電路工作原理與設(shè)計19反饋電路工作原理20反饋電路設(shè)計20穩(wěn)壓器TL43120光電耦合器21參數(shù)選擇22.仿真驗證24.總結(jié)29直流隔離電源變換器設(shè)計一、目的.熟悉逆變電路和整流電路工作原理，探究PID閉環(huán)調(diào)壓系統(tǒng)設(shè)計方法。.熟悉專用PWM控制芯片工作原理與探究由運放構(gòu)成的PID閉環(huán)控制電路調(diào)節(jié)規(guī)律，并分析系統(tǒng)穩(wěn)定性。.探究POWERMOSFET驅(qū)動電路的特性并進行設(shè)計和優(yōu)化。.探究隔離電源的特點，與隔離變壓器的特性。二、內(nèi)容設(shè)計基于脈沖變壓器的DC-AC-DC變換器，指標(biāo)參數(shù)如下：輸入電壓：90V~135V;輸出電壓：12V,紋波＜1%;輸出功率：50W;開關(guān)頻率：30kHz;輸出電流X圍：20%至滿載；具有過流、短路保護和過壓保護功能，并設(shè)計報警電路；具有隔離功能；進行變換電路的設(shè)計、仿真（選擇項）與電路調(diào)試。直流隔離電源變換器設(shè)計摘要單端反激變換器是開關(guān)變換器的一種基本的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其具有重量輕、體積小、制造工藝簡單、成本低、功耗小、工作電壓X圍寬、安全性能高等優(yōu)點，因此在實際中應(yīng)用比較廣泛，對單端反激變換器的研究和設(shè)計具有重要意義。本次設(shè)計實驗首先對反激變換器CCM和DCM工作模式下的能量傳輸過程與其基本關(guān)系進行了分析比較，對RCD箝位技術(shù)進行了研究，詳細(xì)闡述了主電路中的高頻變壓器、MOSFET、輸出整流二極管和濾波電容等關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計準(zhǔn)則。其次還研究了電流控制技術(shù)和基于此技術(shù)的UC3845芯片的工作原理與特點，進而設(shè)計了控制電路。本電路反饋回路采用可調(diào)式精密穩(wěn)壓器TL431配合光耦PC817,達到了更好的穩(wěn)壓效果，提高了系統(tǒng)的可靠性。最后對由主電路、控制電路、反饋回路構(gòu)成的反激變換器閉環(huán)系統(tǒng)進行了詳細(xì)設(shè)計，并進行了仿真驗證，分析和驗證了電路設(shè)計的正確性和準(zhǔn)確性。接著根據(jù)系統(tǒng)原理和仿真參數(shù)，進行實際電路的搭建和調(diào)試，搭建的實際電路能夠滿足項目要求。一.主電路工作原理與設(shè)計1.1單端反激變換器工作原理圖1-1給出了反激（Flyback）DC/DC轉(zhuǎn)換器的主電路與其工作狀態(tài)的電路。它是由開關(guān)管S、整流二極管D、濾波電容C和隔離變壓器構(gòu)成。開關(guān)管S按照PWM方式工作。變壓器有兩個繞組，初級繞組L1和次級繞組L2,兩個繞組是緊密耦合的。使用的是普通磁材料和帶有氣隙的鐵心。以保證在最大負(fù)載電流時鐵心不飽和。圖1-1單端反激變換器的主電路圖在圖1-1中，為曠1輸入電壓、Vo為輸出電壓、Io為輸出電流、S為開關(guān)管、*L1、L2為儲能電感、）1為流過電感L1的電流、1l2為流過電感L2的電流，D為續(xù)流二極管、C為輸出濾波電容、RL為負(fù)載電阻。當(dāng)開關(guān)管S導(dǎo)通時，續(xù)流二極管D承受反向偏置電壓而截止，流過電感L1的電流iL1線性增加，儲能電感L1將電能轉(zhuǎn)換成磁能儲存在電感L1中，此時，負(fù)載由輸出濾波電容C供電；當(dāng)開關(guān)管S斷開時，電流iL1降為零，續(xù)流二極管D導(dǎo)通，儲能電感Ll將能量通過互感傳遞給L2，通過L2釋放能量，流過電感L2的電流2線性減小，在減小到Io之前，電感電流一部分給負(fù)載供電，一部分給電容充電：減小到小于Io后，電容進入放電狀態(tài)，負(fù)載由電感和電容共同供電，以維持輸出電壓和輸出電流不變。在開關(guān)管S斷開期間，流過電感L2*的電流iL2線性減小到零時下一個開通周期還沒有到來，則會出現(xiàn)副邊電感電流斷續(xù)的狀態(tài)。根據(jù)副邊電感電流是否出現(xiàn)斷續(xù)將電路的工作方式分為連續(xù)導(dǎo)電模式（CCM）和不連續(xù)導(dǎo)電模式（DCM）。1.2單端反激變換器的工作模式與基本關(guān)系電流連續(xù)時反激式變換器的基本關(guān)系⑴開關(guān)狀態(tài)1（0-Ton）在t=0瞬間，開關(guān)管S導(dǎo)通，電源電壓Ui加在變壓器初級繞組W1上，此時，在次級繞組W2中的感應(yīng)電壓為u2=-W2。，其極性"'端為正，是二1極管D1截止，負(fù)載電流由濾波電容Cf提供。此時，變壓器的次級繞組開路，只有初級繞組工作，相當(dāng)于一個電感，其電感量為L1，因此初級電流i從最小值/開始線性增加，其增加率為：Pmin

