第6章振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻

第6章振幅調(diào)制、解調(diào)及混頻幾個基本概念

1、調(diào)制：調(diào)制是指利用調(diào)制信號去控制載波的某個參數(shù)的過程。

2、調(diào)制信號：是指由原始消息（如聲音、數(shù)據(jù)、圖象等）轉(zhuǎn)變成的低頻或視頻信號。

3、載波信號：是指未受調(diào)制的高頻振蕩信號?？梢允钦倚盘?，也可是非正弦信號。

4、已調(diào)波信號：是指受調(diào)制后的高頻信號，即已經(jīng)把調(diào)制信號加載到載波中的信號。

5、解調(diào)：是調(diào)制的逆過程，即從已調(diào)波信號中提取原調(diào)制信號的過程。

16.1振幅調(diào)制振幅調(diào)制定義：是指利用調(diào)制信號去控制載波的振幅，使載波信號的振幅按調(diào)制信號的規(guī)律變化。

1.設(shè)調(diào)制信號為載波信號為調(diào)幅波振幅（即包絡(luò)函數(shù)）：式中，ka為比例系數(shù)，與信號無關(guān)，一般由調(diào)制電路確定，又稱為調(diào)幅靈敏度，影響包絡(luò)的幅度大小。（6-1）6.1.1信號分析（1）時域表示式（一）普通調(diào)幅波AM2圖6-2實際調(diào)制信號的調(diào)幅波形如果則波形圖3（2）AM信號的產(chǎn)生原理框圖先加常數(shù)后乘載波先乘載波后加載波4圖6-3AM信號的產(chǎn)生原理圖調(diào)制電路框圖由(6-5)式可以看出，要完成AM調(diào)制，可以用圖6-3所示的原理框圖實現(xiàn)，其關(guān)鍵在于實現(xiàn)調(diào)制信號和載波信號的相乘。5圖6―19利用MC1596產(chǎn)生AM，DDS信號

調(diào)整調(diào)制度擴展線性范圍6（3）頻域表示式及頻譜圖令有（6-2）7圖6-5語音信號及已調(diào)信號頻譜（a）語音頻譜（b）已調(diào)信號頻譜例如：語音信號Fmin=300Hz,Fmax=3400Hz頻譜頻譜8頻帶寬度：上邊帶：下邊帶：載波：92.

調(diào)制信號為單一頻率的余弦信號調(diào)制電壓為通常載波頻率與調(diào)制信號滿足ωc>>Ω。則調(diào)幅度（6-3）（6-4）不僅與有關(guān)，還與信號的幅度有關(guān)包絡(luò)振幅為（1）波形表示式10111213（2）頻譜表示式及頻譜圖在單一頻率的正弦信號的調(diào)制情況下用三角公式展開，可得：（6-5）1415顯然：1)頻譜的中心分量就是載波分量，它與調(diào)制信號無關(guān)，不含消息；2)兩個邊頻分量ωc＋Ω及ωc－

Ω則以載頻為中心對稱分布，兩個邊頻信號幅度相等并與調(diào)制信號幅度成正比。3)頻率消息只包含在邊頻分量中。4)調(diào)幅波從頻譜的角度看，是把低頻調(diào)制信號的頻譜線性對稱地搬移到高頻載波的兩邊，故屬于線性頻譜搬移變換。

16在負載電阻RL上，一個載波周期內(nèi)調(diào)幅波消耗的瞬時功率為可以得到調(diào)幅波的最大功率和最小功率（3）調(diào)幅波的功率（6-6）17根據(jù)前面的有關(guān)公式，在負載電阻RL上消耗的載波功率為：(6-7)(6-8)上、下邊頻的平均功率均為：(6-9)AM信號的平均功率

(6-13)1819總結(jié)：由前面分析可得：

(1)當調(diào)幅度m=1時，調(diào)幅波的最大功率為載波功率的4倍，而最小功率為零，因此由于最大、最小功率相差太大，對特定的功放管而言，其額定輸出功率將大大受限；因此在設(shè)計功率放大器時，一定要以此來選擇功放管。保證：Pmax≤PH（功放管的額定輸出功率）

(2)當m＝1時，不攜帶調(diào)制信號的載波成分將占用調(diào)幅波總功率的2/3，而帶有信號的邊頻只調(diào)幅波總功率的1/3，因此功率浪費大，效率低；若m<1，則效率更低。20例1

已知已調(diào)幅信號的頻譜圖如圖所示。

1)寫出已調(diào)信號電壓的數(shù)學表達式：2)計算在單位電阻上消耗的邊帶功率和總功率以及已調(diào)波的頻帶寬度。解：1)根據(jù)頻譜圖知因此vAM(t)=2(1+0.3cos2102)cos2106t(V)。2)載波功率雙邊帶功率總功率已調(diào)波的頻帶寬度(Hz)

21例2：某調(diào)幅波表達式為：（1）畫出此調(diào)幅波的頻譜圖，并求帶寬；（2）若負載電阻RL＝100Ω，求調(diào)幅波的載波功率Pc、邊頻功率P邊頻以及AM信號平均功率。（V）解：2223P總=PAM=Pc+PDSB=0.125+0.0325=0.1575W

方法二：2425（二）雙邊帶信號（DSB）

在調(diào)制過程中，將載波抑制就形成了抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊帶信號。它可用載波與調(diào)制信號相乘得到，其表示式為：若調(diào)制信號為單一正弦信號uΩ=UΩcosΩt調(diào)制時，（6-16）（6-15）其中g(shù)(t)隨著變化可正可負，它與普通調(diào)幅波的包絡(luò)函數(shù)UM(t)是不同的。但可表示成：26圖6-6DSB信號波形27

