400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路

400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路相關(guān)元件PDF下載：TL494A1266P30NOS利用TL494組成的400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路。它激式變換部分采用TL494,VT1、VT2、VD3、VD4構(gòu)成灌電流驅(qū)動電路，驅(qū)動兩路各兩只60V/30A的MOSFET開關(guān)管。如需提高輸出功率，每路可采用3?4只開關(guān)管并聯(lián)應用，電路不變°TL494在該逆變器中的應用方法如下：第1、2腳構(gòu)成穩(wěn)壓取樣、誤差放大系統(tǒng)，正相輸入端1腳輸入逆變器次級取樣繞組整流輸出的15V直流電壓，經(jīng)R1、R2分壓，使第1腳在逆變器正常工作時有近4.7?5.6V取樣電壓。反相輸入端2腳輸入5V基準電壓（由14腳輸出）。當輸出電壓降低時，1腳電壓降低，誤差放大器輸出低電平，通過PWM電路使輸出電壓升高。正常時1腳電壓值為5.4V，2腳電壓值為5V，3腳電壓值為0.06V。此時輸出AC電壓為235V（方波電壓）。第4腳外接R6、R4、C2設定死區(qū)時間。正常電壓值為0.01V。第5、6腳外接CT、RT設定振蕩器三角波頻率為100Hz。正常時5腳電壓值為1.75V，6腳電壓值為3.73V。第7腳為共地。第8、11腳為內(nèi)部驅(qū)動輸出三極管集電極，第12腳為TL494前級供電端，此三端通過開關(guān)S控制TL494的啟動/停止，作為逆變器的控制開關(guān)。當S1關(guān)斷時，TL494無輸出脈沖，因此開關(guān)管VT4?VT6無任何電流。S1接通時，此三腳電壓值為蓄電池的正極電壓。第9、10腳為內(nèi)部驅(qū)動級三極管發(fā)射極，輸出兩路時序不同的正脈沖。正常時電壓值為1.8V。第13、14、15腳其中14腳輸出5V基準電壓，使13腳有5V高電平，控制門電路，觸發(fā)器輸出兩路驅(qū)動脈沖，用于推挽開關(guān)電路。第15腳外接5V電壓，構(gòu)成誤差放大器反相輸入基準電壓，以使同相輸入端16腳構(gòu)成高電平保護輸入端。此接法中，當?shù)?6腳輸入大于5V的高電平時，可通過穩(wěn)壓作用降低輸出電壓，或關(guān)斷驅(qū)動脈沖而實現(xiàn)保護。在它激逆變器中輸出超壓的可能性幾乎沒有，故該電路中第16腳未用，由電阻R8接地。該逆變器采用容量為400VA的工頻變壓器，鐵芯采用45X60mm2的硅鋼片。初級繞組采用直徑1.2mm的漆包線，兩根并繞2X20匝。次級取樣繞組采用0.41mm漆包線繞36匝，中心抽頭。次級繞組按230V計算，采用0.8mm漆包線繞400匝。開關(guān)管VT4?VT6可用60V/30A任何型號的N溝道MOSFET管代替。VD7可用1N400X系列普通二極管。該電路幾乎不經(jīng)調(diào)試即可正常工作。當C9正極端電壓為12V時，R1可在3.6?4.7kQ之間選擇，或用10kQ電位器調(diào)整，使輸出電壓為額定值。如將此逆變器輸出功率增大為近600W，為了避免初級電流過大，增大電阻性損耗，宜將蓄電池改用24V，開關(guān)管可選用VDS為100V的大電流MOSFET管。需注意的是，寧可選用多管并聯(lián)，而不選用單只IDS大于50A的開關(guān)管，其原因是:一則價格較高，二則驅(qū)動太困難。建議選用100V/32A的2SK564，或選用三只2SK906并聯(lián)應用。同時，變壓器鐵芯截面需達到50cm2,按普通電源變壓器計算方式算出匝數(shù)和線徑，或者采用廢UPS-600中變壓器代用。如為電冰箱、電風扇供電，請勿忘記加入LC低通濾波器。』，screen.width-500)this.style.width=screen.width-500;"title="點擊放大400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路”style="cursor:hand"onclick="window.open(this.src)"onmouseout="blur();"ondrag="resizeImage(event,this)"onload=""border=0>此主題相關(guān)圖片如下：