dip=幺(1-1)dtL1在t=勺時，電流達到最大值1Pmax。I=I+JdT（1-2）Pmax PminLus1在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，其磁通①也線性增加。磁通①的增加量為：A①（）="DT（1-3）1（2）開關(guān)狀態(tài)2（Ton-Ts）在1=丁。口時，開關(guān)管S關(guān)斷，初級繞組開路，次級繞組的感應(yīng)電動勢反向，其極性“*”端為負(fù)，使二極管D1導(dǎo)通存儲在變壓器磁場中的能量通過二極管D釋放，一方面給電容C充電；另一方面也向負(fù)載供電。此時只有變壓器的次級繞組工作，相當(dāng)于一個電感，其電感量L2。次級繞組上的電壓為u2=U，次級電流（從最大值Imax線性下降，其下降速度為：disdtU—j0rdisdtU—j0r2（1-4）電流達到最大值Ismax（1-5）在U=UUU時，d電流達到最大值Ismax（1-5）12I=I U幺（1-D）Tsmax sminL us2在此過程中，變壓器的鐵心被磁化，其磁通①也線性增加。磁通①的增加量為：A①（）=Wo.（1-D）T（1-6）2（3）基本關(guān)系在穩(wěn)態(tài)工作時，開光導(dǎo)通鐵心磁通的增加量a①（u）必然等于開關(guān)管關(guān)斷時的減少量a①（），即A①（+）=A①（），則由式（1-3）和式（1-6）可得UW2D1D o-= .u= .u（1-7）U W11-DK121-D式中，k12=W2是變壓器初、次級繞組的匝數(shù)比。開關(guān)管S關(guān)斷時所承受的電壓為Ui和初級繞組W1中感應(yīng)電動勢之和,

U=U+巴U=-U-（1-8）viWo1-D2 u在電源電壓Ui一定時，開關(guān)管S的電壓和占空比Du有關(guān)，故必須限制最大占空比Dumax的值。二極管D承受的電壓等于輸出電壓Uo與輸入電壓Ui折算到次級的電壓之和，即U=U+幺（1-9）d0K12負(fù)載電流Io就是流過二極管D1的電流平均值，即TOC\o"1-5"\h\z1/ 、一、I=（I+1 ）.（1-D）（1-10）o2smin smax u根據(jù)變壓器的工作原理，下面的兩個表達式成立:WI =WI（1-11）pmax1pmin 2s（1-11）pmaxWI =WI1pmax 2smax由以上各式可得（1-12）smax電流臨界連續(xù)時反激式變換器的基本關(guān)系如果在臨界電流連續(xù)時工作，則式（1-7）仍然成立。此時，初級繞組的電流最大值為I =流最大值為I =-U—D，pmaxL.fu1's故有臨界連續(xù)負(fù)載電流：則IsmaxWU——1 i—DWL.fu2 1s1負(fù)載電流I—-1 (1-D)，o2smax uUW2UW2L；fWD(1-D)(1-13)在Du=0.5時，10G達到最大值I-4I-4Wog8LJW2（1-14）于是（1-13）式可以寫成4IoGmD（1一D）（1-15）