DSB信號與AM信號相比，有如下特點：

（1）包絡(luò)不同。AM信號的包絡(luò)正比于調(diào)制信號，而DSB信號波形的包絡(luò)正比于||。

（2）DSB信號的高頻載波相位在調(diào)制電壓零交點處（調(diào)制電壓正負交替時）要突變180度——即反相。

（3）由于DSB信號不含載波，它的全部功率為邊帶占有，所以，發(fā)射的信號都載有消息，功率利用率高于AM。DSB信號的兩個邊帶完全相同，為節(jié)省帶寬，可僅發(fā)送一個邊帶。28（三）單邊帶信號（SSB）1、單邊帶信號的概念：單邊帶（SSB）信號是由DSB信號經(jīng)邊帶濾波器濾除一個邊帶或在調(diào)制過程中，直接將一個邊帶抵消而成。2、單頻信號調(diào)制時的單邊帶信號

單頻調(diào)制時，當取上邊帶時：（6-17）（6-18）取下邊帶時：顯然，他們均為單一頻率成分等幅的信號。29圖6-7單音調(diào)制的SSB信號波形

單邊帶信號的波形如圖6-7所示，由于它們?yōu)閱我活l率成分的信號，因此，單純從該信號中是無法知道原來調(diào)制信號，也無法看出實際該信號的特征。303、雙音調(diào)制時的單邊帶信號（不同的表示方式有不同含義）為了看清SSB信號波形的特點，下面分析雙音調(diào)制時產(chǎn)生的SSB信號波形。為分析方便。設(shè)雙音頻振幅相等，即：且Ω2＞Ω1，則可以寫成下式：受uΩ調(diào)制的雙邊帶信號為（6-19）(6-20)(6-21)(6-22)取上邊帶信號31圖6-9雙音調(diào)制時SSB信號的波形和頻譜雙音調(diào)制信號可看做載波為，包絡(luò)為的雙邊帶信號。雙音調(diào)制的單邊帶信號可看做載波為包絡(luò)為的雙邊帶信號。32進一步展開有：(6-23)由上面的分析可知：1)比較式(6-20)和式(6-22)可見，若將看成是調(diào)制信號的包絡(luò)，為調(diào)制信號的填充頻率，則SSB信號的包絡(luò)與調(diào)制信號的包絡(luò)形狀相同，填充頻率移動了。

2)每一個調(diào)制頻率分量產(chǎn)生一個對應的單邊帶信號分量，它們的關(guān)系和單音調(diào)制時一樣，振幅之間成正比，頻率則線性移動。334、單邊帶調(diào)制與信號變換（單音調(diào)制）由式（6-17）和式（6-18），利用三角公式，可得：uSSB(t)=UcosΩtcosωct-UsinΩtsinωct(6-24a)或

uSSB(t)=UcosΩtcosωct+UsinΩtsinωct(6-24b)式(6-24a)對應于上邊帶，式(6-24b)對應于下邊帶。這是SSB信號的另一種表達式，由此可以推出uΩ(t)=f(t)，即一般情況下的SSB信號表達式：(6-25)式中，“＋”對應下邊帶，“—”對應上邊帶。34由于sgn(ω)是符號函數(shù)，可得的傅里葉變換(6-26)(6-27)(6-28)上式中，是f(t)的希爾伯特(Hilbert)變換，即該式意味著對信號F(ω)的各種頻率分量均移項-π/2就可得到

，其傳輸特性如圖6-10所示。35圖6-10希爾伯特變換網(wǎng)絡(luò)及其傳遞函數(shù)363738三種振幅調(diào)制信號(單頻調(diào)制）3940三、振幅調(diào)制電路1、概述

(1)AM、DSB和SSB信號都是將調(diào)制信號的頻譜搬移到載頻上去，搬移的過程中，頻譜結(jié)構(gòu)不發(fā)生變化，因此均為線性調(diào)制（頻譜的線性搬移）。

(2)比較AM、DSB和SSB信號的頻譜可知：AM：下邊帶(頻)、載頻、上邊帶(頻);DSB：下邊帶(頻)、上邊帶(頻)；SSB：只有下邊帶(頻)或只有上邊帶(頻)。實現(xiàn)調(diào)幅（頻譜的線性搬移）必須以乘法器或平方項為基礎(chǔ)，然后通過合適的濾波器選出所需成分。41(3)振幅調(diào)制的分類：1)高電平調(diào)制：是將高頻功放和調(diào)制電路合二為一，調(diào)制后的信號不需再放大就直接發(fā)送出去的方式。主要原理依據(jù)是前面高頻功放的調(diào)制特性；2)低電平調(diào)制：是將調(diào)制電路與高頻功放分開，調(diào)制后的信號電平較低，需經(jīng)功率放大后達到一定的發(fā)射功率再發(fā)送出去。

(4)調(diào)制電路的基本要求：調(diào)制效率高，調(diào)制線性范圍大，失真小等。422、AM調(diào)制電路AM信號的產(chǎn)生可以采用高電平調(diào)制和低電平調(diào)制兩種方式完成。目前，AM信號大都用于無線電廣播，多采用高電平調(diào)制方式。

(1)高電平調(diào)制高電平調(diào)制主要用于AM調(diào)制，這種調(diào)制是在高頻功率放大器中進行的。通常分為：集電極調(diào)幅、基極調(diào)幅以及集電極基極(或發(fā)射極)組合調(diào)幅，其中為了保證調(diào)制的線性特性：