1^148VT4rrXJ^iak~lo.03^11VT6tef1^148VT4rrXJ^iak~lo.03^11VT6tefASFMRS伊 1.ak10k51kmscreen.width-500)this.style.width=screen.width-500:"title=”點擊放大400W大功率穩(wěn)壓逆變器由路"style="cursor:hand"onclick="window.open(this.src)"onmouseout="blur():"ondrag="resizeImage(event,this)"onload=""border=0>大功率逆變器中驅(qū)動電路的開關(guān)電源設計(轉(zhuǎn)自：原論壇hn)摘要：為了滿足大功率逆變器中開關(guān)管驅(qū)動電路對電源功率的要求，以及適應逆變器輸入為一定范圍內(nèi)變化的情況，設計了通過光耦反饋的單管反激式電流型控制的開關(guān)電源，給出了實驗結(jié)果。其*能滿足了實際應用要求。關(guān)鍵詞：開關(guān)電源；反激式變換器；電流型控制；高頻變壓器0引言傳統(tǒng)的線*串聯(lián)穩(wěn)壓電源，其功率管是連續(xù)地工作在線*放大狀態(tài)，而開關(guān)電源的功率管是斷續(xù)地工作在導通和截止狀態(tài)。與線*電源相比，開關(guān)電源具有功耗小、效率高、體積小、重量輕、穩(wěn)壓范圍寬等優(yōu)點，廣泛應用于各種領(lǐng)域。開關(guān)電源的功率管開通時，開關(guān)管上的電壓低，電流大，而在關(guān)斷時則相反，從而降低了功率管的開關(guān)損耗。雖然線*電源結(jié)構(gòu)簡單，但需要體積較大的工頻變壓器，而開關(guān)電源以其重量輕、效率高、單位體積能量密度較高等特*在各類電子設備及裝置中得到了越來越廣泛的應用。開關(guān)電源可分為電壓型和電流型兩種。電流型較電壓型開關(guān)電源的動態(tài)響應快，輸出電壓穩(wěn)定*好，可隨開關(guān)周期調(diào)節(jié)電流的大小。1驅(qū)動電源的設計要求研制三相大功率逆變器時，由于實際中的功率較大，為了對主電路中的IGBT進行控制，所選用的驅(qū)動模塊對供電電源的功率有一定的要求，為此本文設計了滿足這種要求的開關(guān)電源。根據(jù)逆變器的輸入電壓以及所需的功率要求，設計的輔助電源需要滿足以下條件：（1） 輸入直流電壓寬范圍350~640V；（2） 輸出電壓24V；（3） 輸出功率60W。由于單管反激式電路有結(jié)構(gòu)簡單、體積小巧以及成本低等優(yōu)點，因而本文選用了此單管反激式電路結(jié)構(gòu)。2電流型PWM控制器以及反激式電路工作原理2.1高*能電流型控制器UC3845UC3845是高*能固定頻率的電流型PWM控制器，其最大占空比為50豫。該芯片具有重要的電流取樣比較器以及大電流圖騰柱驅(qū)動，輸出平均電流為依200mA，最大峰值電流為依1A，是驅(qū)動MOSFET的理想器件。它還具有眾多的保護功能，如帶滯后的輸入和帶滯后的參考欠壓鎖定、逐周電流限制等，且有低的啟動電流以及工作電流等。2.2反激式電路工作原理單管反激式電源主電路如圖1所示。反激式變換器其實就是利用變壓器代替了電感的升壓變換器，開關(guān)管導通時，整流二極管反向阻斷，能量儲存在電感鐵心的磁通中；開關(guān)管關(guān)斷時，由于變壓器中的電流不能突變，于是二極管立刻導通，能量傳遞給負載。如果在下個周期之前，鐵心中的磁通完全降為零，則工作在電流斷續(xù)模式；如果鐵心中的磁通沒有完全降為零，即還有一部分剩磁，則工作在電流連續(xù)模式。實際上，電流型控制是具有過電流保護功能的，控制芯片內(nèi)部的快速電流比較器實現(xiàn)對電流的逐周限制，也是一種恒功率過載保護方法。電流型控制也是電壓電流的雙環(huán)控制，因此比單純的電壓控制型具有更快的動態(tài)響應速度。3電路設計主電路以及控制電路本文所設計的反激式主電路以及控制電路如圖2所示，圖中R1為熱敏電阻，電源啟動的瞬間，電容C1和C2相當于短路，使得此時的輸入電源的電流較大，為此需要在輸入電路中安裝熱敏電阻，對電源進行保護。D1的主要作用是防止電源的輸入電源極*反接。C1和C2為濾波電容，考慮輸入的電壓較大，故選用兩個電容串聯(lián)使用。R4是啟動電阻，提供UC3845的啟動電源，電源第一次啟動時通過R4和D2對C14充電，為UC3845提供工作電源。C14為濾波電容，為UC3845提供較穩(wěn)定的直流工作電源。D5為輔助電源整流二極管，在電源啟動后，利用輔助的繞組提供UC3845的工作電源。由于變壓器漏感以及分布參數(shù)的影響，開關(guān)管關(guān)斷瞬間會產(chǎn)生較大的尖峰電壓，為此電路中選用R5、C3、D3構(gòu)成箝位電路，此電路結(jié)構(gòu)簡單，有效地抑制了電壓尖峰。