上式就是電感電流臨界連續(xù)的邊界。電流斷續(xù)時反激式變換器的基本關(guān)系在電感電流斷續(xù)時，UL不僅與占空比有關(guān)，而且還與負(fù)載電流io有關(guān)，下i面通過能量守恒進行推導(dǎo)。0.5*Lp(Ip)2- 0.5*Lp(Ip)2- (1-16)T又因1P-(VdcT)ToJLp，則有P-"j"'(UTon)2(1-17)2TLp 2TLp設(shè)變換器的效率為80%，則有輸入功率=1.25*輸出功率，即:1.25V。1.25V。2(UTon)2

2TLp(1-18)可以求得-UTion-UTion(1-19)1.3RCD吸收電路工作原理與設(shè)計RCD吸收電路工作原理反激變換器中隔離變壓器兼起儲能電感作用，變壓器磁芯處于直流偏磁狀態(tài)，為防止磁芯飽和，需要較大氣隙，因此漏感較大，電感值相對較低。當(dāng)功率開關(guān)關(guān)斷時，由漏感儲能引起的電流突變引起很高的關(guān)斷電壓尖峰，功率管導(dǎo)通時，電感電流變化率大，電流峰值大，CCM模式整流二極管反向恢復(fù)引起功率開關(guān)開通時高的電流尖峰。因此，必須用箝位電路來限制反激變換器功率開關(guān)電壓、電流應(yīng)力。RCD吸收電路加在變壓器原邊兩端，電路拓?fù)淙鐖D1-2所示。功率管S關(guān)斷時，變壓器漏感能量轉(zhuǎn)移到電容C上，然后電阻R將這部分能量消耗掉。圖1-2RCD吸收電路RCD電路參數(shù)設(shè)計