基極調(diào)幅：工作在欠壓區(qū)，

集電極調(diào)幅：工作在過壓區(qū)，下面以集電極調(diào)幅為例說明原理：43基極調(diào)幅電路

44圖6-12集電極調(diào)幅電路若集電極電源電壓為EC(t)=EC0+uΩ(t),即一個固定直流電壓與一個低頻交流調(diào)制信號之和,則隨著EC(t)的變化,使得靜態(tài)工作點左右平移,從而使動態(tài)線左右平移(如圖3-16）。當諧振功放工作在過壓狀態(tài)時,Ecm將發(fā)生變化,近似有Ecm∝EC(t)的關(guān)系。如輸入信號為高頻載波cosωct,輸出LC回路調(diào)諧在ωc上,則輸出信號可寫成:uAM(t)=Ecmcosωct=k[EC0+uΩ(t)］cosωct其中k為比例系數(shù)。45

集電極調(diào)幅電路

調(diào)制信號經(jīng)低頻變壓器加在集電極上，并與直流電源電壓VCC相串饋。高頻載波vb(t)=vb，經(jīng)高頻變壓器加在基極回路中。集電極有效動態(tài)電源為：

優(yōu)點：集電極效率高。缺點：已調(diào)波的邊頻功率由調(diào)制信號供給，因而需要大功率的調(diào)制信號源。46圖6-13集電極調(diào)幅的波形高電平調(diào)幅電路的優(yōu)點是調(diào)幅、功放合一,整機效率高,可直接產(chǎn)生很大功率輸出的調(diào)幅信號,但也有一些缺點和局限性。一是只能產(chǎn)生普通調(diào)幅信號,二是調(diào)制線性度差,如集電極調(diào)制特性中Ecm與Ec(t)并非完全成線性關(guān)系。47(2)低電平調(diào)制（通過線性頻譜搬移電路實現(xiàn)）

1)二極管電路下圖6-16(a)為單二極管調(diào)制電路。當UC>>UΩ時，而uD＝uc+uΩ,可進一步認為二極管的通斷主要由uc控制,可得48電流iD的頻譜如圖6-16(b)所示，經(jīng)輸出濾波器(調(diào)諧在ωc，帶寬為2F)選出輸出頻率分量：下邊帶(頻)、載頻、上邊帶(頻)，即AM信號。(6-29)流過二極管的電流iD為

49

2)利用模擬乘法器產(chǎn)生普通調(diào)幅波模擬乘法器是以差分對放大器為核心的，基本的差分對放大器如下圖：50(6-30)若將載波uC加至uA，調(diào)制信號uΩ加到uB，則有：由單差分對關(guān)系式：(6-31)式中，m=UΩ/Ee，x=UC／VT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則經(jīng)濾波后的輸出電壓：(6-32)51

利用雙差分對電路和集成模擬乘法器也可得到AM信號。思考：如果將載波信號加到線性通道，調(diào)制信號加到非線性通道，將產(chǎn)生什么信號？

將載波電壓uC加到線性通道，即uB=uC，調(diào)制信號uΩ加到非線性通道，即uA=uΩ，則雙端輸出電流io(t)為：式中，I0=Ee/Re，m=UC/Ee，x=UΩ/VT。若集電極濾波回路的中心頻率為fc，帶寬為2F，諧振阻抗為RL，則經(jīng)濾波后的輸出電壓：52說明：

A、對于單差分對電路既能實現(xiàn)AM調(diào)制又能實現(xiàn)DSB調(diào)制；它們工作時，載波電壓uC和調(diào)制信號uΩ的加入方式相反。B、uΩ加入到非線性通道，出現(xiàn)了fcnF分量(n=3,5,7,…)，這些分量是不容易濾除的。只有當uΩ較小時，使

才能得到較為理想的DSB信號。

533.DSB調(diào)制電路

(1)二極管調(diào)制電路

單二極管電路只能產(chǎn)生AM信號，不能產(chǎn)生DSB信號。二極管平衡電路和二極管環(huán)形電路可以產(chǎn)生DSB信號。1)二極管平衡DSB調(diào)制電路電路如圖6-19所示，T2次級電流：(6-33)54圖6-19二極管平衡調(diào)制電路55

iL中包含F(xiàn)分量和(2n+1)fc±F(n=0，1，2，…)分量，若輸出濾波器的中心頻率為fc、寬為2F、諧振阻抗為RL，則輸出電壓為：(6-34)

二極管平衡調(diào)制器是通過平衡方式，將載波抑制掉，從而獲得DSB信號。平衡調(diào)制器的動態(tài)原理。56圖6-21平衡調(diào)制器的一種實際線路圖6-21為一實用的平衡調(diào)制器電路。其中省掉了變壓器N2，調(diào)制信號采用單端輸入。由于兩個二極管方向相反，故載波電壓仍同相加于兩管。572)二極管環(huán)形DSB調(diào)制電路——雙平衡電路為進一步減少組合分量，可采用雙平衡調(diào)制器(環(huán)形調(diào)制器)，如圖6-22所示。在u1=uΩ，u2=uC的情況下，該式可表示為：(6-35)(6-36)經(jīng)濾波后，有(2)差分對調(diào)制器（已講）思考：如果載波和調(diào)制信號的加入方式改變，對與二極管平衡和雙平衡電路是否仍能實現(xiàn)DSB.平衡電路不可以，雙平衡可以58圖6-22雙平衡調(diào)制器電路及波形59圖6―19利用MC1596產(chǎn)生AM，DDS信號