S1為開關(guān)管，R11為輸入電流檢測電阻，R12和C20構(gòu)成一階濾波電路，濾除取樣電流中的尖峰。R10和DZ1對S1進行保護。D6、R8和D7、R9分別構(gòu)成S1的開通以及關(guān)斷驅(qū)動路徑，R8、R9的大小會影響電源的EMI和開關(guān)管的溫升等特*。T1為高頻變壓器，N1為原邊，N2為副邊，N3為輔助繞組。D4為輸出整流二極管，選用快速恢復的二極管。C5~C12和L1構(gòu)成輸出側(cè)濾波電路。R6、C4、D9構(gòu)成D4的緩沖電路，抑制D4在截止時產(chǎn)生的反向尖峰電壓，保護整流二極管°PC817、TL431以及外圍的電阻電容構(gòu)成隔離的電壓反饋回路，而UC3845內(nèi)部的誤差放大器通過電阻R19接地被旁路。TL431為二次側(cè)的誤差放大器，是一個三端器件，其參考電壓Vref為2.5V，由R21、R17和R22對輸出電壓進行分壓，而可以控制輸出電壓的大小。14為光耦PC817的偏置電阻，光耦導通提供足夠的電流。R6、C16、C17是反饋補償網(wǎng)絡，參考極點零點補償器的設計方法可以得到它們的數(shù)值。RT、CT的數(shù)值決定了電源的開關(guān)頻率。高頻變壓器設計開關(guān)電源的設計重點是高頻變壓器的設計，變壓器的好壞決定了整個電源的*能。對于反激式電源，其變壓器具有儲能、電壓匹配、隔離等作用，設計需滿足以下條件。（1） 漏磁小，以便獲得小的繞組漏感；（2） 輸入電壓和占空比為最大值時，磁芯不會飽和；（3） 傳輸功率有裕量；（4） 原邊繞組的電感量必須符合設計的功率要求。已知，輸入電壓Vi=350~640V，輸出電壓V2=24V，輸出功率P2=60W?？紤]傳輸功率以及繞線的要求，選取EE42/12磁芯，其有效截面積S=140mm2。選擇開關(guān)頻率f=50kHz（T=20），最大磁密Bm=0.2T，最大占空比Dmax=0.48，k=0.3，電源效率=0.80。3.2.1原邊電流峰值以及電感量計算考慮到整流二極管、變壓器以及濾波電路等引起的電壓降，輸出電壓以V2=24+1.5=25.5V來計算。原邊電流峰值I1p為變壓器匝比n12為原邊電感量L1為3.2.2原副邊繞組匝數(shù)計算副邊繞組匝數(shù)N2為原邊繞組匝數(shù)N1為輔助電源繞組匝數(shù)N3=6（控制芯片的供電電壓約取10V）。在原、副邊繞組分別取177和14匝時，上面的參數(shù)有可能有所差別，現(xiàn)根據(jù)反激式電源的計算公式重新計算，可得到： n12=0.079，Tonmax=9.595，I1p=0.687A，k=0.3。3.2.3原副邊電流有效值計算以及繞組選擇電源工作在電流連續(xù)模式時，變壓器中原邊電流的波形如圖3所示，其有效值的計算公式為副邊電流有效值的計算與原邊的類似。一般開關(guān)電源的變壓器的電流密度選擇在3~6A/mm2,這里考慮足夠的裕量，可以設定得小一點。根據(jù)各繞組電流的有效值可以很方便地計算出相應的漆包線線徑，實際上在高頻開關(guān)電源中，還需要考慮導線的趨膚效應。在20°C以及開關(guān)頻率為50kHz時，穿透深度，那么所選取的漆包線線徑應滿足若實際算出來的單股線徑不滿足上面的條件時，則必須選取多股漆包線并繞。開關(guān)管以及整流二極管選擇開關(guān)管選擇開關(guān)管從開通到關(guān)斷時，由于變壓器的漏磁通，致使這部分能量無法傳遞到副邊，使得開關(guān)管在關(guān)斷的瞬間，集電極上產(chǎn)生很大的電壓尖峰，如圖4所示。V1S為原邊電路的電感引起的浪涌電壓，VOR為整流二極管導通時次級到初級的反射電壓，V1為電源的輸入電壓，Vcep為開關(guān)管關(guān)斷時在開關(guān)管集電極上產(chǎn)生的電壓峰值。假設V1S=50V，那么峰值電壓為Vcep=VOR+V1S+V1max=993.429V，集電極峰值電流為0.687A。實際中，留有足夠的裕量，選擇1500V/2.5A的MOSFET，型號為2SK1317。整流二極管選擇整流二極管需要選擇反向恢復時間trr快的二極管，因為除了滿足最大整流電流IOM和反向電壓UR的要求，為了提高整流效率，還應選用恢復時間短和開關(guān)損耗小的整流管。反向電壓UR應滿足UR>UO+N2/N1*V1max=74.621V。整流二極管電流滿足ID>I2p=8.686A?？紤]一定的裕量，可以選擇超快恢復二極管MUR820，其最高重復反向電壓VRRM=200V，最大正向電流IFM=16A，正向平均電流IF（AV）=8A。4試驗結(jié)果上面所設計的反激式電源，輸入電壓在350V和640V之間變化時，對電源的帶載能力進行了相應的試驗。在輸入電壓約