⑴功率管截止時，漏感能量等于電容C吸收的能量1LJ 2—1CU-U)2—1CU2(1-20)2lkpmax2DSu?reset式(1-14)中，L1k為變壓器漏感、Lpmax為原邊電感電流峰值、Uds為最大漏源電壓、Ureset為電容C初始電壓、Ui為輸入直流電壓。故八 LJ八 LJ2C— lkpmax(%—U>—Ureset-(1-21)2(2)電容C上的電壓只是在功率管關(guān)斷的一瞬間沖上去，然后應(yīng)一直處于放電狀態(tài)在功率管開通之前，電容0上的電壓不應(yīng)放到低于(N1/N2)Uo,否則二極管D導(dǎo)通，RCD箝位電路將成為該變換器的一路負(fù)載。電阻R根據(jù)下式求得：-i^ N(Uds-Ue飛N甘Uo(1-22)2電阻R額定最大功率，即箝位電路消耗的功率，為PR=2LJpmaxf-[|C(UDS-U)2-^。[^]f(1-23)⑶二極管D承受的峰值電壓為Ui+(N1/N2)Uo,峰值電流為原邊電感峰值電流Ipmaxo1.4變壓器設(shè)計確定匝比加在變換器輸入端的直流電壓最大為135VV+V=180+V<450inZ我們選用額定值為500V的mosfet,此時保留50V的裕量。此種情況下,漏極電壓不能超過V+V=180+V<450inZ(1-24)因為為保證最大占空比小于0.5,需選擇標(biāo)準(zhǔn)V^<450—180=270V150V穩(wěn)壓管。若以為為函數(shù)畫出上述鉗位損耗曲線可發(fā)現(xiàn)，在所有情況下，%=1.4均為消耗曲線上的明顯下降點。因此選擇此值作為最優(yōu)比。則有VORV/4=0.7義V=0.7義150=105VVOR假設(shè)28V輸出二極管正向壓降為1V，則匝比為n=n=—OR^—V+VD105=3.6229 (1-26)電感設(shè)計由負(fù)載功率和電壓，可以得到14028=5A(1-27)一次輸出電壓為V°r，負(fù)載電流為I由負(fù)載功率和電壓，可以得到14028=5A(1-27)一次輸出電壓為V°r，負(fù)載電流為IIOR,OR5其中=—o-=n3.62=1.38A(1-28)假定設(shè)計效率為80%,則可以得到輸入功率PINPPINP140 o 80%0.8=175W(1-29)于是可以得到平均輸入電流IINPNN-175IINPNN-175V130INMINI=1.35A(1-30)平均輸入電流與實際占空比D直接相關(guān)。因D(1-32)為一次電流斜坡中心值，且其值與仁相等，于是有(1-32)1.35 ---=051.35+1.38 .OR二次電流斜坡中心值為-^―=10A(1-33)1-0.5一次電流斜坡中心值為ILR103.62ILR103.62=2.76A(1-34)根據(jù)以上I值，可得所選電流紋波率情況下的峰值電流LR1I=(1+-)xI=1.25x2.76=3.45A(1-35)pkrlr伏秒數(shù)為Et=Vxt=130xO%0x103=1.625Vms(1-36)設(shè)計離線式變壓器時，因需降低高頻銅耗、減小變壓器體積等各種因素，通常將r值設(shè)定為0.5左右。根據(jù)“LxI”規(guī)則一次電感為r1Et1.625L=—義——= =1.18mH(1-37)pIr2.76*0.5二次電感L=L=1.6mm=90.0uH(1-38)1.4.3磁芯選擇設(shè)計磁性元件與特制或成品電感不同，須加氣隙以提高磁芯的能量存儲能力。若無氣隙，磁芯一旦存儲少許能量就容易達到飽和。但對應(yīng)所需r值，還應(yīng)確保L值大小。若所加氣隙太大,則必然導(dǎo)致匝數(shù)增多——這將增大繞組的銅耗。另外，增加匝數(shù)將使繞組占用更大的窗口面積。故此時必須進行折中選擇，通常采用如下公式(一般應(yīng)用于鐵氧體磁芯，且適用于所有拓?fù)?__12+r)2P 、V—0.7x1 x—ncm3(1-39)erf其中f的單位為kHz。則前例可得V=0.7x(2+0.5)2x175=38.28cm3(1-40)e 0.5 40于是開始選取這個體積(或接近)磁芯。在EE55中可以找到，其等效長度和面積在他的規(guī)格中已給出A=3.54cm2el=12.3cme則可得其體積為V=Axl=3.54x12.3=43.54cm3(1-41)基本滿足要求?！褦?shù)設(shè)計電壓相關(guān)方程B=LI-T(1-42)NA使B與L相關(guān)聯(lián)。由于給定頻率的r和L表達式等效，故結(jié)合這些公式，磁通密度變化取最大值(通過r)，即可得到非常有用的關(guān)于r的電壓相關(guān)方程式N=(1+2)x「一義D,(適用于所有拓?fù)?(1-43)所以若無材料的磁導(dǎo)r2xBxAxf率、磁隙等信息，只要已知磁芯面積Ae與其磁通密度變換X圍，仍能得到所求

的匝數(shù)值。對于大多數(shù)的鐵氧體磁芯，不管有無磁隙，磁通密度變化都不能超過0.3T。所以求解N為(一次繞組匝數(shù))八2、 130義0.5n=(1+—)義 =38.25匝(1-44)p0.5 2*0.3*3.54義10-4義40*103則28V輸出的二次繞組匝數(shù)為n=1np=3825=10.57匝 (1-45)sn3.62分別取整數(shù)為40匝和11匝。氣隙設(shè)計最后，必須要考慮到材料的磁導(dǎo)率，L與磁導(dǎo)率相關(guān)的方程有L=1義(一，,)義N2H(1-46)

zle其中，z為氣隙系數(shù)z=L["Ig(1-47)e求得1 u^A、“ 1 2000X4kX10-7X3.54x10-4xz=-x(一)XN2= X( )X402Ll 1.18X10-3 12.3X10-2(1-48)所以z=9.81(1-49)最后，求解氣隙長度=9.81=12.3=9.81=12.3+2000xl gnl12.3 g=0.54mm(1-50)1.5主電路器件的選擇功率開關(guān)管的選擇功率開關(guān)管上承受的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力分別為Ui1-Du1I=(1+-)XI =1.25X2.76=3.45APK rLR功率管選用IRF840(8A/500V)。副邊整流二極管的選擇整流二極管D承受的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力分別為U=U+--i-