調(diào)整調(diào)制度擴展線性范圍60

4、SSB調(diào)制電路SSB信號是將雙邊帶信號濾除一個邊帶形成的。根據(jù)濾除方法的不同，SSB信號產(chǎn)生方法有好幾種，主要有濾波法和移相法兩種。（1）濾波法圖6-26是采用濾波法產(chǎn)生SSB的發(fā)射機框圖。圖6-26濾波法產(chǎn)生SSB信號的框圖61但是這種簡單的方法不能把低頻信號直接調(diào)制頻率比較高的載波。因為任何一個濾波器的品質(zhì)因數(shù)都是一定的，當用比較低的調(diào)制信號去調(diào)幅時，使得相對頻寬非常小，即意味著要很大的Q值。例如，設(shè)調(diào)制信號的Fmin=300Hz，載波為10MHz，則相對帶寬為2×300/107=0.006%，要求濾波器的Q非常高。因此這種直接的做法對濾波器提出了過高的要求。圖6―28理想邊帶濾波器的衰減特性

62（2）移相法1)原理及框圖移相法是利用移相網(wǎng)絡(luò)，對載波和調(diào)制信號進行適當?shù)南嘁?，以便在相加過程中將其中的一個邊帶抵消而獲得SSB信號。在SSB信號分析中我們已經(jīng)得到了式(6-25)，重寫如下:63圖6-28移相法SSB信號調(diào)制器642)特點移相法的優(yōu)點是省去了邊帶濾波器，但要把無用邊帶完全抑制掉，必須滿足下列兩個條件:A、兩個調(diào)制器輸出的振幅應完全相同B、移相網(wǎng)絡(luò)必須對載頻及調(diào)制信號均保證精確的π／2相移。

65振幅調(diào)制電路總結(jié)：1.AM調(diào)制電路（1）單管：利用非線性伏安特性泰勒展開式平方項（式5-2和式5-11）的變頻得到c±Ω，所以又稱平方律調(diào)幅。i的頻譜分量數(shù)目很多，但可以讓信號一大一小，來抑制無用頻率分量的能量，便于濾波1）1個二極管（P.180圖6-16）；2）1個三極管（P.179集電極調(diào)幅圖6-12，基極調(diào)幅圖6-14）。66（2）多管：抵消無用頻率分量的數(shù)目，同時讓信號一大一小，來抑制無用頻率分量的能量1）2個二極管平衡電路（P.152圖5-7，u1=uc，u2=uΩ，且UΩ>>UC）；2）4個二極管橋式電路（P.154圖5-8，u1=uc，u2=uΩ，且UΩ>>UC）；3）單差分電路（方法1：P.161圖5-17，非線性通道uA=uc，線性通道uB=uΩ且|UC|<26mV；方法2：圖5-17但是單端輸出，且uA=u

Ω，uB=uc，|UΩ|<26mV)；4）雙差分電路（即模擬乘法器，P.162圖5-18，uA=uΩ+常數(shù)，uB=uc，且|UΩ+常數(shù)|<26mV，|UC|<26mV。P.182圖6-18，UΩ、UC小于2.5V即可）。672.DSB調(diào)制電路多管：抵消無用頻率分量的數(shù)目（1）2個二極管平衡電路（P.152圖5-7，u1=uΩ，u2=uc，且UC>>UΩ）；（2）4個二極管橋式電路（P.154圖5-8，

u1=uΩ，u2=uc，且UC>>UΩ）；（3）8個二極管雙橋構(gòu)成的環(huán)形電路（P.185圖6-23，uΩ、uc可任意加到兩個輸入端）；（4）4個二極管雙平衡構(gòu)成的環(huán)形電路（P.155圖5-9和P.184圖6-22，uΩ、uc可任意加到兩個輸入端）；（5）單差分電路（P.161圖5-17雙端輸出，非線性通道uA=uΩ，線性通道uB=uc，且|UC|<26mV）；（6）雙差分電路（即模擬乘法器，P.162圖5-18，uA=uΩ，uB=uc，且|UΩ|<26mV，|UC|<26mV。P.182圖6-18，UΩ、UC小于2.5V即可）68由DSB信號經(jīng)過邊帶濾波器濾除了一個邊帶，就得到了SSB信號。如：上邊帶濾波器下邊帶濾波器乘法器（1）濾波法下邊頻帶信號ωωDSB信號ωc-Ωmaxωc+Ωmax上邊頻帶信號ωωc+Ωmaxωc-Ωmax3.SSB調(diào)制電路缺點：該方法對濾波器的要求很高，而且載波頻率ω0不能夠太高（為了將ω0提高到所需要的工作頻率上，需要經(jīng)過多次的平衡調(diào)幅與濾波）。69圖6―27理想邊帶濾波器的衰減特性70為什么對濾波器提出很高要求？又為什么第一次載波頻率不能夠取得太高？設(shè)：則兩個邊帶之間的相對距離為：

說明兩個邊帶相距很近，要想通過一個邊帶而濾除另一個邊帶，就必須對濾波器提出了嚴格的要求。當則兩個邊帶之間的相對距離為：這時對濾波器要求雖然降低了，但f0又嫌太低，濾波器的BW可能不夠?qū)?，引起頻率失真。（）討論：綜上所述，載頻既不能太高，也不能太低。原因：由于0>>max。載波頻率不能夠取得太高。71解決方法：經(jīng)過多次平衡調(diào)幅與濾波，來逐步把載頻提高到所需要的數(shù)值。原理如下：雖然但仍然足夠大從而各個濾波器容易實現(xiàn)通過一個邊帶而濾除另一個邊帶。邊帶相對距離：問題：能否用倍頻的方法來提高單邊帶的載波頻率?不能，因為倍頻后，音頻頻率Ｆ也跟著成倍增加，使原來的調(diào)制信號變了樣，產(chǎn)生嚴重的失真。這是絕對不允許的。72圖6―26濾波法產(chǎn)生SSB信號的框圖73(2)相移法：利用移相的方法，消去不需要的邊帶。圖中兩個平衡調(diào)幅器的調(diào)制信號電壓和載波電壓都是互相移相90°。因此，輸出電壓為下邊帶上邊帶Ω)t]cos(ωΩ)tV[cos(ω00+--=21

W=sinsin01tωtVv])cos()ω[cos(21

00ttVW++W-=wωcosΩcos02ttV=v74評價：由于這種方法不是依靠濾波器來抑止另一個邊帶的所以這種方法原則上能把相距很近的兩個邊頻帶分開，

而不需要多次重復調(diào)制和復雜的濾波器。但這種方法要求:調(diào)制信號的移相網(wǎng)絡(luò)和載波的移相網(wǎng)絡(luò)在整個頻帶范圍內(nèi)，都要準確地移相90°。這一點在實際上是很難做到的。756.2調(diào)幅信號的解調(diào)一、調(diào)幅解調(diào)的方法

振幅解調(diào)方法可分為包絡(luò)檢波和同步檢波兩大類。包絡(luò)檢波是指解調(diào)器輸出電壓與輸入已調(diào)波的包絡(luò)成正比的檢波方法。由于AM信號的包絡(luò)與調(diào)制信號成線性關(guān)系，因此包絡(luò)檢波只適用于AM波。其原理框圖如圖6-30所示。而DSB和SSB信號的包絡(luò)不正比于調(diào)制信號，因此不能用包絡(luò)檢波，必須采用同步檢波。76圖6-30包絡(luò)檢波的原理框圖77圖6-31同步解調(diào)器的框圖78同步檢波又可以分為乘積型(圖6-32(a))和疊加型(圖6-32(b))兩類。它們都需要用恢復的載波信號ur進行解調(diào)。圖6-32同步檢波器79二、二極管峰值包絡(luò)檢波器1．原理電路及工作原理圖6-33(a)是二極管峰值包絡(luò)檢波器的原理電路，又稱為二極管串聯(lián)型峰值包絡(luò)檢波器。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器串聯(lián)組成。RC電路有兩個作用：負載；高頻電流的旁路。ωc為輸入信號的載頻，在超外差接收機中為中頻ωI，

Ω為調(diào)制頻率。在理想情況下，RC網(wǎng)絡(luò)的阻抗Z應為：80圖6-33二極管峰值包絡(luò)檢波器(a)原理電路(b)二極管導通(c)二極管截止（1）當輸入等幅載波時當在輸入信號的正半周，二極管導通，快速給電容充電，當輸入下降后使二極管截止時，電容放電，但放電要比充電慢的多，因此，達到平衡后，二極管只在輸入信號的峰值附近才導通，通角很小。圖6-34是輸入為等幅波時的工作過程。81圖6-34加入等幅波時檢波器的工作過程τ充=rDC小，充電快τ放=RC大，放電慢很快uC穩(wěn)定在U0，此時半導通角為θ82圖6-35檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形83從這個過程可以得出下列幾點:

(1)檢波過程就是信號源通過二極管給電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。(2)由于RC時間常數(shù)遠大于輸入電壓載波周期，放電慢，使得二極管負極永遠處于正的較高的電位(因為輸出電壓接近于高頻正弦波的峰值，即Uo≈Um)。

(3)二極管電流iD包含平均分量(此種情況為直流分量)Iav及高頻分量。平均分量Iav流經(jīng)電阻R形成平均電壓Uav（載波輸入時，Uav＝UDC），它是檢波器有用輸出電壓，高頻電流主要被旁路電容旁路，其上殘留很小的高頻電壓Δu。

84圖6-36輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖（2）當輸入為AM信號時包絡(luò)Um(t)85圖6-38包絡(luò)檢波器的輸出電路（3）檢波輸出電路從上面的分析可以看出，電容兩端的電壓含有近似等于輸入載波振幅大小的直流分量，因此必須加隔直電容，然后輸出原來的調(diào)制信號：A、若只輸出調(diào)制頻率電壓，可采用6-38(a)圖所示電路；B、若只需要與載波電壓成正比的直流電壓，可采用6-38(b)圖所示電路。86

2．性能指標分析檢波器的主要性能指標有非線性失真、輸入阻抗、傳輸系數(shù)等。1)傳輸系數(shù)Kd

(1)定義：檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率，是用來描述檢波器對輸入已調(diào)信號的解調(diào)能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um，輸出直流電壓為Uo，則Kd定義為：(6-43a)(6-43b)對于AM信號：低頻輸出電壓振幅輸入已調(diào)波包絡(luò)振幅87

(2)計算：A.由式(6-43(a))和圖6-35可得B.求導通角θ由于輸入大信號，檢波器工作在大信號狀態(tài)，二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波，采用理想的高頻濾波，并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導通電壓VP)，則:(6-44)(6-45)88式中，α0(θ)、α1(θ)為電流分解系數(shù)。由式(6-46)Uo=I0R，有