d0K12整流二極管選用MBR10100G(100V/10A)。1.5.3輸出濾波電容的選取輸出濾波電容為CN工8K%R式中，K%為紋波率、R為負(fù)載電阻，輸出濾波電容選用220uF的電解電容。鉗位電路設(shè)計- LI?2C— lkpmax (UDS-UAUreset2根據(jù)公式(1—16)來計算吸收電阻R的值，R上的功耗基本為漏感能量通過電容轉(zhuǎn)化而來，功耗值為P=~LIfR2lkpmax由于二極管D和電容C均有功耗，電阻R的功耗按計算值的一半來考慮。二極管D上通過的峰值電流ID=Ipk=3.45A，所以選用肖特基二極管MUR1560(15A/600v)。二.控制電路工作原理與設(shè)計電流控制技術(shù)原理電流控制技術(shù)原理圖，如圖2-1所示，圖中A為誤差放大器，N為PWM比較器，Uref為參考電壓，采用恒頻時鐘脈沖置位鎖存器，輸出脈沖，以驅(qū)動功率管導(dǎo)通，使電源回路的電流增大。電源輸出電壓Uo與參考電壓Uref比較放大后，得到誤差電壓Ue。當(dāng)電流在采樣電阻Rs上的幅度達到Ue時，脈寬比較器的狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位，驅(qū)動撤除，功率管截止。這樣逐個檢測和調(diào)節(jié)電流脈沖就可以達到控制電源輸出的目的。