基頻分量

(6-46)(6-47)平均分量

等式兩邊各除以cosθ，可得(6-49)(6-50)89

當gDR很大時，如gDR≥50時tanθ≈θ-θ3/3，代入式(6-50)，有(6-51)(3)結(jié)論：A、當電路一定（二極管、R一定）時，在大信號檢波器中導通角是恒定的，它與輸入信號大小無關(guān)。B、由于導通角是恒定的，故檢波器的傳輸系數(shù)也是恒定的，與輸入信號大小無關(guān)，因而檢波器的輸入輸出間的關(guān)系是線性的————線性檢波器。R為直流負載電阻90C、二極管導通電阻越小，R越大，θ就越小，檢波效率就越高。這意味著二極管本身能量損耗越小。導通角越小，檢波器的傳輸系數(shù)Kd越接近于1，而導通角隨gDR增大而減小，因此傳輸系數(shù)Kd隨gDR增大而增大。有圖6－39知，當gDR>50時Kd變化不大。D、實際上理想濾波是做不到的，實際傳輸特性如圖6-40.91圖6-39Kd～gDR關(guān)系曲線圖圖6-40濾波電路對Kd的影響922)輸入電阻Ri檢波器的輸入阻抗包括輸入電阻Ri及輸入電容Ci，如圖6-41所示。輸入電阻是輸入載波電壓的振幅Um與檢波器電流的基頻分量振幅I1之比值，即(6-52)輸入電阻是前級的負載，它影響前級中頻放大器的品質(zhì)因數(shù)和放大器的增益，輸入電容影響諧振頻率。由式(6-47)，有(6-53)93圖6-41檢波器的輸入阻抗94

當gDR≥50時，θ很小，sinθ≈θ-θ3/6，cosθ≈1-θ2/2，代入上式，可得另外，也可利用能量守恒，考慮導通角很小，傳輸系數(shù)近似為1，有可得：R為低頻負載電阻即RΩ95KdUimui(t)t忽略二極管導通電阻rd上的損耗功率，由能量守恒的原則，檢波器輸入端口的高頻功率全部轉(zhuǎn)換為輸出端負載電阻R上消耗的功率（注意為直流）

即有：

又因Kd=cosθ≈1所以

等效輸入電阻Ri的推導963．檢波器的失真

(1)惰性失真

1)產(chǎn)生惰性失真的原因：在二極管截止期間，電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時間常數(shù)。如果電容放電速度很慢，使的輸出電壓不能跟隨輸入信號包絡(luò)下降的速度，那么檢波輸出將與輸入信號包絡(luò)不一樣，產(chǎn)生失真。當RC太大時會產(chǎn)生惰性失真。

圖6-42惰性失真的波形

97

①惰性失真（對角線切割失真）●產(chǎn)生惰性失真的原因：

RC放電的速率<輸入AM信號包絡(luò)的變化率●避免產(chǎn)生惰性失真的條件：在任何時刻，電容C上電壓的變化率應大于或等于包絡(luò)信號的變化率，即:tui(t)與uc(t)uc(t)ui(t)在工程上可按maxRC≤1.5計算。

如果檢波電路的時間常數(shù)RC太大，當調(diào)幅波包絡(luò)朝較低值變化時，電容上的電荷來不及釋放以跟蹤其變化，所造成的失真稱作惰性失真。(3)失真產(chǎn)生的失真主要有：①惰性失真；②底部切削失真

；③非線性失真；④頻率失真。98(2)底部切削失真1)底部切削失真及產(chǎn)生原因底部切削失真又稱為負峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后，輸出電壓的波形如圖6-43(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的，因為Cg很大，直流負載為R，而低頻交流負載則為R||Rg。實際上是Cg給R的直流偏壓對二極管D的反偏作用造成的，反偏電壓為UR，當ui<UR時，二極管截止，uc=UR導致底部被切削。99

Uim(1-ma)②底部切削失真(負峰切割失真)①原因：一般為了取出低頻調(diào)制信號，檢波器與后級低頻放大器的連接如圖所示，增加耦合電容Cg.，使得直流負載電阻R與交流負載電阻（R//RL）不相等，而且調(diào)幅

度ma又較大時而引起底部切割失真。Uim

URUR②分析：通常Cg取值較大(一般為5～10μF)，在Cg兩端的直流電壓UDC，大小近似等于載波電壓振幅UDC=KdUim；UDC經(jīng)R和RL分壓后在R上產(chǎn)生的直流電壓為：由于UR對檢波二極管VD來說相當于一個反向偏置電壓，會影響二極管的工作狀態(tài)。

后級放大器ui+-CRLRVDCg+UDC

-+-UR+uΩ(t)-二極管截止，檢波輸出信號不跟隨輸入調(diào)幅波包絡(luò)的變化而產(chǎn)生失真。當UR>

Uim(1-ma)在輸入調(diào)幅波包絡(luò)的負半周峰值處可能會低于UR,100

Uim(1-ma)Uim

URUR顯然，RL越小，UR分壓值越大，底部切割失真越容易產(chǎn)生；另外，ma值越大，調(diào)幅波包絡(luò)的振幅maUim越大，調(diào)幅波包絡(luò)的負峰值Uim(1-ma)越小，底部切割失真也越易產(chǎn)生。

要防止這種失真，必須要求調(diào)幅波包絡(luò)的負峰值Uim(1-ma)大于直流電壓UR。即避免底部切割失真的條件為：

式中，RΩ=RL//R為檢波器輸出端的交流負載電阻，而R=為直流負載電阻。

后級放大器ui+-CRLRVDCg+UDC

-+-UR+uΩ(t)-101圖6-43底部切削失真102

2)避免和減少底部切削失真的措施調(diào)幅波的最小幅度為UC(1-m)，由圖6-43可以看出，要避免底部切削失真，應滿足(6-63)(6-64)由上式可得要：避免底部切削失真，檢波器的交流負載與直流負載之比應大于調(diào)幅波的調(diào)幅度。103圖6-44減小底部切削失真的電路

減少底部切削失真的措施：

(a)中是把R分成兩個電阻的串聯(lián)來提高交流阻抗，(b)是利用射極跟隨器來使交、直流阻抗近似相等。104（3）非線性失真

這種失真是由于檢波二極管的伏安特性曲線的非線性引起的。它會使的檢波器輸出的音頻電壓不能完全和輸入調(diào)幅波的包絡(luò)成正比。但如果負載電阻R選的比較大，導通角比較小，那么這種非線性失真很小，可以忽略。（4）頻率失真

由于檢波電容C和耦合電容Cg選擇不合理，會造成音頻輸出中含有其他諧波分量，造成頻率失真。1054．設(shè)計中應該考慮的問題在設(shè)計包絡(luò)檢波器時，應主要考慮要有較高的檢波效率和盡可能避免各種失真并減少對前級中頻放大器的影響。檢波器自動增益控制AGC音量調(diào)節(jié)圖6―48檢波器的實際電路106例：檢波電路中，設(shè)輸入信號：（V）1)畫出u0(t)、uΩ(t)的波形圖；2)若R=5kΩ，RL=10kΩ，C=0.01μF，檢驗有無惰性失真和底部切削失真？3)若rD=50Ω,計算UΩ和輸入電阻Riui+-CVDRL+-uΩRCd+UDC

-+-uo（a）107滿足不失真條件，所以不產(chǎn)生惰性失真

滿足，所以不產(chǎn)生底部切削失真108109（1）二極管的選擇要選擇導通電阻和結(jié)電容比較小的二極管，可以提高效率。如選擇點接觸型二極管2AP9等。（2）電阻R1、R2選擇為了不損失效率，R1/R2一般選擇在0.1~0.2，而R1+R2幾千Ω，它不能太大，否則容易產(chǎn)生底邊切割失真或惰性失真。此處選R1=680Ω，R2=4.7kΩ.（3）電容的選擇C太大容易產(chǎn)生惰性失真，太小又會使紋波加大，效率降低。因此應試2πFmax<1/RC<2πfc.此處選C1=C2=5100pF。Cg一般選的很大，此處為10微法。1101115.二極管并聯(lián)檢波器除上面討論的串聯(lián)檢波器外，峰值包絡(luò)檢波器還有并聯(lián)檢波器、推挽檢波器、倍壓檢波器、視頻檢波器等。這里討論并聯(lián)檢波器。

(1)電路結(jié)構(gòu)與工作原理

并聯(lián)檢波器：其信號源（輸入）、檢波二極管、負載電阻三者是并聯(lián)的。如圖6-46(a)112圖6-46并聯(lián)檢波器及波形(a)原理電路(b)波形(c)實際電路1136.同步檢波電路

①抑制載波的雙邊帶信號和單邊帶信號，因其波形包絡(luò)不直接反映調(diào)制信號的變化規(guī)律，不能用包絡(luò)檢波器解調(diào)。

②因不含有載頻分量，解調(diào)時必須在檢波器輸入端另加一個與發(fā)射載波“同頻同相”并保持同步變化的參考信號，此參考信號與調(diào)幅信號共同作用于非線性器件電路，經(jīng)過頻率變換，恢復出調(diào)制信號。這種檢波方式稱為同步檢波。在某些應用中，為了改善性能，對普通調(diào)幅信號的解調(diào)也可以采用同步檢波。114同步檢波有兩種實現(xiàn)電路:乘法器低通濾波器u'ou'Ω包絡(luò)檢波器加法器u'ou'Ω本地載波●乘積型同步檢波

●疊加型同步檢波

已調(diào)波vi已調(diào)波vi115（1）．乘積型

設(shè)輸入信號為DSB信號，即us=UscosΩtcosωct，本地恢復載波ur=Urcos(ωrt+φ)，這兩個信號相乘(6-72)經(jīng)低通濾波器的輸出，且考慮ωr-ωc=Δωc在低通濾波器頻帶內(nèi)，有(6-73)116由上式可以看出：

(1)當恢復載波與發(fā)射載波同頻同相時，即ωr=ωc，φ=0，則

uo=UocosΩt(6-74)因此，此時可以無失真地將調(diào)制信號恢復出來。(2)若恢復載波與發(fā)射載頻有一定的頻差，即ωr=ωc+Δωc

uo=UocosΔωctcosΩt(6-75)所以，此時將會引起振幅失真。117

(3)若恢復載波與發(fā)射載頻有一定的相差，則

uo=UocosφcosΩt(6-76)若相差為恒定的，相當于對振幅進行了衰減；若相差是隨時間變化的，則也將引起振幅失真。前面五章和六章中講的線性頻譜搬移電路都可以實現(xiàn)乘積型解調(diào)器。1182.疊加型

疊加型同步檢波是將DSB或SSB信號插入恢復載波，使之成為或近似為AM信號，再利用包絡(luò)檢波器將調(diào)制信號恢復出來。對DSB信號而言，只要加入的恢復載波電壓在數(shù)值上滿足一定的關(guān)系，就可得到一個不失真的AM波。圖6-49就是一疊加型同步檢波器原理電路。下面以對SSB進行疊加型同步檢波為例進行分析