圖2-1 圖2-1 電流控制技術(shù)原理圖電流控制技術(shù)與傳統(tǒng)的電壓控制技術(shù)相比，在電路結(jié)構(gòu)上增加了一個電感電流反饋，此電流反饋就作為PWM的斜坡函數(shù)，因此不再需要鋸齒波（或三角波）發(fā)生器。反饋的電感電流，其電流變化率di/dt直接跟隨輸入電壓和輸出電壓的變化而變化，電壓反饋回路中誤差放大器的輸出作為電流給定信號，與反饋的電感電流比較，直接去控制功率開關(guān)通斷的占空比，使功率開關(guān)的峰值電流受電流給定信號控制。電流控制型脈寬調(diào)制器UC3845UC3845內(nèi)部方框圖UC3845系列芯片的內(nèi)部方框圖，如圖2-2所示。圖2-2UC3845內(nèi)部方框圖S圖2-2UC3845內(nèi)部方框圖S1腳為誤差放大輸出，并可用于環(huán)路補償；2腳是誤差放大器的反相輸入；3腳是電流取樣端，通常通過一個正比于電感器電流的電壓接到這個輸入，脈寬調(diào)制器使用此信息中止輸出開關(guān)的導(dǎo)通；4腳為RT/CT端，通過將電阻RT連至Vref并將CT連至地，使得振蕩器頻率可調(diào)；5腳為接地端；6腳為輸出端，輸出開關(guān)頻率為振蕩器的一半；7腳為Vcc端；8腳為參考輸出，它經(jīng)區(qū)T向電容CT提供充電電流，可提供大電流圖騰柱輸出，輸出電流達1A。UC3845功能介紹(1)過壓保護和欠壓鎖定當(dāng)工作電壓Vcc大于36V時，穩(wěn)壓二極管穩(wěn)壓，使內(nèi)部電路在小于36V下可靠工作；而當(dāng)欠壓時，有鎖定功能。在輸入電壓U小于開啟電壓閥值時，整個電路耗電lmA，降壓電阻功耗很小。此芯片采用了兩個欠壓鎖定比較器來保證在輸出級被驅(qū)動之前，集成電路已完全可用，正電源端和參考輸出各由分離的比較器監(jiān)視，每個都具有內(nèi)部的滯后，以防止通過它們各自的門限時產(chǎn)生錯誤輸出動作。(2)振蕩頻率的設(shè)置如圖3.2所示，UC3835芯片8腳和4腳之間接RT，4腳和5腳之間接CT，8腳5V基準(zhǔn)電源經(jīng)RT給定時電容CT充電，U振蕩器工作頻率f為f=是 (2-1)orcRC⑶誤差放大器的補償’’UC3845的誤差放大器同相輸入端接在內(nèi)部+2.5V基準(zhǔn)電壓上，反相輸入端接受外部控制信號，其輸出端可外接RC網(wǎng)絡(luò)，然后接到反相輸入端，在使用過程中，可改變R、C的取值來改變放大器的閉環(huán)增益和頻率響應(yīng)。⑷電流檢測和限制電流檢測電路，如圖3-3所示。正常運行時，檢測電阻K的峰值電壓由內(nèi)部誤差放大器控制，滿足式(2-2)。(2-2)一匕pin「LW(2-2)pk 3RS;阿1）為誤差放大器輸出電壓、鼠為檢測電流。UC3845內(nèi)部電流測定比較器反向輸入端箝位電壓為IV,最大限制電流I IK。在RS和3腳之間，常用pk（max）RSR、C組成一個濾波器，用于抑制功率管開通時產(chǎn)生的電流尖峰，其時間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時間（通常為幾百納秒）。（5）內(nèi)部鎖存器UC3845內(nèi)部設(shè)置有PWM鎖存器，加入鎖存器可以保證在每個振蕩周期僅輸出一個控制脈沖，防止噪聲干擾和功率管的超功耗。（6）圖騰柱輸出UC3845的輸出級為圖騰柱式輸出電路，輸出晶體管的平均電流為士200mA，最大峰值電流可達4-1A，由于電路有峰值電流自我限制的功能，所以不必串入電流限制電阻。（7）驅(qū)動電路UC3845的輸出能提供足夠的漏電流和灌電流，非常適合驅(qū)動N溝道MOS功率晶體管，圖2-4（a）為直接驅(qū)動N溝道MOS功率管的電路，此時UCl84X和MOSFET之間不必進行隔離。若需隔離可采用圖2-4（b）所示的隔離式MOSFET的驅(qū)動電路。圖2-4 驅(qū)動電路2.3基于UC3845的控制電路設(shè)計控制電路原理圖如圖2-5所示。穩(wěn)壓管VZ2和電阻R3是為了防止脈沖信號電壓過高而照成開關(guān)管的損壞，對電路進行穩(wěn)壓，考慮到開關(guān)所能承受的電壓，選取15V的穩(wěn)壓管，電阻R3=20k。電阻R11和電容C13組成RC濾波器對6腳輸出的脈沖電壓進行濾波，所以R11=20歐姆，C13=4700pF。開關(guān)頻率計算如圖2-5所示,UC3844的腳8與腳4間電阻R8與腳4的接地電容C17決定了芯片內(nèi)部的振蕩頻率，由于UC3844內(nèi)部有個分頻器，所以驅(qū)動MOSFET功率開圖2-5驅(qū)動電路原理圖關(guān)管的方波頻率為芯片內(nèi)部振蕩頻率的一半。本實驗設(shè)計的電路頻率為40KHz，則UC3845的振蕩器工作頻率為80KHZ。電阻R8一般取10k，貝I」電容C17由式2-1計算可得為2.15nF。電容C18取為0.1uF。