（1）基本原理設(shè)單頻調(diào)制的單邊帶信號(上邊帶)為：

us=Uscos(ωc+Ω)t=UscosΩtcosωct-UssinΩtsinωct119圖6-49疊加型同步檢波器原理電路120恢復載波為

ur=Urcosωrt=Urcosωct有：us+ur=(UscosΩt+Ur)cosωct-UssinΩtsinωct=Um(t)cos［ωct+φ(t)］(6-77)式中(6-78)(6-79)

由式(6-77)可知，利用疊加型同步檢波器對SSB檢波，會出現(xiàn)相差，但由于后面采用的包絡(luò)檢波器對相位不敏感，他只關(guān)心包絡(luò)的變化。121(6-80)式中，m=Us/Ur。當m<<1，即Ur>>Us時，上式可近似為：(6-81)(6-82)顯然，由(6-82)式經(jīng)隔直后即得原調(diào)制信號。由(6-81)式可得，SSB疊加載波信號后，即得一普通調(diào)幅AM信號。經(jīng)包絡(luò)檢波后可得原調(diào)制信號，即：122（2）平衡同步檢波電路采用圖6-50所示的平衡同步檢波電路，可以減小解調(diào)器輸出電壓的非線性失真。它由兩個檢波器構(gòu)成平衡電路，上檢波器輸出如式(6-82)，下檢波器的輸出

uo2=KdUr(1-mcosΩt)(6-83)則總的輸出

uo=uo1-uo2=2KdUrmcosΩt(6-84)總之，實現(xiàn)同步檢波的關(guān)鍵是在接收端恢復發(fā)送端的載波信號同頻同相的恢復載波。123圖6-50平衡同步檢波電路1246.3混頻一、混頻的概述

1．混頻器的功能

(1)混頻的概念

混頻器是頻譜線性搬移電路，是使信號的頻率從一處線性搬移至另一處的電路。它是一個六端網(wǎng)絡(luò)。它有兩個輸入電壓，輸入信號us和本地振蕩信號uL，其工作頻率分別為fc和fL，輸出信號為uI，稱為中頻信號，其頻率是fc和fL的差頻或和頻，稱為中頻fI，fI=fL±fc(同時也可采用諧波的差頻或和頻)。125圖6-51混頻器的功能示意圖126(2)混頻的幾種形式用fI、fC、fL分別表示中頻、輸入信號頻率（高頻）和本機振蕩頻率，則

若取和頻：則fI=fL＋fc若取差頻：則，fI=fL－fc或，fI=fC－fL

常用的中頻有：465KHz(455KHz)，500KHz，10.7MHz，37MHz等

實際的混頻器分為兩大類：

A、混頻：由單獨的振蕩器提供本振信號，而混頻器為六端（三口）網(wǎng)絡(luò)

B、變頻：本機振蕩與混頻由同一非線性電路完成，此時表現(xiàn)為四端（雙口）網(wǎng)絡(luò)。127(2)混頻與調(diào)幅、幅度解調(diào)的區(qū)別

混頻也是一種頻率變換電路，在頻率域中起加法器或減法器作用，它與調(diào)幅、幅度解調(diào)均屬頻譜的線性搬移，但由于搬遷的位置不同，其功能也就不同；如圖6-52所示。另外，由于它們的輸入輸出信號不同，因而其輸入輸出回路也就不同。128圖6-52三種頻譜線性搬移功能(a)調(diào)制(b)解調(diào)(c)混頻1292．混頻器的工作原理(1)時域分析：設(shè)輸入到混頻器中的輸入已調(diào)信號us和本振電壓uL分別為

us=UscosΩtcosωct

uL=ULcosωLt這兩個信號的乘積為(6-85)(6-86)則中頻電壓為：130圖6-53混頻器的組成框圖因此，混頻電路可用乘法器或非線性電路完成，框圖如圖6-53所示。131(2)頻域分析：由信號分析知識可知，時域信號相乘，對應其頻域信號的卷積。設(shè)本振為單一頻率信號，其頻譜為FL(ω)=π［δ(ω-ωc)+δ(ω+ωc)］

輸入信號為己調(diào)波，其頻譜為Fs(ω)，則(6-87)圖6-54給出了輸入信號、本振信號和輸出信號的頻譜關(guān)系。若輸入信號也是等幅信號，則混頻輸出只有和頻和差頻成分。132圖6-54混頻過程中的頻譜變換(a)本振頻譜(b)信號頻譜(c)輸出頻譜1333．混頻器的主要性能指標

1)變頻增益

變頻電壓增益定義為變頻器中頻輸出電壓振幅UI與高頻輸入信號電壓振幅Us之比，即(6-88)同樣可定義：變頻功率增益為輸出中頻信號功率PI與輸入高頻信號功率Ps之比，即1342)噪聲系數(shù)混頻器的噪聲系數(shù)NF定義為:

通常用分貝數(shù)表示變頻增益，有(6-89)(6-90)(6-91)輸入信噪比(信號頻率)輸出信噪比(中頻頻率)(6-92)1353)失真與干擾變頻器的失真有頻率失真和非線性失真。除此之外，還會產(chǎn)生各種非線性干擾，如組合頻率、交叉調(diào)制和互相調(diào)制、阻塞和倒易混頻等干擾。所以，對混頻器不僅要求頻率特性好，而且還要求變頻器工作在非線性不太嚴重的區(qū)域，使之既能完成頻率變換，又能抑制各種干擾。136

4)變頻壓縮(抑制)在混頻器中，輸出與輸入信號幅度應成線性關(guān)系。實際上，由于非線性器件的限制，當輸入信號增加到一定程度時，中頻輸出信號的幅度與輸入不再成線性關(guān)系，如圖6-55所示。137圖6-55混頻器輸入、輸出電平的關(guān)系曲