保護電路設(shè)計如圖2-5所示，電源電壓過壓時，2腳電壓將會增大，當(dāng)增大到一定值后，UC3845將會關(guān)斷PWM波，即讓6腳輸出為0,MOS管Q1關(guān)斷，電源電壓自然就會下降，下降到一定程度后，反饋電壓VFB也同時變小，這樣UC3845的6腳又開始輸出PWM波，控制MOS管的開通關(guān)斷，使電壓維持在12V左右。MOSFET功率開關(guān)管的源極所接的R6是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入UC3844的腳3,構(gòu)成電流控制閉環(huán)。當(dāng)負(fù)載短路或過流時，通過MOS管的電流增大，則取樣電阻R6上的電壓也會升高，當(dāng)三腳的電壓高于1V時，電流采樣比較器輸出高電平使PWM鎖存器置0而使輸出封鎖，從而達到保護的效果。若故障消失，下一個時鐘脈沖到來時將使PWM鎖存器自動復(fù)位。由于MOS管開通關(guān)斷時，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護，我們在R6上并聯(lián)一個RC濾波電路，其中R5=1K，C14=470pF，這樣就可以濾除電流尖峰，防止誤保護。由式1-35知，峰值電流為3.45A，則R6取0.3/5W。三.反饋電路工作原理與設(shè)計反饋電路是通過輸出電壓引起光電耦合器PC817二極管-三極管上的電流變化取控制UC3845,調(diào)節(jié)占空比，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。電路核心器件PC817和TL431。圖3-1所示為反饋電路原理圖，輸出經(jīng)過TL431反饋并將誤差放大,TL431陰陽極間電壓變化，引起流過光耦PC817發(fā)光部分的電流變化，而處于電源高壓邊的光耦感光部分得到反饋電壓，用來調(diào)整的UC3845控制器輸出的PWM波的開關(guān)時間，從而得到一個穩(wěn)定的直流電壓輸出。圖3-1反饋電路原理圖反饋電路工作原理當(dāng)輸出電壓有變大趨勢時，經(jīng)兩電阻R13和WR1分壓后接到TL431的參考輸入端（誤差放大器的反向輸入端）的電壓升高，與TL431內(nèi)部的基準(zhǔn)參考電壓2.5V作比較，使得TL431陰陽極間電壓Vka降低，進而光耦二極管的電流If變大，于是光耦發(fā)光加強，感光端得到的反饋電壓也就越大。UC3845在接受這個變大反饋電壓后，與其內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓進行比較后導(dǎo)致腳1的電平變低，經(jīng)過內(nèi)部電流檢測比較器與電流采樣電壓進行比較后輸出變高，PWM鎖存器復(fù)位，或非門輸出變低，于是關(guān)斷開關(guān)管，使得脈沖變窄，縮短MOSFET功率管的導(dǎo)通時間，于是傳輸?shù)酱渭壘€圈和自饋線圈的能量減小，使輸出電壓Vo降低。反之亦然，總的效果是令輸出電壓保持恒定，不受電網(wǎng)電壓或負(fù)載變化的影響，達到了實現(xiàn)輸出閉環(huán)控制的目的。反饋電路設(shè)計穩(wěn)壓器TL431T1431采用口1-8或TO-92封裝形式，引腳排列分別如圖3-2所示。3個引腳分別為：陰極（CATHODE）、陽極（ANODE）和參考端（REF）。圖中，A為陽極，使用時需接地；K為陰極，需經(jīng)限流電阻接正電源；UREF是輸出電壓UO的設(shè)定端，外接電阻分壓器；NC為空腳?？谪ツ攴庋b TO加封裝 等效電路圖3-2TL431封裝圖與等效電路圖由TL431的等效電路圖可以看到，Uref是一個內(nèi)部的2.5V基準(zhǔn)源，接在運放的反相輸入端。由運放的特性可知，只有當(dāng)REF端（同相端）的電壓非常接近Uref（2.5V）時，三極管中才會有一個穩(wěn)定的非飽和電流通過，而且隨著REF端電壓的微小變化，通過三極管VT的電流將從1到100mA變化。前面提到TL431的內(nèi)部含有一個2.5V的基準(zhǔn)電壓，所以當(dāng)在REF端引入輸出反饋時，器件可以通過從陰極到陽極很寬X圍的分流，控制輸出電壓。如圖3-3所示的電路，當(dāng)R1和R2的阻值確定時，兩者對Vo的分壓引入反饋，若Vo增大，反饋量增大，TL431的分流也就增加，從而又導(dǎo)致Vo下降。顯見，這個深度的負(fù)反饋電路必然在Uref等于基準(zhǔn)電壓處穩(wěn)定，此時Vo=（1+R1/R2）Vref。=（T+基）-圖3-3TL431典型應(yīng)用電路選擇不同的R1和R2的值可以得到從2.5V到36VX圍內(nèi)的任意電壓輸出,特別地，當(dāng)R1=R2時，Vo=5V。需要注意的是，在選擇電阻時必須保證TL431工作的必要條件，就是通過陰極的電流要大于1mA。光電耦合器此處選用光電耦合器PC817,PC817是常用的線性光耦，具有上下級

電路完全隔離的作用，相互不產(chǎn)生影響，其有如下特點:（1）輸入和輸出之間的隔絕電壓高:5000V（2）電流傳輸比CTR:IF=5mA,VCE=5V時最小值為50%（3）緊湊型雙列直插封裝PC817光電耦合器不但可以起到反饋作用還可以起到隔離作用。其內(nèi)部框圖如圖3-4所示。極極射電

陽陰發(fā)集極極射電

陽陰發(fā)集圖3-4PC817等效電路圖當(dāng)輸入端加電信號時，發(fā)光器發(fā)出光線，照射在受光器上，受光器接受光線后導(dǎo)通，產(chǎn)生光電流從輸出端輸出，從而實現(xiàn)了“光-電-光”的轉(zhuǎn)換。普通光電耦合器只能傳輸數(shù)字信號（開關(guān)信號），不適合傳輸模擬信號。線性光電耦合器是一種新型的光電隔離器件，能夠傳輸連續(xù)變化的模擬電壓或電流信號，這樣隨著輸入信號的強弱變化會產(chǎn)生相應(yīng)的光信號，從而使光敏晶體管的導(dǎo)通程度也不同，輸出的電壓或電流也隨之不同。參數(shù)選擇TL431參考輸入端的電流參考值為2口人，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響，通常取流過電阻尺13的電流為參考輸入端電流的100倍以上，根據(jù)公式4-1計算，取R13的值為10kR13<=2.5V/200uA=12.5K（3-1）根據(jù)T1431的特性，R13、WR1、Uo、Uref有固定的關(guān)系：U=[1+WR1]*U （3-2）0 R13 ref則，WR1=（U-U）*R13（3-3）則，OrefU

ref

上式中，Uref為2.5V,Uo為28V,根據(jù)（3-3）式計算得出WR1=102k。為了取得合適的R11值，首先根據(jù)PC817的Uce與Ic關(guān)系曲線確定PC817二極管正向電流If。UC3845的誤差放大器輸出電壓擺幅0.8V<Uo<6.2V，由圖3-5可知，當(dāng)PC817二極管正向電流If在5mA左右時，三極管的集射電流Ic在5mA左右變化，集射電壓Uce在很寬的X圍內(nèi)線性變化，符合UC3845的控制要求。PC817的電流傳輸比CTR=0.8?1.6,按公式4-4計算得出通過PC817內(nèi)部發(fā)光二級管的最小電流為：Ifmin5Ifmin5mACTR0.8=6.25mA(3-4)發(fā)光二極管能承受的最大電流為50mA,TIA31最大電流為100mA，故取流過R11的1于為50mA,根據(jù)公式3-5和3-6,R4九-?！浮畇IR4九-?！浮畇IfminU—U—UR>———ka——:SIfmaxfmin=28V—2.5V—1.2V6.25mA=3.9K(3-5)28V—2.5V—1.4Vfmax= 50mA=482Q(3-6)選擇Rs的取值為500歐姆。PC817的集電極電流與集電極發(fā)射機電壓-PC817的集電極電流與集電極發(fā)射機電壓---?--3圖此電路設(shè)計中還增加了提升低頻增益電路，用電阻R12和電容C19串接于控制端和輸出端，來壓制低頻（100Hz）紋波和提高輸出調(diào)整率，即靜態(tài)誤差。

四.仿真驗證仿真電路由主電路、控制電路、反饋回路組成的整個系統(tǒng)進行了仿真，如圖4-1所示。主電路主要由由MOSFET開關(guān)管、整流二極管、濾波電容、隔離變壓器和RCD吸收電路構(gòu)成?？刂齐娐凡捎肬C3845峰值電流控制芯片。反饋電路采用輸出電阻分壓取樣，經(jīng)過可調(diào)精密穩(wěn)壓器TL431和光電耦合器PC817給到控制芯片2腳Vfb。MOSFET功率開關(guān)管的源極所接的電阻是電流取樣電阻，變壓器原邊電感電流流經(jīng)該電阻產(chǎn)生的電壓經(jīng)濾波后送入UC3845的腳3,構(gòu)成電流控制閉環(huán)，當(dāng)負(fù)載短路或過流時，達到保護的效果。由于MOS管開通關(guān)斷時，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護，并聯(lián)了一個RC濾波電路。由于MOS管開通關(guān)斷時，有可能產(chǎn)生電流尖峰，并傳遞到UC3845的3腳，為防止UC3845誤保護，并聯(lián)了一個RC濾波電路。feedb